CN1622437A - 开关稳压器 - Google Patents

开关稳压器 Download PDF

Info

Publication number
CN1622437A
CN1622437A CNA2004100974128A CN200410097412A CN1622437A CN 1622437 A CN1622437 A CN 1622437A CN A2004100974128 A CNA2004100974128 A CN A2004100974128A CN 200410097412 A CN200410097412 A CN 200410097412A CN 1622437 A CN1622437 A CN 1622437A
Authority
CN
China
Prior art keywords
mentioned
switch element
circuit portion
output
switch
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CNA2004100974128A
Other languages
English (en)
Other versions
CN100375377C (zh
Inventor
松尾正浩
加藤智成
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Ricoh Microelectronics Co Ltd
Original Assignee
Ricoh Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Ricoh Co Ltd filed Critical Ricoh Co Ltd
Publication of CN1622437A publication Critical patent/CN1622437A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN100375377C publication Critical patent/CN100375377C/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0032—Control circuits allowing low power mode operation, e.g. in standby mode
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Abstract

本发明涉及在例如携带设备等中使用的开关稳压器，涉及开关稳压器的省电力化。开关稳压器将输入的直流电压变换成所设定的电压，供给负载，其包括：第一开关晶体管M1，用于开关输入电压Vdd；第二开关晶体管M3，与第一开关晶体管M1相比，分别寄生在控制电极和输入电极之间以及控制电极和输出电极之间的各寄生电容小，且接通时在输入电极和输出电极之间的阻抗大。根据来自外部的切换信号Sc，切换通常动作模式或轻负载动作模式，通常动作模式时，第一开关元件和第二开关元件一起开关，轻负载动作模式时，仅仅使得第二开关元件开关。能使得因在开关元件的控制电极和输入输出端之间的寄生电容的充放电所引起的损失非常小。

Description

开关稳压器
技术领域
本发明涉及在例如携带设备等中使用的开关稳压器(switchingregulator)，更具体地说，涉及开关稳压器的省电力化。
背景技术
近年，在环境对策上要求节能，在例如携带电话或数字式照相机等使用电池的设备中，从延长电池寿命角度出发，也要求减少设备内所消耗的电力。结果，作为电源电路，高效且能实现小型化的使用电感器的非绝缘型的降压型开关稳压器(以下简记为“开关稳压器”)得到了广泛应用。开关稳压器在定额负载下效率高，可是，开关稳压器本身的消耗电流比较多，当设备处于待机状态或睡眠模式(sleep mode)等低消耗电力状态即轻负载动作场合，效率明显低下。
因此，以往，为了在轻负载动作时提高效率，采取降低开关频率，或断续地实行开关，或停止开关稳压器动作，切换成以低消耗电流动作的串联稳压器。
降低开关频率场合，存在限度，不能降低到20kHz以下的音频。断续地实行开关场合，输出电压发生脉动，需要采取脉动对策。切换成串联稳压器场合，串联稳压器的电压控制晶体管会引起电力损失，虽然在轻负载动作时负载电流非常小场合有效果，但若负载电流增加，效果就差。且由于增加串联稳压器，电路规模变大。
此外，作为轻负载动作时提高效率的方法，在例如特开2000-217344号公报(以下简记为“专利文献1”)中，公开了以下方法：在轻负载动作时，采用开关时间短的晶体管，用于减少开关元件从接通到断开，或从断开到接通的过渡期所消耗的电力，图6表示该场合的电路。
图6的开关电源电路101由开关部102，输出部103及控制部104构成。开关部102形成以下结构：由NPN型晶体管构成的通常动作用开关元件102a和由NPN型晶体管构成的轻负载用开关元件102b并联连接在输入输出之间即集电极-发射极之间。
通常动作用开关元件102a能流过与通常动作时对应的电流，轻负载用开关元件102b不能流过上述与通常动作时对应的大电流，但具有比通常动作用开关元件102a开关时间短的特性。当开关电源电路101通常动作时，驱动通常动作用开关元件102a，当轻负载动作时，驱动轻负载用开关元件102b，通过开关动作分别将从直流电源105输入到集电极的直流电压变换成脉冲信号输出。
输出部103使得从开关部102输出的脉冲信号平滑化，稳定化，将该稳定化的直流电压供给负载106，其由二极管103a，线圈103b及平滑电容103c构成。在二极管103a，阴极与开关部102的输出端B连接，阳极接地。线圈103b位于开关部102的输出线上，连接在二极管103a的阴极与负载电流检测电路104f的输入端C之间。平滑电容103c的一电极与负载电流检测电路104f的输出端D连接，另一电极接地。
控制部104使得从输出部103输出的直流电压反馈，控制开关部102的开关动作的工作状态，使得上述直流电压稳定化，同时，判断重负载还是轻负载，进行开关部102的通常动作用开关元件102a或轻负载用开关元件102b的切换。控制部104由差动放大器104a，基准电压源104b，脉冲宽度调制(pulse width modulation，以下简记为“PWM”)比较器104c，振荡器104d，切换电路104e及负载电流检测电路104f构成。
在差动放大器104a，非反相输入端与输出部103的输出线连接，反相输入端与基准电压源104b的正极连接。基准电压源104b产生直流电压，其连接在差动放大器104a的反相输入端与接地之间。在PWM比较器104c，非反相输入端与差动放大器104a的输出端连接，反相输入端与振荡器104d的输出端连接。振荡器104d产生所设定频率的三角形波。
切换电路104e的输入端与PWM比较器104c的输出端连接，二系统的输出端中一方与通常动作用开关元件102a的基极连接，另一方与轻负载用开关元件102b的基极连接。负载电流检测电路104f连接在输出部103内的线圈103b和平滑电容103c之间，输出端输出负载电流的检测结果，该输出端与切换电路104e的另一输入端A连接。
下面说明这样构成的开关电源电路101的动作。在连接通常动作时的负载106的状态下，从直流电源105向开关部102施加直流电压，以所设定的周期向通常动作用开关元件102a供给基极电流，通常动作用开关元件102a实行开关动作，向输出部103输出脉冲信号。这时，没有向轻负载用开关元件102b供给基极电流，轻负载用开关元件102b保持断开状态。
通常动作用开关元件102a处于接通状态期间，从开关元件102a输出电压，由上述输出电压所形成的电流将能量蓄积在输出部103的线圈103b，通常动作用开关元件102a成为断开状态时，所蓄积的能量通过二极管103a释放，通过脉冲一周期，将通过平滑电容器103c平滑化而得到的直流电压供给负载106。
从输出部103输出直流电压，输入控制部104的差动放大器104a，差动放大器104a放大该直流电压与来自基准电压源104b的电压之差，输出到PWM比较器104c。从振荡器104b发出所设定的振荡频率的三角形波，输入上述PWM比较器104c，PWM比较器104c使得来自差动放大器104a的信号与上述三角形波同步，生成与上述电压差相对应的占空因数的脉冲，输出到切换电路104e。从负载电流检测电路104f向切换电路104e输入表示负载电流为通常动作时即重负载时的信号，切换电路104e从二系统的输出线选择与通常动作用开关元件102a连接的输出线，从PWM比较器104c输出脉冲信号，以该脉冲信号的占空因数，向通常动作用开关元件102a供给基极电流。
这样，通常动作用开关元件102a实行开关动作，当从输出部103输出的直流电压比所设定值高时，使得占空因数减少，当从输出部103输出的直流电压比所设定值低时，使得占空因数增加，上述直流电压能稳定在所设定值。
另一方面，若负载106成为待机状态等移到轻负载动作，负载电流减少，负载电流检测电路104f输出表示负载电流为轻负载动作状态的信号。于是，切换电路104e从二系统的输出线之中选择与轻负载用开关元件102b连接的输出线，从PWM比较器104c输出脉冲信号，以该脉冲信号的占空因数，向轻负载用开关元件102b供给基极电流。
轻负载用开关元件102b以比通常动作用开关元件102a短的开关时间实行开关动作，即使象以往那样，不降低开关频率，也能比通常动作时减少轻负载动作时的开关损失。开关电源电路101回复到通常动作场合，再次驱动通常动作用开关元件102a。
这样，轻负载动作时，使用开关时间短的元件，能减少开关过渡期间的损失。在上述专利文献1中，还公开了使用MOSFET(metal oxidesemiconductor field dffect transistor)作为通常动作用开关元件102a和轻负载用开关元件102b的例子。
这样，通过在轻负载动作时使用开关时间短的开关元件，能减少开关损失。但是，开关元件所消耗的电力是流过开关元件的电流与施加在开关元件上的电压的乘积，轻负载动作时，尤其待机状态时，流过开关元件的电流大约从数μA-数百μA，非常小，通过缩短开关时间能节约的能量也非常小，节省电力效果小。轻负载动作时，占电力消耗比例大的是以下动作时所消耗的电力：寄生在开关元件的控制电极和输入输出端之间(在MOS晶体管中，栅极-源极以及栅极-漏极之间)的电容以驱动脉冲进行充放电时所消耗的电力。
该电力与流过开关元件的电流无关，为定值。为了减少上述因寄生电容的充放电而引起的损失，减少驱动开关元件的次数很有效。为此，以往，降低开关频率，或断续进行开关，但是，如上所述，降低开关频率场合，存在限度，不能降低到20kHz以下的音频；断续地实行开关场合，输出电压发生脉动，不能期待明显效果。
另外，最近，随着LSI的微细化以及大规模化，待机时负载电流达到数百μA比较多，因此，追加串联稳压器方式难以指望提高效率，且存在电路规模大的问题。
发明内容
本发明就是为解决上述先有技术所存在的问题而提出来的，本发明的目的在于，提供开关稳压器，其能够使得因开关元件的控制电极和输入输出端之间产生的寄生电容的充放电而引起的损失非常小。
为了实现上述目的，本发明提出以下方案：
(1)一种开关稳压器，将输入的直流电压变换成所设定的电压，供给负载，其特征在于：
上述开关稳压器包括：
第一开关元件，根据输入到控制电极的控制信号开关，进行上述输入电压的输出控制；
第二开关元件，与上述第一开关元件相比，分别寄生在控制电极和输入电极之间以及控制电极和输出电极之间的各寄生容量小，且接通时在输入电极和输出电极之间的阻抗大，该第二开关元件根据输入到控制电极的控制信号开关，实行上述输入电压的输出控制；
控制电路部，实行上述第一开关元件和第二开关元件的开关控制；
负载消耗的电流比通常动作模式时小的轻负载动作模式时，上述控制电路部使得上述第一开关元件断开，仅仅使得第二开关元件开关，向上述负载供给所设定的电压。
(2)在上述(1)的开关稳压器中，其特征在于，通常动作模式时，上述控制电路部使得上述第一开关元件和第二开关元件一起开关。
(3)在上述(1)或(2)的开关稳压器中，其特征在于：
上述开关稳压器包括同步整流用开关元件，在输入电极和输出电极之间设有寄生二极管，该同步整流用开关元件与上述第一开关元件串列连接；
上述控制电路部对该同步整流用开关元件，在上述通常动作模式时，使得其实行与第一开关元件相反的开关动作，在上述轻负载动作模式时，分别使得第一开关元件及同步整流用开关元件断开，同步整流用开关元件的寄生二极管构成飞轮二极管。
(4)在上述(3)的开关稳压器中，其特征在于：
上述控制电路部设有：
PWM控制电路部，分别对上述第一开关元件及同步整流用开关元件进行PWM控制；
PFM控制电路部，对上述第二开关元件进行PFM控制；
切换电路部，对上述PWM控制电路部及PFM控制电路部输出的各控制信号，进行向上述第二开关元件的控制电极的输出控制；
轻负载动作模式时，上述切换电路部将来自上述PFM控制电路部的控制信号向上述第二开关元件的控制电极输出，通常动作模式时，上述切换电路部将来自上述PWM控制电路部的控制信号向上述第二开关元件的控制电极输出。
(5)在上述(4)的开关稳压器中，其特征在于，上述PFM控制电路部在轻负载动作模式时动作，在通常动作模式时停止动作。
(6)在上述(3)的开关稳压器中，其特征在于：
上述控制电路部设有：
PWM控制电路部，分别对上述第一开关元件及同步整流用开关元件进行PWM控制；
PFM控制电路部，对上述第二开关元件进行PFM控制；
切换电路部，进行来自上述PWM控制电路部的控制信号向上述第二开关元件的控制电极的输出控制；
上述PFM控制电路部在轻负载动作模式时动作，在通常动作模式时停止动作，上述切换电路部仅仅在通常动作模式时，控制使得来自上述PWM控制电路部的控制信号向上述第二开关元件的控制电极输出。
(7)在上述(4)-(6)中任一个的开关稳压器中，其特征在于，上述PWM控制电路部在通常动作模式时动作，在轻负载动作模式时停止动作。
(8)在上述(4)-(7)中任一个的开关稳压器中，其特征在于：
设有振荡电路部，生成所设定频率的脉冲信号输出；
上述PFM控制电路部，由PWM控制时从上述振荡电路部输出的脉冲信号的脉冲列，根据向负载输出的输出电压，生成所设定的脉冲，向上述第二开关元件的控制电极输出。
(9)在上述(1)-(8)中任一个的开关稳压器中，其特征在于：
设有过流保护电路部，监视从上述第一开关元件及第二开关元件供给的电流，若该电流超过所设定值，对上述控制电路部，使得第一开关元件断开；
上述过流保护电路部在轻负载动作模式时停止动作。
(10)在上述(1)-(8)中任一个的开关稳压器中，其特征在于，上述第一开关元件，第二开关元件及控制电路部集成在一个IC中。
(11)在上述(9)的开关稳压器中，其特征在于，上述第一开关元件，第二开关元件，控制电路部及过流保护电路部集成在一个IC中。
按照本发明的开关稳压器，轻负载动作模式时，从第一开关元件切换为寄生电容小的第二开关元件，因此，能大幅度改善开关元件开关时发生的寄生电容的充放电所引起的损失。
按照本发明的开关稳压器，轻负载动作模式时，使得第二开关元件的开关频率减少，同时停止第一开关元件及同步整流用开关元件的开关，因此，能进一步改善因寄生电容的充放电所引起的损失。
按照本发明的开关稳压器，轻负载动作模式时使用的第二开关元件的阻抗高，不需要过流保护电路部，轻负载动作模式时停止过流保护电路部的动作，能减少供给过流保护电路部份的消耗电流。
按照本发明的开关稳压器，通常动作模式时，第一开关元件和第二开关元件并联连接，第一开关元件所占的芯片面积比以往技术小，能减少芯片面积。尤其，近年来，待机时的消耗电流增加，第二开关元件所占的芯片面积变大，该效果很明显。
这样，与以往技术相比，能使得轻负载动作模式时的消耗电力非常小。
附图说明
图1是表示本发明第一实施例的开关稳压器的构成例；
图2表示图1的PFM控制电路5的内部构成例；
图3是用于表示图2各部分波形例的时间图；
图4表示本发明第一实施例的开关稳压器的另一构成例；
图5表示图4的PFM控制电路5的输出电路部和开关SW1的电路例；
图6表示以往的开关稳压器的电路例。
具体实施方式
下面参照附图，详细说明本发明。
第一实施例
图1是表示本发明第一实施例的开关稳压器的构成例，在图1中，开关稳压器1包括第一开关晶体管M1，同步整流用晶体管M2，能量转换用的电感器L及电容器C，电阻R1，R2。其中，Vdd是输入端，第一开关晶体管M1由PMOS型晶体管构成，用于控制输入电压Vdd的输出。同步整流用晶体管M2由NMOS型晶体管构成。Vout表示从输出端OUT输出的电压，电阻R1，R2用于检测输出电压，其对电压Vout进行分压，生成分压电压Vd1输出。
开关稳压器1还包括基准电压发生电路2，误差放大电路3，PWM控制电路4。上述基准电压发生电路2生成所设定的基准电压Vref输出；上述误差放大电路3比较上述分压电压Vd1和基准电压Vref，输出与比较结果相对应的电压输出信号Err；上述PWM控制电路4根据上述误差放大电路3的输出信号Err，对第一开关晶体管M1及同步整流用晶体管M2进行PWM控制，控制第一开关晶体管M1及同步整流用晶体管M2的开关。
开关稳压器1还包括第二开关晶体管M3，脉冲频率调制(pulsefrequency modulation，以下简记为“PFM”)控制电路5，振荡电路OSC。其中，Vdd是输入端，上述第二开关晶体管M3由PMOS型晶体管构成，用于控制输入电压Vdd的输出，第二开关晶体管M3的尺寸比第一开关晶体管M1小，例如为第一开关晶体管M1的1/10～1/100。上述PFM控制电路5根据上述误差放大电路3的输出信号Err，对第二开关晶体管M3实行PFM控制。上述振荡电路OSC生成所设定频率的三角波形信号TW，分别向PWM控制电路4以及PFM控制电路5输出。
开关稳压器1还包括开关SW1，根据来自外部的指示切换动作模式的切换信号Sc，将从上述PWM控制电路4向第一开关晶体管M1的栅极输出的信号PD或从PFM控制电路5输出的信号Spf向第二开关晶体管M3的栅极输出。
开关稳压器1还包括过流保护电路6，检测流向电感器L的电流，检测该电流是否超过所设定值成为过流，若检测得知成为过流，则对PWM控制电路4，分别使得第一开关晶体管M1及同步整流用晶体管M2断开。
第一开关晶体管M1构成第一开关元件，同步整流用晶体管M2构成同步整流用开关元件，第二开关晶体管M3构成第二开关元件。基准电压发生电路2，误差放大电路3，PWM控制电路4，PFM控制电路5，振荡电路OSC，电阻R1，R2以及开关SW1构成控制电路部。过流保护电路6构成过流保护电路部。PWM控制电路4构成PWM控制电路部，PFM控制电路5构成PFM控制电路部，开关SW1构成切换电路部，振荡电路OSC构成振荡电路部。
另一方面，PWM控制电路4设有PWM电路11及驱动电路12。上述PWM电路11由误差放大电路3的输出信号Err以及来自振荡电路OSC的三角形波信号TW生成用于进行控制的脉冲信号Spw输出，上述驱动电路12根据来自该PWM电路11的脉冲信号Spw，分别生成用于进行第一开关晶体管M1的开关控制的控制信号PD以及用于进行同步整流用晶体管M2的开关控制的控制信号ND，进行驱动。
第一开关晶体管M1设有寄生电容(parasitic capacitance)C1，C2以及寄生二极管D1，同步整流用晶体管M2设有寄生电容C3，C4以及寄生二极管D2。同样，第二开关晶体管M3设有寄生电容C5，C6以及寄生二极管D3，其比第一开关晶体管M1的晶体管尺寸小，因此，寄生电容C5比寄生电容C1小，寄生电容C6此寄生电容C2小。在开关稳压器1，除去电感器L和电容器C的各部分集成在一个IC，该IC具有Vdd，LX，ECO，FB及GND的各端子，Vdd端子构成开关稳压器1的输入端，GND端子接地。
直流电源20连接在Vdd端和GND端之间，从该直流电源20输入电压到Vdd端。开关稳压器1将输入电压Vdd变换成所设定的电压，从输出端OUT输出。负载21连接在输出端OUT和接地电压之间。第一开关晶体管M1和第二开关晶体管M3并联连接在Vdd端和LX端之间，同步整流用晶体管M2连接在LX端和接地电压之间。另外，电感器L连接在LX端和输出端OUT之间，电容器C连接在输出端OUT和接地电压之间。电感器L和电容器C的连接部，即输出端OUT与FB端连接，电阻R1和R2的串联电路连接在FB端和接地电压之间。
电阻R1和R2的连接部与误差放大电路3的反相输入端连接，基准电压Vref输入误差放大电路3的非反相输入端。比较器构成PWM电路11，误差放大电路3的输出信号Err分别输出到比较器的反相输入端以及PFM控制电路5，来自振荡电路OSC的三角形波信号TW分别输出到比较器的非反相输入端以及PFM控制电路5。来自PWM电路11的脉冲信号Spw输出到驱动电路12，从PFM控制电路5输出的脉冲信号Spf输出到开关SW1的PFM端。
驱动电路12分别将用于进行第一开关晶体管M1的开关控制的控制信号PD输出到第一开关晶体管M1的栅极以及开关SW1的PWM端，将用于进行同步整流用晶体管M2的开关控制的控制信号ND输出到同步整流用晶体管M2的栅极。开关SW1的COM端与第二开关晶体管M3的栅极连接，过流保护电路6监视流过LX端的电流，将监视结果向驱动电路12输出。来自外部的切换信号Sc分别输入PFM控制电路5，过流保护电路6，PWM电路11，驱动电路12以及开关SW1。
在这种构成中，切换信号Sc是进行通常动作模式或轻负载动作模式的切换信号，上述轻负载动作模式动作时比通常动作模式的消耗电流小。当如图6以往例那样，测定负载电流，负载电流成为所设定电流以下场合，可以输出切换信号Sc，以便切换成轻负载动作模式，控制电路(没有图示)控制内藏开关稳压器1的设备，移到待机状态时，输出切换信号Sc。
说明切换信号Sc选择通常动作模式场合。这种场合，PFM控制电路5停止动作，断开在PFM控制电路5消耗的电流，或使其成为最小。同时，PWM电路11，驱动电路12及过流保护电路6分别动作，开关稳压器1作为同步整流方式的开关稳压器动作。开关SW1被切换，使得COM端与PWM端连接，来自驱动电路12的控制信号PD输入第二开关晶体管M3的栅极。
这样，第一开关晶体管M1及第二开关晶体管M3分别实行开关动作，第一开关晶体管M1及第二开关晶体管M3接通时，电流供给电感器L。这时，同步整流用晶体管M2断开。若第一开关晶体管M1及第二开关晶体管M3分别断开，则同步整流用晶体管M2接通，蓄积在电感器L的能量通过同步整流用晶体管M2释放。这时产生的电流在电容器C被平滑，从输出端OUT向负载21输出。
从输出端OUT输出的输出电压Vout在输出电压检测用电阻R1和R2被分压，分压电压Vd1输入误差放大电路3的反相输入端。由于基准电压Vref输入误差放大电路3的非反相输入端，分压电压Vd1和基准电压Vref的电压差在误差放大电路3被放大，输出到PWM电路11的反相输入端。来自振荡电路OSC的三角形波信号TW输入PWM电路11的非反相输入端，PWM电路11将受到PWM控制的脉冲信号Spw输出到驱动电路12。
若开关稳压器1的输出电压Vout变高，则误差放大电路3的输出信号Err的电压低下，PWM电路11的脉冲信号Spw的占空因数变小。结果，第一开关晶体管M1及第二开关晶体管M3接通的时间变短，控制使得开关稳压器1的输出电压Vout低下。若开关稳压器1的输出电压Vout变小，则实行与上述相反的动作，结果，控制使得开关稳压器1的输出电压Vout成为一定。
第一开关晶体管M1及第二开关晶体管M3接通期间，各开关晶体管M1及M3电压下降，过流保护电路6将上述电压下降与所设定电压比较，电压下降超过所设定电压场合，输出所设定信号，使得驱动电路12动作停止。若驱动电路12停止动作，则使得控制信号PD为高电平，同时，使得控制信号ND为低电平，分别断开第一开关晶体管M1，第二开关晶体管M3及同步整流用晶体管M2。因此，停止从输出端OUT供给输出电流。
下面说明切换信号Sc选择轻负载动作模式场合。这种场合，PFM控制电路5动作，PWM电路11，驱动电路12及过流保护电路6分别停止动作，同时，断开各消耗电流，或使其成为最小。开关SW1被切换，使得COM端与PFM端连接，来自PFM控制电路5的被PFM控制的脉冲信号Spf输入第二开关晶体管M3的栅极。第二开关晶体管M3根据来自PFM控制电路5的脉冲信号Spf，实行开关动作。这时，由于驱动电路12停止动作，同步整流用晶体管M2保持断开状态。因此，蓄积在电感器L的能量通过寄生在同步整流用晶体管M2的源极-漏极之间的二极管D2释放。
图2表示PFM控制电路5的内部构成例，图3是图2各部分波形例的时间图。
在图2中，PFM控制电路5由基准电压发生电路31，电压比较电路PFMCMP，OR电路32，PFM驱动电路33构成。上述基准电压发生电路31生成所设定的基准电压VREFM输出，上述电压比较电路PFMCMP比较基准电压VREFM和三角形波信号TW。三角形波信号TW输入电压比较电路PFMCMP的非反相输入端，基准电压VREFM输入电压比较电路PFMCMP的反相输入端。电压比较电路PFMCMP的输出端与OR电路32的一输入端连接，来自误差放大电路3的输出信号Err输入OR电路32的另一输入端。OR电路32的输出信号输入PFM驱动电路33，切换信号Sc输入PFM驱动电路33，从PFM驱动电路33输出脉冲信号Spf。
如图3所示，基准电压VREFM被设定在三角形波信号TW的三角形波脉冲的上限和下限的中间电压，电压比较电路PFMCMP的输出信号So成为矩形波的脉冲列。轻负载动作模式时，误差放大电路3脱离PWM电路11的回路，不实行线性动作，起着比较电路功能，如图3所示，输出高电平和低电平的双值信号。通过该双值信号控制OR电路32的门，从图3的脉冲信号Spf可知，能可选择地取出电压比较电路PFMCMP的输出脉冲。
通过OR电路32可选择地取出的脉冲通过PFM驱动电路33输出，通过开关SW1输出到第二开关晶体管M3的栅极，进行第二开关晶体管M3的开关控制。切换信号Sc输入PFM驱动电路33，在通常动作模式时，停止动作，同时，断开所消耗电流或使其成为最小。
接着，在图1中，通过开关SW1实行来自PFM控制电路5的脉冲信号Spf的向第二开关晶体管M3栅极的输出控制，但也可以使得PFM控制电路5根据切换信号Sc实行脉冲信号Spf的输出控制，这种场合，图1成为图4所示状态。将这种状态作为第二实施例，在图4中，与图1相同者使用相同符号，说明省略，仅说明与图1不同点。
第二实施例
在图4的开关稳压器10中，从PFM控制电路5输出的脉冲信号Spf输入第二开关晶体管M3的栅极，从驱动电路12输出的控制信号PD通过开关SW10输入第二开关晶体管M3的栅极。
在这种构成中，切换信号Sc选择通常动作模式场合，PFM控制电路5使得输出脉冲信号Spf的输出端为高阻抗状态，同时，开关SW10接通，使得来自驱动电路12的控制信号PD输入第二开关晶体管M3的栅极。这样，第二开关晶体管M3由来自驱动电路12的控制信号PD进行开关。与此相反，切换信号Sc选择轻负载动作模式场合，PFM控制电路5使得输出脉冲信号Spf输出到第二开关晶体管M3的栅极，同时，开关SW10断开，截止来自驱动电路12的控制信号PD向第二开关晶体管M3栅极的输入。这样，第二开关晶体管M3由来自PFM控制电路5的脉冲信号Spf进行开关。
图5表示图4的PFM控制电路5的输出电路部以及开关SW10的电路例。
在图5中，在PFM控制电路5的输出电路部中，PMOS晶体管M4，M5，以及NMOS晶体管M6，M7串列连接在输入电压Vdd和接地电压之间。切换信号Sc在反相器INV1信号电平被反相，输入到PMOS晶体管M4的栅极，切换信号Sc输入到NMOS晶体管M7的栅极。通过PMOS晶体管M5及NMOS晶体管M6输出脉冲信号Spf，省略了与PMOS晶体管M5及NMOS晶体管M6的各栅极连接的电路。驱动电路12的输出电路部由PMOS晶体管M8及NMOS晶体管M9构成，上述晶体管M8，M9串列连接在输入电压Vdd和接地电压之间。
开关SW10由PMOS晶体管M10，NMOS晶体管M11及反相器INV2构成，形成输送门，上述晶体管M10，M11并列连接在第二开关晶体管M3的栅极和驱动电路12的输出端之间。切换信号Sc输入PMOS晶体管M10的栅极，使得切换信号Sc的信号电平反相的信号输入NMOS晶体管M11的栅极。
在这种构成中，若切换信号Sc成为高电平，成为轻负载动作模式，则在PFM控制电路5中，PMOS晶体管M5以及NMOS晶体管M7分别断开，脉冲信号Spf输出到第二开关晶体管M3的栅极，同时，PWM电路11停止动作，脉冲信号Spw的输出停止，驱动电路12停止动作，控制信号PD及ND的输出分别停止。与此同时，PMOS晶体管M10及NMOS晶体管M11分别断开，成为截止状态。因此，第一开关稳压器M1断开，仅仅第二开关晶体管M3因来自PFM控制电路5的脉冲信号Spf，实行开关动作。这时，同步整流用晶体管M2断开，成为截止状态。
接着，若切换信号Sc成为低电平，成为通常动作模式，则在PFM控制电路5中，PMOS晶体管M4以及NMOS晶体管M7分别断开，脉冲信号Spf输出停止，同时，从驱动电路12向第一开关晶体管M1的栅极输出控制信号PD。与此同时，PMOS晶体管M10及NMOS晶体管M11分别接通，从驱动电路12发出的控制信号PD输入第一开关晶体管M1及第二开关晶体管M3的各栅极。因此，通过来自驱动电路12的控制信号PD使得第一开关晶体管M1和第二开关晶体管M3同时开关。
在开关稳压器内，消耗电力的主要原因除了流过第一开关晶体管M1的电流所引起损失外，还由于以来自驱动电路12的控制信号PD对寄生在第一开关晶体管M1的栅极-源极以及栅极-漏极之间的电容进行充放电时所消耗的电力。流过负载21的电流大时，流过第一开关晶体管M1的电流所引起的损失是开关稳压器内的电力消耗的主要原因，这时的损失与该电流的平方成正此，因此，如果流过负载21的电流变小，损失也变小，随着流过负载21的电流变小，损失也急剧减少，如待机时那样，流过负载21的电流很小状态下，几乎可以忽视该损失。
但是，寄生在第一开关晶体管M1的电容所引起的损失由该寄生电容及向寄生电容进行充电的电压决定，不依存于流过负载21的电流。相反，如果流过负载21的电流减少，输入电压Vdd上升，向各寄生电容的充电电压变高，寄生在第一开关晶体管M1的电容所引起的损失增加。
为了减少这种损失，以往，降低开关晶体管的开关频率，或断续进行开关，减少向寄生电容的充放电次数。但是，降低开关频率场合，存在限度，若将开关晶体管的开关频率降低到20kHz以下，则进入音频带，成为刺耳音，因此不能降低到20kHz以下。另外，若断续地实行开关场合，输出电压发生大波动，成为不良状态。因此，以往没有有效的对策。
如上所述，在上述本发明实施例的开关稳压器中，当处于如待机时那样，流过负载21的电流非常小的轻负载动作模式时，通过切换到寄生在栅极-源极以及栅极-漏极之间的电容非常小的第二开关晶体管M3，减少向寄生电容进行充放电所引起的损失。
寄生电容与开关晶体管尺寸成正比，为了减小开关晶体管的寄生电容，可以缩小开关晶体管的尺寸。流过负载21的待机时的电流通常从数μA到数百μA，与通常动作模式相比，小2位到5位。开关晶体管的尺寸也能以与负载电流相同的比率缩小，寄生电容也能缩小2位至5位。
若减小开关晶体管尺寸，则该开关晶体管接通时的阻抗变大，与此相应的流过第二开关晶体管M3的电流所引起的损失增加，但是，由于流过负载21的电流小，上述所增加的损失部分是很少的，对寄生电容的充放电所引起的损失的改善大大超过上述损失，整体看来，能大大改善上述损失。
再有，当轻负载动作模式时，减少第二开关晶体管M3的开关次数，同时，同步整流用晶体管M2的开关也停止，因此，能得到进一步改善。
再有，当轻负载动作模式时，第二开关晶体管M3的阻抗大，即使发生负载21短路等故障，由于大电流不会流过负载21，能使得通常动作模式时使用的过流保护电路6的动作停止，能节约过流保护电路6消耗的电流。
再有，关于半导体元件的芯片尺寸，在通常动作模式时，使得芯片内占很大面积的第一开关晶体管M1和第二开关晶体管M3同时开关，能使得第一开关晶体管M1的面积比现有技术小，即使追加第二开关晶体管M3，也能使得芯片面积保持原来不变。尤其，近年来具有增加待机时的消耗电流，第二开关晶体管M3的面积变大的倾向，因此，在这方面效果大。
上面参照附图说明了本发明的实施例，但本发明并不局限于上述实施例。在本发明技术思想范围内可以作种种变更，它们都属于本发明的保护范围。

Claims (11)

1.一种开关稳压器，将输入的直流电压变换成所设定的电压，供给负载，其特征在于：
上述开关稳压器包括：
第一开关元件，根据输入到控制电极的控制信号开关，进行上述输入电压的输出控制；
第二开关元件，与上述第一开关元件相比，分别寄生在控制电极和输入电极之间以及控制电极和输出电极之间的各寄生电容小，且接通时在输入电极和输出电极之间的阻抗大，该第二开关元件根据输入到控制电极的控制信号开关，实行上述输入电压的输出控制；
控制电路部，实行上述第一开关元件和第二开关元件的开关控制；
负载消耗的电流比通常动作模式时小的轻负载动作模式时，上述控制电路部使得上述第一开关元件断开，仅仅使得第二开关元件开关，向上述负载供给所设定的电压。
2.根据权利要求1中所述的开关稳压器，其特征在于，通常动作模式时，上述控制电路部使得上述第一开关元件和第二开关元件一起开关。
3.根据权利要求1或2中所述的开关稳压器，其特征在于：
上述开关稳压器包括同步整流用开关元件，在输入电极和输出电极之间设有寄生二极管，该同步整流用开关元件与上述第一开关元件串列连接；
上述控制电路部对该同步整流用开关元件，在上述通常动作模式时，使得其实行与第一开关元件相反的开关动作，在上述轻负载动作模式时，分别使得第一开关元件及同步整流用开关元件断开，同步整流用开关元件的寄生二极管构成飞轮二极管。
4.根据权利要求3中所述的开关稳压器，其特征在于：
上述控制电路部设有：
PWM控制电路部，分别对上述第一开关元件及同步整流用开关元件进行PWM控制；
PFM控制电路部，对上述第二开关元件进行PFM控制；
切换电路部，对上述PWM控制电路部及PFM控制电路部输出的各控制信号，进行向上述第二开关元件的控制电极的输出控制；
轻负载动作模式时，上述切换电路部将来自上述PFM控制电路部的控制信号向上述第二开关元件的控制电极输出，通常动作模式时，上述切换电路部将来自上述PWM控制电路部的控制信号向上述第二开关元件的控制电极输出。
5.根据权利要求4中所述的开关稳压器，其特征在于，上述PFM控制电路部在轻负载动作模式时动作，在通常动作模式时停止动作。
6.根据权利要求3中所述的开关稳压器，其特征在于：
上述控制电路部设有：
PWM控制电路部，分别对上述第一开关元件及同步整流用开关元件进行PWM控制；
PFM控制电路部，对上述第二开关元件进行PFM控制；
切换电路部，进行来自上述PWM控制电路部的控制信号向上述第二开关元件的控制电极的输出控制；
上述PFM控制电路部在轻负载动作模式时动作，在通常动作模式时停止动作，上述切换电路部仅仅在通常动作模式时，控制使得来自上述PWM控制电路部的控制信号向上述第二开关元件的控制电极输出。
7.根据权利要求4-6中任一个所述的开关稳压器，其特征在于，上述PWM控制电路部在通常动作模式时动作，在轻负载动作模式时停止动作。
8.根据权利要求4-7中任一个所述的开关稳压器，其特征在于：
设有振荡电路部，生成所设定频率的脉冲信号输出；
上述PFM控制电路部，由PWM控制时从上述振荡电路部输出的脉冲信号的脉冲列，根据向负载输出的输出电压，生成所设定的脉冲，向上述第二开关元件的控制电极输出。
9.根据权利要求1-8中任一个所述的开关稳压器，其特征在于：
设有过流保护电路部，监视从上述第一开关元件及第二开关元件供给的电流，若该电流超过所设定值，对上述控制电路部，使得第一开关元件断开；
上述过流保护电路部在轻负载动作模式时停止动作。
10.根据权利要求1-8中任一个所述的开关稳压器，其特征在于，上述第一开关元件，第二开关元件及控制电路部集成在一个IC中。
11.根据权利要求9中所述的开关稳压器，其特征在于，上述第一开关元件，第二开关元件，控制电路部及过流保护电路部集成在一个IC中。
CNB2004100974128A 2003-11-27 2004-11-29 开关稳压器 Expired - Fee Related CN100375377C (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2003397683A JP4387170B2 (ja) 2003-11-27 2003-11-27 スイッチングレギュレータ
JP397683/2003 2003-11-27
JP397683/03 2003-11-27

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1622437A true CN1622437A (zh) 2005-06-01
CN100375377C CN100375377C (zh) 2008-03-12

Family

ID=34616542

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CNB2004100974128A Expired - Fee Related CN100375377C (zh) 2003-11-27 2004-11-29 开关稳压器

Country Status (3)

Country Link
US (1) US7262588B2 (zh)
JP (1) JP4387170B2 (zh)
CN (1) CN100375377C (zh)

Cited By (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101728947A (zh) * 2008-10-29 2010-06-09 三美电机株式会社 Dc-dc转换器
CN101883466A (zh) * 2010-06-30 2010-11-10 西安电子科技大学 应用于电子镇流器中的波峰因数过流保护电路
CN101458536B (zh) * 2007-12-12 2012-02-29 成都芯源系统有限公司 外置控制模式的开关稳压器集成电路、应用该集成电路的电源系统及该集成电路的控制方法
CN102684301A (zh) * 2011-03-07 2012-09-19 凹凸电子（武汉）有限公司 电能管理系统和电能传输方法
TWI394348B (zh) * 2006-02-28 2013-04-21 Linear Techn Inc 用於產生載送電路狀態資訊之信號的設備及方法
CN103430439A (zh) * 2010-08-30 2013-12-04 德州仪器公司 Dc-dc转换器
CN103633824A (zh) * 2013-10-10 2014-03-12 吴宗宪 一种开关电源控制方法及系统
CN104201881A (zh) * 2014-09-28 2014-12-10 圣邦微电子（北京）股份有限公司 降压dcdc转换器的控制电路
CN105445602A (zh) * 2014-09-23 2016-03-30 大陆汽车有限公司 诊断电路和用于运行诊断电路的方法
TWI611652B (zh) * 2013-05-24 2018-01-11 Ｉｄｔ歐洲有限公司 可切換功率轉換器及其控制方法
CN107769556A (zh) * 2017-11-01 2018-03-06 广州金升阳科技有限公司 同步整流boost变换器、同步整流控制电路及方法
CN107943198A (zh) * 2017-12-26 2018-04-20 上海新进半导体制造有限公司 一种开关电压输出电流的检测电路及开关电源系统
CN109245526A (zh) * 2018-09-21 2019-01-18 深圳市道通智能航空技术有限公司 一种供电电路及电子设备
CN110518798A (zh) * 2019-09-02 2019-11-29 嘉兴飞童电子科技有限公司 一种应用于降压dcdc转换器的音频带噪声消除电路及方法

Families Citing this family (59)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20080024099A1 (en) * 2004-03-15 2008-01-31 Rohm Co., Ltd. Power Supply Apparatus
JP4837352B2 (ja) 2005-09-28 2011-12-14 株式会社リコー スイッチングレギュレータおよびその駆動方法
US7482788B2 (en) * 2005-10-12 2009-01-27 System General Corp. Buck converter for both full load and light load operations
JP4739901B2 (ja) * 2005-10-13 2011-08-03 ローム株式会社 スイッチング電源装置およびその制御回路、ならびにそれを用いた電子機器
US7498788B2 (en) * 2005-10-24 2009-03-03 System General Corp. Switching regulator having energy saving circuit
JP4855793B2 (ja) * 2006-02-06 2012-01-18 株式会社リコー スイッチングレギュレータ
JP2007252113A (ja) 2006-03-16 2007-09-27 Ricoh Co Ltd スイッチングレギュレータ
JP4836624B2 (ja) 2006-03-23 2011-12-14 株式会社リコー スイッチングレギュレータ
KR100771780B1 (ko) * 2006-04-24 2007-10-30 삼성전기주식회사 과전압 보호 및 듀티 제어 기능을 갖는 ｌｅｄ 구동장치
US7659701B1 (en) * 2006-08-02 2010-02-09 Cisco Technology, Inc. Limiting peak input power
JP4926625B2 (ja) * 2006-09-14 2012-05-09 株式会社リコー スイッチングレギュレータ及びそのスイッチングレギュレータを有する半導体装置
US7659672B2 (en) * 2006-09-29 2010-02-09 O2Micro International Ltd. LED driver
JP5038741B2 (ja) * 2007-02-27 2012-10-03 ルネサスエレクトロニクス株式会社 不揮発性メモリ用電圧生成回路及び不揮発性メモリの書込み及び消去の方法
JP2009011045A (ja) * 2007-06-27 2009-01-15 Nec Electronics Corp スイッチングレギュレータ、及び直流電圧変換方法
JP5386801B2 (ja) * 2007-07-27 2014-01-15 株式会社リコー スイッチングレギュレータ及びその動作制御方法
US8450977B2 (en) * 2007-12-20 2013-05-28 O2Micro, Inc. Power management systems with charge pumps
US8350532B2 (en) * 2007-12-20 2013-01-08 O2Micro Inc. Power management systems
CN101515756B (zh) * 2008-02-18 2011-11-23 昂宝电子（上海）有限公司 具有多种模式的用于高效功率控制的方法和系统
US8305776B2 (en) 2008-07-30 2012-11-06 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for primary-side regulation in off-line switching-mode flyback power conversion system
JP2010067294A (ja) * 2008-09-09 2010-03-25 Toshiba Storage Device Corp 磁気ディスク装置
US9350252B2 (en) 2008-10-21 2016-05-24 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for protecting power conversion systems based on at least feedback signals
US8488342B2 (en) 2008-10-21 2013-07-16 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for constant voltage mode and constant current mode in flyback power converters with primary-side sensing and regulation
US8526203B2 (en) 2008-10-21 2013-09-03 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for constant voltage mode and constant current mode in flyback power converter with primary-side sensing and regulation
JP5380057B2 (ja) * 2008-11-28 2014-01-08 ローム株式会社 昇圧型スイッチング電源装置
JP5255488B2 (ja) * 2009-03-06 2013-08-07 古河電気工業株式会社 車両の電源供給装置及び電源供給方法
JP2011024309A (ja) * 2009-07-14 2011-02-03 Ricoh Co Ltd スイッチングレギュレータ、電源回路及び制御方法
US9088217B2 (en) * 2009-08-20 2015-07-21 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for load compensation with primary-side sensing and regulation for flyback power converters
US8461815B1 (en) * 2009-10-05 2013-06-11 Huy X Ngo Fast transient buck regulator with dynamic charge/discharge capability
JP5560682B2 (ja) 2009-12-08 2014-07-30 株式会社リコー スイッチングレギュレータ
JP5481301B2 (ja) * 2010-07-30 2014-04-23 京セラドキュメントソリューションズ株式会社 画像形成装置
CN102346529B (zh) * 2010-08-03 2014-04-16 环旭电子股份有限公司 电源控制电路
US8203359B2 (en) * 2010-09-28 2012-06-19 Intersil Americas Inc. System and method for open loop modulation to detect narrow PWM pulse
US8493045B2 (en) * 2010-12-22 2013-07-23 Atmel Corporation Voltage regulator configuration
CN102624237B (zh) 2011-02-01 2015-09-16 昂宝电子（上海）有限公司 用于反激式电源变换器的动态阈值调节的系统和方法
CN102801325B (zh) 2011-05-23 2015-02-04 广州昂宝电子有限公司 用于电源变换器的开关频率和峰值电流调节的系统和方法
CN102916586B (zh) 2011-08-04 2014-04-02 昂宝电子（上海）有限公司 用于开关电源变换器的系统和方法
JP5785814B2 (ja) * 2011-08-18 2015-09-30 ローム株式会社 スイッチング電源の制御回路、制御方法ならびにそれを用いたスイッチング電源および電子機器
CN103219872A (zh) 2012-01-19 2013-07-24 尼克森微电子股份有限公司 转换控制电路及其转换器
US8432140B1 (en) * 2012-02-13 2013-04-30 Microchip Technology Incorporated Dual mode boost regulator
JP5966503B2 (ja) 2012-03-28 2016-08-10 富士通株式会社 昇降圧型ｄｃ−ｄｃコンバータおよび携帯機器
CN103368400B (zh) 2012-03-31 2015-02-18 昂宝电子（上海）有限公司 用于恒压控制和恒流控制的系统和方法
CN102946197B (zh) 2012-09-14 2014-06-25 昂宝电子（上海）有限公司 用于电源变换系统的电压和电流控制的系统和方法
CN103036438B (zh) 2012-12-10 2014-09-10 昂宝电子（上海）有限公司 用于电源变换系统中的峰值电流调节的系统和方法
EP2898594B1 (en) 2013-05-24 2017-11-22 IDT Europe GmbH Multi mode controlled power converter
CN105048822B (zh) 2013-08-29 2019-03-01 昂宝电子（上海）有限公司 基于负载条件调节频率和电流的系统和方法
CN103618292B (zh) 2013-12-06 2017-01-11 昂宝电子（上海）有限公司 用于保护电源变换系统免受热失控的系统和方法
EP3010131B1 (en) 2014-10-15 2019-09-04 Dialog Semiconductor (UK) Ltd Clocked pulse frequency modulation buck DC-to-DC converter
US9590506B2 (en) 2014-12-15 2017-03-07 Nxp Usa, Inc. Multiple mode power regulator
JP6472731B2 (ja) 2015-08-26 2019-02-20 株式会社東芝 負荷変調回路、及び、半導体装置
US9634569B1 (en) * 2015-10-14 2017-04-25 Dialog Semiconductor (Uk) Limited DC-to-DC output current sensing
JP6665742B2 (ja) * 2016-09-15 2020-03-13 株式会社デンソー 負荷駆動装置
CN107086783B (zh) * 2017-05-31 2023-08-22 四川巧夺天工信息安全智能设备有限公司 一种大功率开关电路
TWI672574B (zh) * 2018-10-26 2019-09-21 瑞昱半導體股份有限公司 穩壓裝置及其控制方法
CN109768709B (zh) 2018-12-29 2021-03-19 昂宝电子（上海）有限公司 基于功率变换器中的负载条件的电压补偿系统和方法
JP7205388B2 (ja) * 2019-06-03 2023-01-17 株式会社デンソー 誘導性負荷制御装置
US20220209669A1 (en) * 2020-12-29 2022-06-30 Texas Instruments Incorporated DC-DC Converter with Out-of-Audio Circuit
TWI775343B (zh) * 2021-03-09 2022-08-21 全漢企業股份有限公司 電源供應器及其節省功耗的方法
US11545901B1 (en) * 2021-07-08 2023-01-03 University Of Macau Control system for buck converter
CN113644899B (zh) * 2021-10-15 2022-02-01 武汉普赛斯电子技术有限公司 一种脉冲电流波形的补偿方法以及补偿电路

Family Cites Families (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH10326493A (ja) * 1997-05-23 1998-12-08 Ricoh Co Ltd 複合化フラッシュメモリ装置
US6104057A (en) * 1997-08-25 2000-08-15 Ricoh Company, Ltd. Electrically alterable non-volatile semiconductor memory device
JP2000217344A (ja) 1999-01-26 2000-08-04 Sharp Corp スイッチング電源回路
US6127815A (en) * 1999-03-01 2000-10-03 Linear Technology Corp. Circuit and method for reducing quiescent current in a switching regulator
JP3425900B2 (ja) * 1999-07-26 2003-07-14 エヌイーシーマイクロシステム株式会社 スイッチングレギュレータ
US6249111B1 (en) * 2000-06-22 2001-06-19 Intel Corporation Dual drive buck regulator
JP3817446B2 (ja) * 2001-02-15 2006-09-06 株式会社リコー 電源回路及びｄｃ−ｄｃコンバータの出力電圧制御方法
US6456050B1 (en) * 2001-11-05 2002-09-24 Dan Agiman Virtual frequency-controlled switching voltage regulator
JP3782726B2 (ja) * 2001-12-13 2006-06-07 株式会社リコー 過電流保護回路
JP2003216247A (ja) * 2002-01-24 2003-07-31 Ricoh Co Ltd 直流安定化電源装置
JP3686042B2 (ja) * 2002-02-06 2005-08-24 株式会社リコー 直流安定化電源装置
JP2004088956A (ja) * 2002-07-04 2004-03-18 Ricoh Co Ltd 電源回路
JP4100997B2 (ja) * 2002-08-23 2008-06-11 株式会社リコー 電源供給装置及びその電源供給方法
JP4240964B2 (ja) * 2002-09-06 2009-03-18 株式会社リコー 直流変換回路、及び直流変換回路の休止モードの設定方法
JP3688257B2 (ja) * 2002-09-27 2005-08-24 株式会社リコー 電源装置及び携帯電話器
US7031175B2 (en) * 2003-12-16 2006-04-18 Intersil Americas Inc. System and method of detecting phase body diode using a comparator in a synchronous rectified FET driver
CN100399689C (zh) * 2004-04-27 2008-07-02 株式会社理光 开关调整器以及开关调整器的输出电压切换方法
JP2006158067A (ja) * 2004-11-29 2006-06-15 Renesas Technology Corp 電源ドライバ回路

Cited By (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI394348B (zh) * 2006-02-28 2013-04-21 Linear Techn Inc 用於產生載送電路狀態資訊之信號的設備及方法
CN101458536B (zh) * 2007-12-12 2012-02-29 成都芯源系统有限公司 外置控制模式的开关稳压器集成电路、应用该集成电路的电源系统及该集成电路的控制方法
CN101728947A (zh) * 2008-10-29 2010-06-09 三美电机株式会社 Dc-dc转换器
CN101728947B (zh) * 2008-10-29 2014-10-01 三美电机株式会社 Dc-dc转换器
CN101883466A (zh) * 2010-06-30 2010-11-10 西安电子科技大学 应用于电子镇流器中的波峰因数过流保护电路
CN101883466B (zh) * 2010-06-30 2013-04-03 西安电子科技大学 应用于电子镇流器中的波峰因数过流保护电路
CN103430439B (zh) * 2010-08-30 2016-01-20 德州仪器公司 Dc-dc转换器
CN103430439A (zh) * 2010-08-30 2013-12-04 德州仪器公司 Dc-dc转换器
CN102684301A (zh) * 2011-03-07 2012-09-19 凹凸电子（武汉）有限公司 电能管理系统和电能传输方法
CN102684301B (zh) * 2011-03-07 2014-08-06 凹凸电子（武汉）有限公司 电能管理系统和电能传输方法
US9882475B2 (en) 2013-05-24 2018-01-30 Idt Europe Gmbh PWM calculation after light load to high load transition
TWI611652B (zh) * 2013-05-24 2018-01-11 Ｉｄｔ歐洲有限公司 可切換功率轉換器及其控制方法
CN103633824B (zh) * 2013-10-10 2017-03-01 吴宗宪 一种开关电源控制方法及系统
CN103633824A (zh) * 2013-10-10 2014-03-12 吴宗宪 一种开关电源控制方法及系统
CN105445602A (zh) * 2014-09-23 2016-03-30 大陆汽车有限公司 诊断电路和用于运行诊断电路的方法
CN104201881A (zh) * 2014-09-28 2014-12-10 圣邦微电子（北京）股份有限公司 降压dcdc转换器的控制电路
CN107769556A (zh) * 2017-11-01 2018-03-06 广州金升阳科技有限公司 同步整流boost变换器、同步整流控制电路及方法
CN107943198A (zh) * 2017-12-26 2018-04-20 上海新进半导体制造有限公司 一种开关电压输出电流的检测电路及开关电源系统
CN107943198B (zh) * 2017-12-26 2024-03-15 上海新进芯微电子有限公司 一种开关电压输出电流的检测电路及开关电源系统
CN109245526A (zh) * 2018-09-21 2019-01-18 深圳市道通智能航空技术有限公司 一种供电电路及电子设备
CN109245526B (zh) * 2018-09-21 2024-04-12 深圳市道通智能航空技术股份有限公司 一种供电电路及电子设备
CN110518798A (zh) * 2019-09-02 2019-11-29 嘉兴飞童电子科技有限公司 一种应用于降压dcdc转换器的音频带噪声消除电路及方法

Also Published As

Publication number Publication date
JP2005160254A (ja) 2005-06-16
JP4387170B2 (ja) 2009-12-16
CN100375377C (zh) 2008-03-12
US7262588B2 (en) 2007-08-28
US20050116697A1 (en) 2005-06-02

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1622437A (zh) 开关稳压器
CN1691481A (zh) 开关调整器以及开关调整器的输出电压切换方法
JP4347249B2 (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ、ｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路、及びｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法
CN1246954C (zh) 开关式电源
CN1197229C (zh) Dc－dc变换器
CN1758516A (zh) 功率因子提高电路以及功率因子提高电路的控制电路
TWI384904B (zh) The driving circuit of the light emitting diode
CN1249922C (zh) 开关稳压器及应用它的lsi系统
JP4481879B2 (ja) スイッチング電源装置
CN101065891A (zh) 开关电源及它的控制电路以及使用它的电子设备
CN101043151A (zh) 用于控制dc－dc转换器的电路和方法
CN1770610A (zh) 开关式电源电路以及随其配备的电子装置
CN1930768A (zh) 电源设备
CN1677824A (zh) 开关电源控制用半导体装置
CN1783717A (zh) 电源驱动器电路
CN1477775A (zh) 能够快速响应输入及输出电压变化的供电方法和电源设备
CN1922779A (zh) 开关调节器和用于切换其输出电压的方法
CN1612458A (zh) 开关电源装置
US20080136389A1 (en) Control circuit for switching regulator
CN1663103A (zh) 直流－交流变换装置及其控制器集成电路
CN1866711A (zh) 恒压电路,设有该电路的半导体装置及恒压电路控制方法
CN1429425A (zh) 动态控制、内部调节电荷泵功率变换器
CN1841900A (zh) 开关调节器电路
JP2004173460A (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法、ｄｃ−ｄｃコンバータ、半導体集積回路装置、及び電子機器
CN1238958C (zh) 开关电源装置

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
ASS Succession or assignment of patent right

Owner name: RICOH MICROELECTRONICS CO., LTD.

Free format text: FORMER OWNER: RICOH CO. LTD.

Effective date: 20150331

TR01 Transfer of patent right

Effective date of registration: 20150331

Address after: Osaka

Patentee after: Ricoh Microelectronics Co., Ltd.

Address before: Tokyo, Japan, Japan

Patentee before: Ricoh Co., Ltd.

CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20080312

Termination date: 20151129

CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee