CN1234643A - 电源装置 - Google Patents

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Abstract

一种电源装置,包括一个电源电路,用于把一个输入电压变换成一个输出电压并且把该输出电压提供给一个负载。电源电路包括:多个具有不同变换效率的电压变换电路和一个选择电路,用于选择多个电压变换电路之中的一个电压变换电路以便改进电源电路的变换效率。

Description

电源装置
本发明涉及一种电源装置，该电源装置用于把一个输入电压变换成一个需要的电压并且把该需要的电压提供给一个负载。
一种常规的电源装置只包括一种类型的电压变换电路。该电源装置适合什么类型的电压变换电路是根据包括该电源装置的系统的用途来确定的。
已知的电压变换电路包括一个线性调节器(例如，串联调节器)和一个开关调节器。
一个串联调节器具有产生非常小的电噪声和高稳定输出的特征。在一个串联调节器中，在输入电压Vin与输出电压Vout之间的差被提供给一个控制晶体管的两端。流过控制晶体管的电流(即，输入电流Iin)作为一个输出电流Iout被提供给一个外部负载。因此，串联调节器的变换效率ηseries是由输入电压Vin与输出电压Vout之间的比值来确定的，它与输出电流Iout无关。该变换效率ηseries由下列公式(1)来表示。
ηseries=Vout*Iout/Vin*Iin=Vout/Vin(Iout=Iin)…(1)
一个开关调节器具有这样一个特征：伴随电压变换产生的能量损失是小的，因此利用少量的外部元件能够获得高的变换效率。其原因是：虽然开关调节器的变换效率取决于输出电流Iout，但是输入电压Vin的斩波实现了输入电压Vin的高变换效率，即使当输入电压Vin与输出电压Vout之间的差相当大。开关调节器的变换效率ηswitch由公式(2)来表示。
ηswitch=Vout*Iout/Vin*Iin…(2)
串联调节器被用在噪声能够产生严重问题的装置中，例如，无线电装置和测量装置。开关调节器例如被用在需要非常低的功率损耗系统和个人计算机中，特别是笔记本电脑，其中电源电路本身产生的热会出现问题。利用这种方式，串联调节器和开关调节器适合被用在不同的领域。
在利用一个串联调节器把输入电压Vin变换成一个输出电压Vout的情况下，当输出电压Vout比输入电压Vin更小时，由控制晶体管产生的能量损耗是相当大的。结果，变换效率ηseries被降低。然而，由于自电流实际上是小的，所以相对于输出电流，变换效率ηseries实际上是恒定的。
与串联调节器不同，开关调节器需要复杂的电路结构和操作，并且为了操作变换电路本身需要大量的能量。当输出电流Iout大时，变换电路的操作能量是相当小的。因此，可以忽略变换效率ηswitch的减小。然而，当输出电流Iout小时，变换电路的操作能量是相当大的。因此，变换效率ηswitch被减小到不可忽略的程度。
根据本发明的电源装置包括一个电源电路，用于把一个输入电压变换成一个输出电压并且把该输出电压提供给一个负载。电源电路包括：多个具有不同变换效率的电压变换电路、一个选择电路，用于选择多个电压变换电路之中的一个电压变换电路以便改进电源电路的变换效率。
在本发明的一种实施例中，多个电压变换电路是三个或三个以上的电压变换电路。
在本发明的另一种实施例中，电源电路还包括一个检测电路，用于检测从电源电路流入到负载的输出电流，其中选择电路根据该输出电流选择多个电压变换电路之中的一个电压变换电路。
在本发明的另一种实施例中，多个电压变换电路包括一个串联调节器和一个开关调节器。
在本发明的另一种实施例中，负载是一个包括至少一个功能单元的半导体器件。该半导体器件在多个操作方式中的每个操作方式中是可操作的。选择电路接收一个代表操作方式中的一种操作方式的方式信号，半导体器件在该操作方式中进行操作，并且选择电路根据该方式信号选择多个电压变换电路之中的一个电压变换电路。
在本发明的另一种实施例中，电源电路还包括一个通路开关电路，用于在根据该方式信号选择的电压变换电路与半导体器件之间进行转换。
在本发明的另一种实施例中，多个电压变换电路包括一个串联调节器和一个开关调节器。半导体器件包括一个存储器和一个操作电路，并且该半导体器件在至少一个第一方式和一个第二方式中是可操作的。在第一方式中，通路开关电路转换通路，以便把由选择电路选择的串联调节器的输出电压提供给存储器。在第二方式中，通路开关电路转换通路，以便把由选择电路选择的开关调节器的输出电压提供给存储器和操作电路。
在本发明的另一种实施例中，多个电压变换电路包括一个第一串联调节器、一个第二串联调节器和一个开关调节器。半导体器件包括一个存储器、一个第一操作电路和一个第二操作电路，并且该半导体器件在至少一个第一方式、一个第二方式和一个第三方式中是可操作的。在第一方式中，通路开关电路转换通路，以便把由选择电路选择的第一串联调节器的输出电压提供给存储器。在第二方式中，通路开关电路转换通路，以便把由选择电路选择的第二串联调节器的输出电压提供给存储器和第一操作电路。在第三方式中，通路开关电路转换通路，以便把由选择电路选择的开关调节器的输出电压提供给存储器、第一操作电路和第二操作电路。
根据本发明提供一种电源装置，由于选择了多个电压变换电路之中的一个电压变换电路的结果，使该电源装置具有改进的变换效率。因此，电源装置的功率损耗能够被降低。
根据本发明提供一种电源装置，由于根据从电源装置流入到一个负载的输出电流来选择多个电压变换电路之中的一个电压变换电路的结果，使该电源装置相对于至少一个输出电流的规范具有改进的变换效率。
根据本发明，提供一种电源装置，由于该电源装置根据代表半导体器件的操作方式的一个方式信号来选择多个电压变换电路之中的一个电压变换电路的结果，使该电源装置在半导体器件的各种方式中具有改进的变换效率。
此外，通过在根据方式信号选择的电压变换电路和半导体器件之间转换一个通路，能够防止给不需要电力的电路提供电力。因此，能够减少在一个半导体器件中的漏电流。结果，能够降低该半导体器件的功率损耗。
因此，在此描述的本发明通过多个电压变换电路的组合能够使电源装置具有改进的变换效率的优点。
本发明的这些和其它的优点通过下列结合附图所描述的实施例将变得更明显。
图1是表示根据本发明的第一实施例中的一个电源电路100的结构方框图；
图2是说明在第一实施例中在输出电流Iout与电压变换效率η之间关系的一个曲线图；
图3是表示根据本发明的第二实施例中的一个电源电路200的结构方框图；
图4是说明在第二实施例中在输出电流Iout与电压变换效率η之间关系的一个曲线图；
图5示出了一个串联调节器210的典型电路结构图；
图6示出了一个开关调节器220的典型的电路结构；
图7示出了在第二实施例中一个流过LC滤波器230的线圈L的电流波形图和一个施加到线圈L两端上的电压波形图；
图8示出了电流监视器140和选择电路150的一个典型电路结构图；
图9是表示根据本发明的第三实施例中的一个半导体器件300的结构方框图；
图10是表示根据本发明的第四实施例中的一个电源电路560的结构方框图；
图11示出了在第五实施例中一个通路开关电路530的典型电路结构；
图12示出了在第四实施例中在由CPU550来的通路开关信号552与被提供电源的功能单元之间的关系；
图13是表示根据本发明的第五实施例中的一个电源电路660的结构方框图；
图14示出了在第五实施例中在输出电流Iout与电压变换效率η之间的关系；
图15示出了在第六实施例中一个通路开关电路630的典型结构图；
图16示出了由CPU550来的通路开关信号552与被提供电源的功能单元之间的关系；
图17A示出了在第六实施例中一个串联调节器210a的典型结构图；
图17B示出了在第六实施例中一个串联调节器210b的典型结构图。
下面参照附图通过实施例来描述本发明。
(实施例1)
图1是表示根据本发明的第一实施例中的一个电源电路100的结构方框图。
电源电路100把一个输入电压Vin变换成一个需要的电压并且把该需要的电压作为一个输出电压Vout提供给一个负载160。该负载160被设置在电源电路100的外部。
电源电路100包括：电压变换电路110和电压变换电路120、一个电流监视器140，用于监视从电源电路100流入到负载160的输出电流Iout、一个选择电路150，用于根据由电流监视器140来的一个检测信号选择电压变换电路110和电压变换电路120之中的一个电压变换电路、和一个基准电压产生电路130，用于产生一个基准电压Vref。
电压变换电路110和电压变换电路120以相互不同的方式把输入电压Vin变换成输出电压Vout。
在图1所示的实施例中，电源电路100包括两个电压变换电路。本发明不限于这种情况，并且电源电路100能够包括三个或多个电压变换电路。
电流监视器140监视输出电流Iout并且输出一个检测信号，该检测信号指示输出电流Iout的电流值是否大于或小于一个规定电流值Ix。
选择电路150输出选择信号151和152。选择信号151被提供给电压变换电路110，而选择信号152被提供给电压变换电路120。选择电路150根据从电流监视器140来的检测信号确定选择信号151和选择信号152中的哪个信号将被触发。
例如，当选择信号151被触发时选择电压变换电路110，而当选择信号152被触发时选择电压变换电路120。
负载160通常与电压变换电路110的输出和电压变换电路120的输出连接。当选择电压变换电路110时，电压变换电路110的输出作为输出电压Vout被提供给负载160，而电压变换电路120的输出被设置到一个高阻抗状态。当选择电压变换电路120时，电压变换电路120的输出作为输出电压Vout被提供给负载160，而电压变换电路110的输出被设置到一个高阻抗状态。因此没有被选择的电压变换电路的输出被设置到一个高阻抗状态。输出电流Iout从电源电路100流入到负载160。其中负载160的电阻是RL，根据欧姆定理，Vout=Iout×RL。
基准电压产生电路130能够具有用于产生一个基准电压Vref的任意结构。例如，基准电压产生电路130能够具有一种利用一个电阻分级分压电路(ladder)来产生一个基准电压Vref的结构，或具有一种利用带隙电路来产生一个基准电压Vref的结构。基准电压Vref被提供给电压变换电路110和120。
图2是一个说明在输出电流Iout与电压变换效率η之间关系的曲线图。图中输出电压Vout假设是恒定的。在图2中，标号η1表示电压变换电路110的电压变换效率，标号η2表示电压变换电路120的电压变换效率。
在η1=η2的电流值是Ix。如在图2中所示的，当Iout＜Ix时，η1＞η2；当Iout＞Ix时，η1＜η2。因此，通过设计电流监视器140和选择电路150以致于当Iout＜Ix时，选择电压变换电路110，而当Iout＞Ix时，选择电压变换电路120，因而电源电路100能够具有一个最佳的电压变换效率η，而与输出电流Iout的值无关。
在这个实施例中，通过根据输出电流Iout值来选择多个电压变换电路中的一个电压变换电路，能够得到在任何输出电流Iout值上具有一个最高变换效率的电源电路。
(实施例2)
图3是表示根据本发明的第二实施例中的一个电源电路200的结构方框图。
电源电路200包括不同类型的电压变换电路210和220。电压变换电路210是一个串联调节器，而电压变换电路220是一个开关调节器。
在该实施例中，一个串联调节器被称为一个电压变换电路，用于通过利用一种可变电阻器(包括一个晶体管)降低输入电压Vin来获得一个需要的电压。一个开关调节器被称为一个电压变换电路，用于使一个开关晶体管导通或关断以便产生一个交流电压，然后利用一个LC滤波器使该交流电压平滑以便获得一个需要的电压，其中一个输入电压Vin被提供给该开关晶体管。
在图3中，与参照图1描述的元件相同的元件在此使用相同标号。
电源电路200包括：串联调节器210、开关调节器220、一个电流监视器140，用于监视从电源电路200流入到负载160的输出电流Iout、一个选择电路150，用于根据由电流监视器140来的一个检测信号选择串联调节器210和开关调节器220之中的一个调节器、和一个基准电压产生电路130，用于产生一个基准电压Vref。
例如，当从选择电路150来的选择信号151被触发时选择串联调节器210，并且串联调节器210的输出作为输出电压Vout被输出。当从选择电路150来的选择信号152被触发时选择开关调节器220，并且开关调节器220的输出经过LC滤波器230作为输出电压Vout被输出。该LC滤波器230被设置在电源电路200的外部并且被用于平滑开关调节器220的输出。
图4是一个说明在输出电流Iout与电压变换效率η之间关系的曲线图。在图4中，标号ηseries(虚线)表示串联调节器210的变换效率，标号ηswitch(细实线)表示开关调节器220的变换效率。标号ηtotal(粗实线)表示电源电路200的变换效率。
如在图4中所示的，串联调节器210的变换效率ηseries由输入电压Vin与输出电压Vout之间的比来确定，而与输出电流Iout无关(参见公式(1))。
开关调节器220的变换效率ηswitch取决于输出电流Iout。然而开关调节器220通过对输入电压Vin进行斩波能够以高的效率被输入电压Vin变换成输出电压Vout，甚至当在输入电压Vin和输出电压Vout之间的差是特别大时(参见公式(2))，也是如此。如在图4中所示的，开关调节器220的变换效率ηswitch具有一个在输出电流值Ip上为峰值的特性。因此，当输出电流值Ip能够以高的精确度被预测时，电源电路200能够具有高的变换效率η。应该指出的是：如从图4中所看到的，当输出电流值Iout较大地从输出电流值Ip中分离时，变换效率ηswitch被降低。
通过把变换效率ηswitch和变换效率ηseries最佳地结合起来能够获得电源电路200的变换效率ηtotal。具体地说，当输出电流Iout的值小于一个规定的电流值Ia时，选择串联调节器210；当输出电流Iout的值等于或大于一个规定的电流值Ia时，选择开关调节器220。
电流监视器140检测输出电流Iout是否是在Iout＜Ia的范围内或在Ia≤Iout的范围内，并且把一个表示检测结果的检测信号输出给选择电路150。
图5表示一个串联调节器210的电路结构图。
串联调节器210包括一个比较器212、一个PMOS晶体管MP01、和电阻器R1和R2。
比较器212接收一个从基准电压产生电路130来的基准电压Vref和一个由电阻器R1和R2分压的电压。比较器212的输出与PMOS晶体管MP01的栅极连接。电阻器R1和R2用于对输出电压Vout进行分压。通过利用电阻器R1降低输出电压Vout来获得的电压被提供给比较器212的两个输入端中的一个输入端。
输出电压Vout与基准电压Vref满足由公式(3)表示的关系。
Vout=Vref*{(R1+R2)/R3}…(3)
选择信号151作为比较器212的启动信号。只有当起动信号是在一个高电平时比较器212才操作。具体地说，当起动信号是在一个高电平和Vref＞Vout时，比较器212输出一个高电平信号；并且当起动信号是在一个高电平和Vref＜Vout时，比较器212输出一个低电平信号。结果，PMOS晶体管MP01根据输出电压Vout被导通或关断。
当起动信号是在一个低电平时，比较器212总是输出一个高电平信号。结果PMOS晶体管MP01被关断。因此，由串联调节器210来的输出被设置到高阻抗状态。
在图5中所示的电路结构是串联调节器210的一个典型电路结构图。串联调节器210能够具有任意的结构，该任意结构具有与在图5中所示的电路结构类似的功能。
图6示出了开关调节器220的一个典型的电路结构。
开关调节器220包括：一个比较器222、逻辑积元件224和226、和开关晶体管MP10和MN10。开关晶体管MP10是一个PMOS晶体管，开关晶体管MN10是一个NMOS晶体管。
比较器222起着一个开关控制电路的作用，以便控制开关晶体管MP10和MN10的导通和关断状态。比较器222接收一个由基准电压产生电路130输出的基准电压Vref和一个输出电压Vout。比较器222的输出被提供给逻辑积元件224和226之中的一个逻辑积元件。
选择信号152被输入给逻辑积元件224和226之中的另一个逻辑积元件。逻辑积元件224的输出与开关晶体管MP10的栅极连接。逻辑积元件226的输出与开关晶体管MN10的栅极连接。
开关晶体管MP10和MN10的输出每个通过LC滤波器230作为输出电压Vout被输出。LC滤波器230包括一个线圈LH和一个电容器C。线圈L的一端与开关晶体管MP10和MN10的输出连接，线圈L的另一端与输出电压Vout连接。电容器C的一端与输出电压Vout连接，电容器C的另一端接地。
在选择信号152处在一个高电平的情况下，进行下面的操作。当Vout＞Vref时，比较器222输出一个高电平信号。结果，开关晶体管MP10被关断并且开关晶体管MN10被导通。当Vout＜Vref时，比较器222输出一个低电平信号。结果，开关晶体管MP10被导通并且开关晶体管MN10被关断。通过导通或关断开关晶体管MP10和MN10，电流从开关晶体管MP10流入到LC滤波器230和从LC滤波器230流入到开关晶体管MN10中。
在图6中所示的电路结构是开关调节器220的一个典型电路结构图。开关调节器220能够具有任意的结构，该任意结构具有与在图6中所示的电路结构类似的功能。
图7示出了一个流过LC滤波器230的线圈L的电流波形图和一个施加到线圈L两端上的电压波形图。在图7中，tON表示开关晶体管MP10被导通的一个时间周期，而tOFF表示开关晶体管MP10被关断的一个时间周期。
如在图7中所示的，通过使开关晶体管MP10导通或关断能够改变流过线圈L的电流和施加给线圈L两端的电压。当开关晶体管MP10被周期地重复导通和关断时，由于在开关晶体管MP10从关断状态被导通时的电流值等于在开关晶体管MP10从导通状态被关断时的电流值，所以能够获得公式(4)。
Imax-Imin=(Vin-Vout)/L*tON=Vout/L*tOFF
Vout=tON/(tON+tOFF)*Vin…(4)
在此，Imax表示流过线圈L的电流的最大值，Imin表示流过线圈L的电流的最小值。
从公式(4)可以得知：通过改变输入电压Vin被斩波的周期的导通比，能够改变输出电压Vout。
当开关晶体管MP10被导通时，通过开关晶体管MP10在线圈L中积聚能量。当开关晶体管MP10被关断时，开关晶体管MN10被导通。结果，在线圈L中的能量经过开关晶体管MN10对电容器C进行充电。简单地说，这是开关调节器220的工作原理。
图8示出了电流监视器140和选择电路150的一个典型电路结构图。
电流监视器140包括一个电流比较器141。电流比较器141的正输入端接收一个输出电流Iout。电流比较器141的负输入端接收一个基准电流Ia。当输入到正输入端的电流值等于或大于输入到负输入端的电流值时，电流比较器141输出一个高电平信号。换句话说，当Iout＜Ia时，电流比较器141输出一个低电平信号，当Iout≥Ia时，电流比较器141输出一个高电平信号。
选择电路150包括逆变器150a至150c。
选择电路150这样地被配置以便当由电流监视器140输出一个低电平信号时，把选择信号151设置到一个高电平信号并且把选择信号152设置到一个低电平信号，其原因如下。当Iout＜Ia时，ηswitch＜ηseries(参见图4)，并且串联调节器210提供一个比开关调节器220的转换效率更高的变换效率。
选择电路150这样地被配置以便当由电流监视器140输出一个高电平信号时，把选择信号151设置到一个低电平信号并且把选择信号152设置到一个高电平信号，其原因如下。当Ia≤Iout时，ηseries≤ηswitch(参见图4)，并且串联调节器220提供一个比开关调节器210的转换效率更高的变换效率。
如上所述，选择信号151被用作为一个启动信号以便触发串联调节器210的比较器212(图5)。选择信号152把输入给开关调节器220的逻辑积元件224和226的输入端。
如上所述，通过控制选择信号151和152的电平，当串联调节器210被选择时，开关调节器220的输出处于一个高阻抗状态；当选择开关调节器220时，串联调节器210的输出处于一个高阻抗状态。因此，防止了串联调节器210的输出和开关调节器220的输出相互冲突。
在图3所示的实施例中，电源电路200包括两个电压变换电路。本发明不限于两个电压变换电路，电源电路200能够包括三个或多个电压变换电路。
(实施例3)
图9是表示根据本发明的第三实施例中的一个半导体器件300的结构方框图。该半导体器件300包括在上述第二实施例中描述的电源电路200。该半导体器件300被形成在一个单个半导体芯片上。
半导体器件300还包括一个CPU310，由电源电路200来的一个输出电压Vout被提供给CPU310作为一个电源电压Vdd。正如能够理解的，在图9所示的实施例中，CPU310被用作为电源电路200的一个负载。
半导体器件300可以包括其它的半导体电路，例如一个存储器和一个数字信号处理器(DSP)。为了简化的目的，在图9中只示出了作为半导体器件300的部件的电源电路200和CPU310。
如在第二实施例中所描述的，电源电路200包括串联调节器210和开关调节器220。电源电路200通过一个端子322接收一个输入电压Vin。该输入电压Vin被提供给串联调节器210和开关调节器220。
串联调节器210把输入电压Vin转换成一个需要的电压并且通过一个端子324输出该需要的电压。因此获得一个输出电压Vout。
开关调节器220根据输入电压Vin产生一个交流电压，并且把该交流电压通过一个端子326提供给LC滤波器230。LC滤波器230包括线圈L和电容器C，并且该LC被设置在半导体器件300的外部。输出电压Vout作为LC滤波器230的一个输出被获得。
输出电压Vout通过一个设置在半导体器件300外部的外部导线332由端子328输入给半导体器件300并且提供给CPU310的一个电源部分330。
在LC滤波器230能够在半导体器件300的内部被集成在一起的情况下，不需要在半导体器件300的外部提供一个电源电路200的输出。在这种情况下，输出电压Vout能够通过设置在半导体器件300内部的一个内部导线(没有示出)被提供给CPU310的电源部分330。
(实施例4)
图10是表示根据本发明的第四实施例中的一个电源电路560的结构方框图。电源装置560根据由CPU550输出的一个方式信号551来选择包括在电源电路500中的串联调节器210和开关调节器220之中的一个调节器。
电源装置560包括：电源电路500、选择电路520、通路开关电路530和LC滤波器230。
电源电路500包括串联调节器210和开关调节器220。由一个基准电压产生电路130产生的基准电压Vref被提供给串联调节器210和开关调节器220。串联调节器210和开关调节器220的结构和操作与在第二实施例中描述的结构和操作是相同的，因此在此不再重复描述。
一个由串联调节器210来的输出通过通路开关电路530提供给半导体器件510。由开关调节器220来的输出通过LC滤波器230和通路开关电路530提供给半导体器件510，半导体器件510被用作为电源装置560的一个负载。
半导体器件510具有许多可独立操作的功能单元。例如，这些功能单元中的一个单元是一个存储器511。而这些功能单元中的另一个单元是例如一个操作电路512。
CPU550输出一个代表一种操作方式的方式信号551，在该操作方式中半导体器件510进行操作。例如，一个高电平信号的方式信号551指示半导体器件510处于一种休眠方式。一个低电平信号的方式信号551指示半导体器件510处于一种正常方式。
在休眠方式期间，存储器511只进行内容保持操作，用于保持存储在存储器511中信息的内容，并且操作电路512不操作。在正常方式期间，存储器511和操作电路512都进行操作。
电源装置560这样地被配置，以致于在休眠方式期间只给存储器511提供电源，而正常方式期间给存储器511和操作电路512提供电源。因此，根据半导体器件510的操作方式来改变包括在半导体器件510中的多个功能单元之中的单个功能单元或多个单元的供电。利用这种方式，在休眠方式期间能够防止给不需要电源的功能单元提供电源。结果，能够防止漏电流，由此减少了半导体器件510的功率损耗。
为了进行内容保持操作，存储器511只需要提供与存储器511的漏电流对应的输出电流Iout的电力。因此，在休眠方式期间，通过选择在一个小输出电流Iout上提供一个高变换效率的串联调节器210，能够使电源电路500的变换效率为最佳。
在利用一个CMOS器件的常规半导体电路中，在半导体电路停止(例如，休眠方式)操作的一种方式期间不需要停止半导体电路的供电。其原因是：包括在半导体电路中的每个晶体管的漏电流是可以忽略的。当半导体工艺变得更精密并且为了在一个较低的电源电压上实现更高速度的操作使晶体管的阈值变得更小时，忽略漏电流是更困难的。目前，除了在休眠方式期间不需要电源的电路被停止供电之外，实现半导体器件的低功率损耗是困难的。特别是，需要给一个存储器提供电源，否则通过断电将删除其中的内容。为了此目的，在休眠方式期间需要给存储器511提供电源。
当半导体器件510处于休眠方式(即，方式信号551处于高电平)时，选择电路520选择串联调节器210，而半导体器件510处于正常方式(即，方式信号551处于低电平)时，选择电路520选择开关调节器220。根据方式信号551通过确定选择信号151和152的电平来获得这样的选择。
通路开关电路530根据由CPU550输出的一个通路开关信号552在电源电路500与半导体器件510之间转换通路。
具体地说，当由选择电路520选择串联调节器210时，通路开关电路530把串联调节器210的输出与存储器511电连接，并且从操作电路512中分离出串联调节器210的输出。因此，在休眠方式期间串联调节器210的输出电压Vout只提供给存储器511。
当由选择电路520选择开关调节器220时，通路开关电路530把开关调节器220的输出与存储器511和操作电路512电连接。因此，在正常方式期间开关调节器220的输出电压Vout被提供给存储器511和操作电路512。
图11示出了通路开关电路530的一个典型电路结构。通路开关电路530包括一个PMOS晶体管532和一个逻辑电路531，逻辑电路531根据通路开关信号552来控制PMOS晶体管532。
逻辑电路531这样地被配置，以致于在休眠方式期间PMOS晶体管被关断。因此，在休眠方式期间串联调节器210的输出电压Vout只提供给存储器511。
逻辑电路531这样地被配置，以致于在正常方式期间PMOS晶体管被导通。因此，在正常方式期间开关调节器220的输出电压Vout被提供给存储器511和操作电路512。
图12示出了在由CPU550来的通路开关信号552与被提供电源的功能单元之间的关系。
通过把方式信号551输入给通路开关电路530来代替通路开关信号552也能够实现在图12中的关系。在这种情况下，方式信号551可以直接地被输入给PMOS晶体管532的栅极。
通过使PMOS晶体管532导通，同时由选择电路520来选择串联调节器210，由串联调节器210来的输出电压Vout能够被提供给存储器511和操作电路512。另外，通过使PMOS晶体管532关断，同时由选择电路520来选择开关调节器220，由开关调节器220来的输出电压Vout只能够被提供给操作电路512。通过适当地改变选择电路520和/或通路开关电路530的逻辑关系，能够实现这种设置的输出电压Vout。
如上所述，通路开关电路530允许在多个电压变换电路之中由选择电路520选择的一个电压变换电路的输出电压Vout被提供给在多个功能单元之中的一个或多个任意的功能单元，其中多个电压变换电路被包括在电源电路500中，而这些多个功能单元被包括在半导体器件510中。例如，在半导体器件510包括一个第一功能单元和一个第二功能单元的情况下，通路开关电路530能够把从一个选择的电压变换电路来的输出电压Vout有选择地只提供给第一功能单元、只提供给第二功能单元，或提供给第一和第二功能单元。
在此，一个功能单元表示一个用于执行一个预定功能的任意单元。存储器和操作电路是作为功能单元的例子，并且本发明不限于利用像存储器和操作单元这样的特殊功能单元。
电源装置560除了LC滤波器230之外能够和CPU550、半导体器件510形成在一个单个半导体芯片上。根据目前的技术水平，希望把LC滤波器230设置在半导体芯片的外部。然而，在将来，能够把LC滤波器230设置在该半导体芯片上，以致于在图10中所示的所有元件能够在一个单个半导体芯片上被形成。
(实施例5)
图13是表示根据本发明的第五实施例中的一个电源电路660的结构方框图。电源装置660根据由一个CPU550输出的方式信号551来选择包括在一个电源电路600中的串联调节器210a、串联调节器210b和开关调节器220之中的一个调节器。
电源装置660包括：电源电路600、一个选择电路620、一个通路开关电路630和一个LC滤波器230。
电源电路600包括：串联调节器210a和串联调节器210b、和开关调节器220。由一个基准电压产生电路130产生的基准电压Vref被提供给串联调节器210a和210b、和开关调节器220。
下面参照图17A和17B来描述串联调节器210a和串联调节器210b的结构。开关调节器220具有如在图6中所示的结构。
串联调节器210a和串联调节器210b的输出通过通路开关电路630提供给一个半导体器件610。开关调节器220的输出经过LC滤波器230和通路开关电路630提供给半导体器件610。半导体器件610作为电源装置660的一个负载。
半导体器件610具有多个可独立操作的功能单元。这些多个功能单元中的一个功能单元例如是一个存储器611。另一个功能单元例如是操作电路612。操作电路612包括一个微控单元(MCU)613和一个数字信号处理器(DSP)614。
CPU550输出一个表示操作方式的方式信号551，在该操作方式中半导体器件610进行操作。例如，一个“00”的方式信号551表示半导体器件610处于一种休眠方式(此后称为“第一方式”)。一个“01”的方式信号表示半导体器件610处于一种存储器611和MCU613正在操作的方式(此后称为“第二方式”)。“10”的方式信号551表示半导体器件610处于一种存储器611、MCU613和DSP614正在操作的方式(此后称为“第三方式”)。
例如，当半导体器件610作为一个通信系统的一部分时，半导体器件610既可以处于一种等待信息发射的等待状态，也可以处于一种在接收到信息之后的通信状态。等待状态与第二方式相对应，而通信状态与第三方式相对应。
在等待状态中MCU613和存储器611操作，但DSP614不操作。在等待状态中，MCU613进行一种间断的操作或以一个低频率进行操作，因此不损耗太多的功率。例如，在等待状态中MCU613的功率损耗是5mA。
在通信状态中MCU613、DSP614和存储器611操作。在通信状态中的功率损耗比在等待状态中的功率损耗更大。例如，在通信状态中MCU613和DSP614的功率损耗是500mA。
半导体器件610的休眠方式与第一方式相对应。在休眠方式期间，存储器611只进行内容保持操作，以便保持在存储器611中存储的信息内容。通过给存储器611提供一个与存储器611的漏电流相对应的电流能够实现存储器611的内容保持操作。因此，通过减少存储器611的漏电流能够减少用于内容保持操作所需要的电流量。例如，通过给一个衬底施加偏压以便提高MOS晶体管的阈值能够减少存储器611的漏电流。由于这种操作，使用于存储器611的内容保持操作所需要的电流量能够被减少到50μA。存储器611可以是一种由电阻器、DRAM或SRAM表示的易失存储器。
电源装置660这样地被配置以致于在第一方式期间只给存储器611供电，在第二方式期间给存储器611和MCU613供电，和在第三方式期间给存储器611、MCU613和DSP614供电。因此，根据半导体器件610的操作方式来改变功能单元在多个功能单元之中的单个功能单元或多个功能单元的供电，这些多个功能单元包括在半导体器件610之内。利用这种方式，在休眠方式期间能够防止给不需要电源的功能单元提供电力。结果，能够防止漏电流，因此减少了半导体器件610的功率损耗。
选择电路620在半导体器件610处于第一方式(即，方式信号551是“00”)时选择串联调节器210b，在半导体器件610处于第二方式(即，方式信号551是“01”)时选择串联调节器210a，在半导体器件610处于第三方式(即，方式信号551是“10”)时选择开关调节器220。通过根据方式信号551来确定选择信号151a、151b和152的电平能够实现这样的选择。
通路开关电路630根据由CPU550输出的通路开关信号552在电源电路600与半导体器件610之间进行转换。
具体地说，当利用选择电路620选择串联调节器210b时，通路开关电路630把串联调节器210b的输出与存储器611电连接，并且使串联调节器210b的输出与操作电路612(MCU613和DSP614)电隔离。因此，在第一方式期间，串联调节器210b的输出电压Vout只提供给存储器611。
当利用选择电路620选择串联调节器210a时，通路开关电路630把串联调节器210a的输出与存储器611和MCU613电连接，并且使串联调节器210a的输出与DSP614电隔离。因此，在第二方式期间，串联调节器210a的输出电压Vout提供给存储器611和MCU613。
当利用选择电路620选择开关调节器220时，通路开关电路630把开关调节器220的输出与存储器611、MCU613和DSP614电连接。因此，在第三方式期间，开关调节器220的输出电压Vout提供给存储器611、MCU613和DSP614。
图15示出了通路开关电路630的一个典型结构图。通路开关电路630包括：PMOS晶体管632和633、和一个逻辑电路631，该逻辑电路631根据通路开关信号552来控制PMOS晶体管632和633。
逻辑电路631这样地被配置以致于在第一方式期间使PMOS晶体管632和633关断。因此，在第一方式期间，串联调节器210b的输出电压Vout只提供给存储器611。
逻辑电路631这样地被配置以致于在第二方式期间使PMOS晶体管632导通和使PMOS晶体管633关断。因此，在第二方式期间，串联调节器210a的输出电压Vout提供给存储器611和MCU613。
逻辑电路631这样地被配置以致于在第三方式期间使PMOS晶体管632和633导通。因此，在第三方式期间，开关调节器220的输出电压Vout提供给存储器611、MCU613和DSP614。
图16示出了由CPU550来的通路开关信号552与被提供电源的功能单元之间的关系。
通路开关电路630允许在多个电压变换电路之中由选择电路620选择的一个电压变换电路的输出电压Vout被提供给在多个功能单元之中的一个或多个任意的功能单元，其中多个电压变换电路被包括在电源电路600中，而这些多个功能单元被包括在半导体器件610中。例如，在半导体器件610包括一个第一功能单元、一个第二功能单元和一个第三功能单元的情况下，通路开关电路630能够把从一个选择的电压变换电路来的输出电压Vout有选择地只提供给第一功能单元、只提供给第二功能单元、只提供给第三功能单元或提供给第一、第二和第三功能单元的任意组合。
图17A示出了串联调节器210a的一个典型结构图，图17B示出了串联调节器210b的一个典型结构图。
串联调节器210a包括一个输出晶体管310a，该晶体管310a包括10个并联连接的PMOS晶体管MP0至MP9。PMOS晶体管MP0至MP9具有相同的尺寸。
串联调节器210b包括一个输出晶体管310b，该晶体管310b包括一个PMOS晶体管MP0。因此，串联调节器210b的输出电流Iout量是串联调节器210a的输出电流Iout量的1/10。
为了使串联调节器210a和210b获得彼此相同的响应特性，在串联调节器210b中的一个比较器300b需要这样一个驱动效率，该驱动效率只是在串联调节器210a中的比较器300a的驱动效率的1/10。
图14示出了在一个输入电压Vin(=3.3V)被变换成一个输出电压Vout(=2.5V)时获得的输出电流Iout与电压变换效率η之间的关系。
串联调节器210a和210b和开关调节器220能够被设计具有下列的电压变换特性。串联调节器210b的变换效率是最高时的输出电流Iout的范围与第一方式相对应，而串联调节器210a的变换效率是最高时的输出电流Iout的范围与第二方式相对应。开关调节器220的变换效率是最高时的输出电流Iout的范围与第三方式相对应。
在第一方式中，选择串联调节器210b；在第二方式中选择串联调节器210a；在第三方式中选择开关调节器220。因此，在所有第一、第二和第三方式中选择一个具有最高电压变换效率的电压变换电路。
下面将描述输出电流Iout的范围被限制的原因，在该输出电流Iout的范围内一个串联调节器能够获得一个高的电压变换效率。首先将描述当输出电流Iout(负载电流)是非常小时变换效率被降低的原因。然后将描述当输出电流Iout(负载电流)是非常大时变换效率被降低的原因。
(a)当输出电流Iout(负载电流)是非常小时变换效率被降低的原因：
一个串联调节器与开关调节器相比需要更小的自电流，该自电流是用于变换操作所需要的。因此，即使当负载电流被减少时，变换效率实际上没有被降低(参见图4)。然而，由于串联调节器的负载电流接近自电流的水平，所以变换效率被减少到一个不可忽略的程度。如在图14中所示的，串联调节器210a的变换效率被降低到负载电流是相当小的一个范围内(例如，与第一方式对应的范围)。为了在负载电流是相当小的范围内实现高的变换效率，需要以更小的自电流来操作串联调节器。设计串联调节器210b是为了在负载电流是相当小的范围内实现高的变换效率，例如，在串联调节器210a不能获得高变换效率的范围内。通过把串联调节器210a和210b结合起来，在第一方式和第二方式中能够获得一个高变换效率。
(b)当输出电流Iout(负载电流)是非常大时变换效率被降低的原因：
虽然在图14中没有示出，但是在负载电流是相当大的范围内(例如，与第二方式对应的范围)，串联调节器210b的变换效率变得比串联调节器210a的变换效率更低。其原因是：由于串联调节器210b的电流供应能力限制了由串联调节器210b能够提供的负载电流的上限，所以随着负载电流的增加，由与负载电流的增加对应的电平降低了串联调节器210b的变换效率。考虑到这些特性，在图17A中所示的串联调节器210a和在图17B中所示的串联调节器210b被设置具有不同等级的电流供应能力。
电源装置660除了LC滤波器230之外能够和CPU550、半导体器件610形成在一个单个半导体芯片上。根据目前的技术水平，希望把LC滤波器230设置在半导体芯片的外部。然而，在将来能够把LC滤波器230设置在该半导体芯片上，以致于在图13中所示的所有元件能够在一个单个半导体芯片上被形成。
在图13中所示的实施例中，电源电路600包括三个电压变换电路。本发明不限于这三个电压变换电路，因此电源电路600能够包括四个或多个电压变换电路。
在上述的所有实施例中，需要选择多个电压变换电路之中的一个电压变换电路，利用这样的方法能够使电源电路的变换效率最佳。例如，本发明的保护范围包括：一个电源装置，用于选择多个电压变换电路之中的一个电压变换电路，以致于被选择的电压变换电路的变换效率比在多个电压变换电路之中至少一个没有被选择的电压变换电路的变换效率更高。因此，通过选择多个电压变换电路之中的一个电压变换电路来改进变换效率的各种类型的电源装置都包括在本发明的保护范围之内。
根据本发明，提供一种电源装置，由于选择了多个电压变换电路之中的一个电压变换电路的结果使该电源装置具有改进的变换效率。因此，电源装置的功率损耗能够被降低。
根据本发明，提供一种电源装置，由于根据从电源装置流入到一个负载的输出电流来选择多个电压变换电路之中的一个电压变换电路的结果，使该电源装置相对于输出电流的规定范围具有改进的变换效率。
根据本发明，提供一种电源装置，由于该电源装置根据代表半导体器件的操作方式的一个方式信号来选择多个电压变换电路之中的一个电压变换电路的结果，使该电源装置在半导体器件的各种方式中具有改进的变换效率。
此外，通过在根据方式信号选择的电压变换电路和半导体器件之间转换一个通路，能够防止给不需要电力的的电路提供电力。因此，能够减少在一个半导体器件中的漏电流。结果，能够降低该半导体器件的功率损耗。
本发明的各种其它变型对于本领域里技术人员来说是显而易见的，并且这些各种其它的变型都不脱离本发明的保护范围和精神。因此，附加权利要求的保护范围不希望被限定在这里所描述的内容，而该权利要求被广泛地限定。

Claims (8)

1．一种电源装置，包括一个电源电路，用于把一个输入电压变换成一个输出电压并且把该输出电压提供给一个负载，
其中电源电路包括：
多个具有不同变换效率的电压变换电路；和
一个选择电路，用于选择多个电压变换电路之中的一个电压变换电路以便改进电源电路的变换效率。
2．根据权利要求1的电源装置，其中多个电压变换电路是三个或三个以上的电压变换电路。
3．根据权利要求1的电源装置，还包括一个检测电路，用于检测从电源电路流入到负载的输出电流，其中选择电路根据该输出电流选择多个电压变换电路之中的一个电压变换电路。
4．根据权利要求1的电源装置，其中多个电压变换电路包括一个串联调节器和一个开关调节器。
5．根据权利要求1的电源装置，其中：
负载是一个包括至少一个功能单元的半导体器件；
该半导体器件在多个操作方式中的每个操作方式中是可操作的；
选择电路接收一个代表一种操作方式的方式信号，半导体器件在该操作方式中进行操作，并且选择电路根据该方式信号选择多个电压变换电路之中的一个电压变换电路。
6．根据权利要求5的电源装置，还包括一个通路开关电路，用于在根据该方式信号选择的电压变换电路与半导体器件之间进行通路转换。
7．根据权利要求6的电源装置，其中：
多个电压变换电路包括一个串联调节器和一个开关调节器；
半导体器件包括一个存储器和一个操作电路，并且该半导体器件在至少一个第一方式和一个第二方式中是可操作的；
在第一方式中，通路开关电路转换通路，以便把由选择电路选择的串联调节器的输出电压提供给存储器；
在第二方式中，通路开关电路转换通路，以便把由选择电路选择的开关调节器的输出电压提供给存储器和操作电路。
8．根据权利要求6的电源装置，其中：
多个电压变换电路包括一个第一串联调节器、一个第二串联调节器和一个开关调节器；
半导体器件包括一个存储器、一个第一操作电路和一个第二操作电路，并且该半导体器件在至少一个第一方式、一个第二方式和一个第三方式中是可操作的；
在第一方式中，通路开关电路转换通路，以便把由选择电路选择的第一串联调节器的输出电压提供给存储器；
在第二方式中，通路开关电路转换通路，以便把由选择电路选择的第二串联调节器的输出电压提供给存储器和第一操作电路；
在第三方式中，通路开关电路转换通路，以便把由选择电路选择的开关调节器的输出电压提供给存储器、第一操作电路和第二操作电路。
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