CN1197229C - Dc－dc变换器 - Google Patents

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Abstract

提高DC-DC变换器作为备用等轻负载时的效率和抑制磁致伸缩声音是用简单的方法难以解决的问题。在直流电源(1)的一个端子(1a)和另一个端子(1b)之间，经变压器(2)连接开关(3)。设置用来使开关(3)通断的控制脉冲形成电路。设置用来控制输出电压使其恒定的反馈控制电路。为了在轻负载时使开关(3)间歇地进行通断动作，设置锯齿波发生电路(9)、比较器(10)和电流检测电路(6)。锯齿波发生电路(9)产生频率比开关(3)的通断频率低得多的锯齿波电压(Vt)。对由电流检测电阻(16)检测出的电压加上偏置电压，形成变形电流检测电压，并在比较器(10)中与锯齿波电压进行比较。通过比较器(10)的输出限制控制脉冲的发生，得到间歇动作和软启动动作。

Description

DC-DC变换器
                        技术领域
本发明涉及利用反馈控制使输出电压恒定的DC-DC变换器。
                        背景技术
典型的DC-DC变换器由直流电源、连接在其一端和另一端之间的变压器初级线圈和开关的串联电路、与变压器次级线圈连接的整流平滑电路、输出电压检测电路、开关电流检测电路和用来根据输出电压检测电路及电流检测电路的输出控制开关通断的控制电路构成。在这种DC-DC变换器中，当负载轻时利用开关使直流电压通断的频率、即开关频率的值与正常负载的频率值相同或比它更高时，开关的功率损耗相对负载功率的比例变大，效率降低。
为了解决这样的问题，已知的有例如，象本发明申请人在日本公开公报特开2000-23458号公报中公开的那样，在轻负载时使DC-DC变换器间歇工作的方法。若这样使DC-DC变换器间歇工作，虽然输出电压的稳定性有所下降，但因开关次数少，故开关损耗小，提高了DC-DC变换器的效率。
但是，当使驱动期间和停止期间交替进行来间歇驱动DC-DC变换器时，为了补偿停止期间输出电压的降低，在驱动期间的开始使开关导通时间延长，这时，开关和变压器流过较大的电流，变压器因磁致伸缩而发出声音，使用者会感到烦恼。在前述的特开2000-23458号公报中，为了间歇地进行控制而使用方波脉冲，利用该脉冲断续地进行电压反馈控制。结果，产生间歇的开关动作。此外，在上述公报的技术中，因使方波脉冲变形后加给电压反馈控制电路，故可以抑制间歇工作中开关电流的增大，可以抑制变压器的磁致伸缩声音、即鸣叫声。但是，该方法因使用间歇脉冲控制电压反馈控制电路，所以，如果不充分考虑电压反馈控制电路的电路元件的特性的离散和温度变化等因素，就不能可靠地防止变压器的鸣叫声。此外，因为了进行间歇驱动，不得不在变压器的次级侧设置独立的脉冲发生器，增加了部件的数量。
                        发明内容
因此，本发明的目的在于提供一种DC-DC变换器，可以使用较简单的电路来抑制变压器、电感线圈等电感器件的磁致伸缩声音。
为了解决上述问题，达到上述目的，本发明是用来向负载供给直流功率的DC-DC变换器，包括：供给直流电压的第1和第2电源端子；为了使上述直流电压反复接通或断开而连接在上述第1电源端子和上述第2电源端子之间且具有控制端子的开关；具有与上述开关串联连接的1次线圈14和与上述1次线圈电磁耦合的2次线圈15的变压器2、或者具有与上述开关串联连接的线圈14的电抗线圈2a；
与上述变压器2的上述2次线圈15或与上述电抗线圈2a的上述线圈14连接的整流平滑电路4；
直接或间接检测表示上述整流平滑电路的输出电压的信号的输出电压检测装置5；
检测流过上述开关的电流的电流检测装置6或6a；
波形发生电路9，以比上述开关的反复通断的周期长的规定的周期重复发生包含具有第1倾斜的电压和具有与上述第1倾斜相反的第2倾斜的电压的电压波形，上述电压波形穿过从上述电流检测装置得到的电流检测电压；
开关导通时间限制用比较器10，用来限制上述开关的导通时间，将从上述波形发生电路得到的电压波形与从上述电流检测装置得到的电流检测电压比较，当上述电压波形具有上述电流检测电压的一侧的值时，输出第1电平的电压，当上述电压波形具有上述电流检测电压的另一侧的值时，输出第2电平的电压；
开关控制脉冲形成电路7，形成用来控制上述开关通断的控制脉冲并供给上述控制端子，响应上述输出电压检测装置5的输出，为了控制上述控制脉冲的宽度而与上述输出电压检测装置(5)连接，使上述输出电压恒定，而且，响应上述比较器10的输出，当上述比较器10的输出产生上述第1电平的输出时，为了禁止上述控制脉冲的发生或禁止向上述开关供给上述控制脉冲而与上述比较器10连接，并为了供给上述控制脉冲而与上述开关的上述控制端子连接。
再有，在本发明中，上述第1电源端子是正极端子，上述第2电源端子是负极端子，上述电流检测装置最好具有连接在上述开关的一个端子和连接在上述第2电源端子的另一个端子的上述电流检测电阻16、
使上述电流检测电阻的上述一个端子接地的连接装置、和
具有接地负端子的偏置用直流电源27、
在上述偏置用直流电源27的正端子与上述电流检测电阻的上述另一个端子之间连接的第1和第2分压电阻R1、R2的串联电路，
将上述第1和第2分压电阻的相互连接点和接地之间的电压作为电流检测电压输出。
在本发明中，最好上述电压波形Vt的上述第1倾斜为负倾斜、上述第2倾斜为正倾斜，
上述控制脉冲发生在上述电压波形Vt的上述第1倾斜的区间的后部与上述第2倾斜的区间的前部。
在本发明中，上述波形发生电路9，最好具有：
锯齿波或三角波发生用电容器43、
连接在直流电源44与上述电容器43之间的充电电路48、
与上述电容器43并列连接的放电电路53、
连接在上述直流电源44与接地之间的第1、第2以及第3基准电压用电阻55、56、57的串联电路、
与上述第3基准电压用电阻57并联连接且在上述第1及第2基准电压用电阻55、56的连接点59得到第1基准值Vth1时变为导通状态，并且在上述第1及第2基准电压用电阻55、56的连接点59得到比上述第1基准值Vth1高的第2基准值Vth2时变为截至状态的基准电压切换用晶体管58、
具有连接在上述电容器的一个输入端和连接在上述第1及第2基准电压用电阻55、56的连接点59的另一个输入端以及送出比较输出V46的输出端的电容器充放电控制用比较器46、
上述电容器43的电压Vt从上述第2基准值Vth2下降到上述第1基准值Vth1的期间中，为保持基准电压切换用晶体管58为导通状态，并且上述电容器43的电压Vt从上述第1基准值Vth1上升到上述第2基准值Vth2的期间中，为保持基准电压切换用晶体管58为截至状态，把上述电容器充放电控制用比较器46的上述输出端与上述基准电压切换用晶体管58的控制端连接的连接装置、
连接在上述电容器充放电用比较器46的上述输出端子与上述充电电路48之间、并且控制上述充电电路48，以便在上述电容器充放电控制用比较器46的输出为低电平时使上述电容器充电的充电控制装置49、50、51、52、54。
此外，在本发明中，在上述电容器充放电用比较器46的输出信号表示上述电压波形Vt的上述正倾斜区间时，用于阻止上述开关导通时间限制用比较器10的第1电平输出的传送，其特征在于，还具有：
包括连接在上述开关导通时间限制用比较器10的一个输入端和连接在上述电容器充放电控制用比较器46的输出端的另一个输入端以及连接在上述开关控制脉冲形成电路7的输出端的与门电路71。
本发明是用来向负载供给直流功率的DC-DC变换器，可以设置：供给直流电压的第1和第2电源端子；
为了使上述直流电压反复接通或断开而连接在上述第1电源端子和上述第2电源端子之间且具有控制端子的开关；
具有与上述开关串联连接的1次线圈14和与上述1次线圈电磁耦合的2次线圈15的变压器2、或者具有与上述开关串联连接的线圈14的电抗线圈2a；
与上述变压器2的上述2次线圈15或与上述电抗线圈2a的上述线圈14连接的整流平滑电路4；
直接或间接检测表示上述整流平滑电路的输出电压的信号的输出电压检测装置5；
检测流过上述开关的电流的电流检测装置6a；
用于获得包含具有第1倾斜的电压和具有与上述第1倾斜相反的第2倾斜的电压的电压波形Vt的电容器43；
连接在直流电源44与上述电容器43之间的充电电路48；
与上述电容器43并列连接的放电电路53；
连接在上述直流电源44与接地之间的第1、第2以及第3基准电压用电阻55、56、57的串联电路；
与上述第3基准电压用电阻57并联连接且在上述第1及第2基准电压用电阻55、56的连接点59得到第1基准值Vth1时变为导通状态，并且在上述第1及第2基准电压用电阻55、56的连接点59得到比上述第1基准值Vth1高的第2基准值Vth2时变为截至状态的基准电压切换用晶体管58；
具有连接在上述电容器的一个输入端和连接在上述第1及第2基准电压用电阻55、56的连接点59的另一个输入端以及送出比较输出V46的输出端的电容器充放电控制用比较器46；
上述电容器43的电压Vt从上述第2基准值Vth2下降到上述第1基准值Vth1的期间中，为保持基准电压切换用晶体管58为导通状态，并且上述电容器43的电压Vt从上述第1基准值Vth1上升到上述第2基准值Vth2的期间中，为保持基准电压切换用晶体管58为截至状态，把上述电容器充放电控制用比较器46的上述输出端与上述基准电压切换用晶体管58的控制端连接的连接装置；
连接在上述电容器充放电用比较器46的上述输出端子与上述充电电路48之间、并且控制上述充电电路48，以便在上述电容器充放电控制用比较器46的输出为低电平时使上述电容器充电的充电控制装置49、50、51、52、54、；
发生脉冲导通时间限制用比较器10，使上述电容器43与上述电流检测装置6a连接，将从上述电流检测装置得到的电流检测电压与从上述电容器43得到的上述电压波形Vt比较，用来限制上述开关的导通时间宽度；
2值信号取得装置，与上述电容器充放电控制用比较器46的上述输出端连接，并且取得包含对应于上述电压波形Vt的上述第1倾斜区间的第1电压电平和对应于上述第2倾斜区间的第1电压电平的2值信号；
开关控制脉冲形成电路7，形成用来控制上述开关通断的开关控制脉冲并供给上述控制端子，为响应上述输出电压检测装置5的输出，控制上述控制脉冲的宽度而与上述输出电压检测装置5连接，以使上述输出电压恒定，而且，当从上述2值信号取得装置发生上述第1电平的电压时，禁止上述开关控制脉冲的发生和供给，并且当从上述导通时间限制用比较器10发生用来限制上述导通时间宽度的脉冲时，为了禁止上述开关控制脉冲的发生和供给，通过或门电路72而与上述导通时间限制用比较器10以及上述2值信号取得装置二者连接，且为了供给控制脉冲而与上述开关的上述控制端子连接。
此外，在本发明中，上述开关控制脉冲形成电路最好包括：使决定上述开关的通断周期的触发用脉冲以固定或可变周期重复发生的脉冲发生器；响应上述输出电压检测电路的输出而形成电压反馈控制信号的电压反馈控制信号形成装置；与上述电压反馈控制信号形成装置和上述电流检测装置连接，当上述电流检测电压和上述电压反馈控制信号一致时，输出状态反转的导通宽度决定用比较器；具有与上述脉冲发生器连接的第1输入端子和与上述导通宽度决定用比较器连接的第2输入端子及输出端子，响应上述触发用脉冲，使上述输出端子从第1状态转换到第2状态，响应表示上述导通宽度决定用比较器的上述一致的输出，使上述输出端子从上述第2状态向第1状态转换的触发器；与上述脉冲发生器和上述触发器连接，在上述触发器的输出端子和上述脉冲发生器不发生上述触发用脉冲的期间同步处于第2状态时，输出用来控制上述开关导通的控制脉冲的逻辑电路；利用上述开关导通时间限制用比较器的输出使上述触发器复位的装置。
此外，在本发明中，最好进而具有有选择地发生表示通常负载的信号和表示比通常负载轻的负载的信号的模式切换控制信号发生电路11和只有当上述模式切换控制信号发生电路的输出表示轻负载时才使上述电压波形Vt发生的控制装置。
若按照本发明的各方面，因使波形发生电路间歇动作和对电感器件进行电流控制，故可以使用较简单的电路进行间歇动作并抑制磁致伸缩的声音。
                    附图说明
图1是表示本发明的第1实施形态的DC-DC变换器的电路图。
图2是详细表示图1的电流检测电路和控制脉冲形成电路的方框图。
图3是详细表示图1的锯齿波发生电路、模式切换控制电路和比较器10的电路图。
图4是表示图1、图2和图3的各部分的状态的波形图。
图5是表示图1和图3的各部分非状态的波形图。
图6是表示第2实施形态的DC-DC变换器的电路图。
图7是表示图6的锯齿波发生电路、比较器10、模式切换控制电路和与门的电路图。
图8是表示图6和图7的各部分的状态的波形图。
图9是表示第3实施形态的DC-DC变换器的电路图。
图10是表示电流检测电路和控制脉冲形成电路的电路图。
图11是表示图9的锯齿波发生电路、比较器10、模式切换控制电路和或门的电路图。
图12是表示图9、图10和图11的各部分的状态的波形图。
图13是表示第4实施形态的DC-DC变换器的控制脉冲形成电路和电压检测电路的电路图。
图14是表示图13的比较器37的输入及输出的波形图。
图15是表示第5实施形态的DC-DC变换器的控制脉冲形成电路和模式检测电路的电路图。
图16是表示第6实施形态的模式切换控制电路和锯齿波发生用电容器的电路图。
图17是表示第7实施形态的DC-DC变换器的电路图。
图18是表示第8实施形态的DC-DC变换器的电路图。
                    具体实施方式
下面，参照图1～图18说明本发明的实施形态的可间歇工作的DC-DC变换器。
【第1实施形态】
图1所示的本发明的第1实施形态的回描型DC-DC变换器大致由直流电源1、变压器2、场效应晶体管(FET)开关3、整流平滑电路4、输出电压检测电路5、电流检测电路6、开关控制脉冲形成电路7、驱动电路8、锯齿波发生电路9、开关导通时间限制用比较器10、模式切换控制电路11和过电流防止电路12构成。
作为电感器件的变压器2具有在磁芯13上缠绕的1次线圈14和2次线圈15。由具有漏电感的1次线圈14、开关3和电流检测电路的电阻16组成的串联电路连接在与电源1连接的第1电源端子1a和第2电源端子1b之间。与1次线圈14电磁耦合的2次线圈15如黑圈所示那样，具有和1次线圈14相反的极性。在开关3的导通期间变压器2存储能量，在开关3的截止期间从变压器2放出能量。
整流平滑电路4由整流二极管17和平滑用电容器18构成，平滑用电容器18经整流二极管17与2次线圈15并联连接。二极管17的方向是在开关3的截止期间导通的方向。与平滑用电容器18连接的一对输出端子19a、19b用来与负载20连接。
输出电压检测电路5由电压检测电阻21、22、误差放大器23、基准电压源24和发光二极管25构成。电阻21、22检测输出端子19a、19b之间的电压，并将该检测电压送往误差放大器的一个输入端子。误差放大器23输出检测电压和基准电压源24的基准电压的差值。发光二极管25连接在输出端子19a和误差放大器23的输出端子之间，产生与输出电压成比例变化的光的输出。
电流检测电路6是用来检测流过1次线圈14和开关3的电流I1的电路，由与开关3串联连接的电流检测电阻16和与该电阻16并联连接的偏置电路26构成。偏置电路26如图2所示，由偏置用直流电源27和第1及第2分压电阻28、29构成。偏置用直流电源27经第1及第2分压电阻28、29与电流检测电阻16并联。电流检测电阻16连接在开关3和负极侧的第2电源端子1b之间，电流检测电阻16的开关侧的端子接地。此外，偏置用直流电源27的负端子也接地。若设电流检测电阻16的两个端子间的电压为Va，电源27的电压为Vb，电阻28、29的值为R1、R2，则在电流检测线30和地之间可得到电流检测电压。
Vc＝Vb-(Va+Vb)R1/(R1+R2)偏置电压Vb在电流I1的峰值上设定得比电阻16的电压Va大，所以，线30的电压Vc如图4(C)和图5(C)所示，在Va＝0时将由电阻R1和R2对偏置电压Vb分压后的电压Vbb作为最大值，在比该偏置电压Vbb低的区域内变化。总之，电流检测电压Vc使图4(B)和图5(B)所示的电流I1的波形反转且具有与用电压Vb偏置后的波形相当的波形。再有，因1次线圈14具有电感，故在开关3导通期间流过这里的电流I1斜着上升，，如图4(B)和图5(B)所示，变成三角波状的突出波形。
开关控制脉冲形成电路7也可以称作开关控制信号形成电路，在与输出电压检测电路5的发光二极管进行光耦合的同时，与电流检测电路、比较器10和过电流检测电路12连接，形成用来控制开关通断的控制脉冲、即开关控制信号，经驱动电路8送往开关控制端子(栅极)。
该开关控制脉冲形成电路7如图2所示，大致由脉冲发生器31、导通终了时刻决定电路32、复位优先的RS触发器33、或非门34和或门35构成。
脉冲发生器31例如以30～300KHz左右的重复频率反复产生图4(A)所示的脉冲。该脉冲发生器31的输出Vosc的脉冲周期T1与开关3的导通、截止周期一致。在该实施形态中，脉冲发生器31的频率固定，但也可以根据负载20的大小进行改变。
导通终了时刻决定电路32也可以称作导通宽度决定电路，是根据电压反馈控制决定开关3的导通终了时刻的电路，由电压反馈信号形成电路36和导通终了时刻决定用比较器37构成。导通终了时刻决定用比较器37的正输入端子与电压反馈控制信号形成电路36连接，负输入端子与电流检测线30连接。电压反馈控制信号形成电路36由光电晶体管38、电阻39和电源40构成。与图1的发光二极管25光耦合的光电晶体管38的电阻值与输入光的强度成反比变化。光电晶体管38的一端(集电极)与电源40连接，光电晶体管38的另一端(发射极)经电阻39接地，所以，从电阻39得到的反馈电压Vf与输出电压成比例的变化。比较器37如图4(C)所示，将电流检测电压Vc与电压反馈信号Vf进行比较，当电流检测电压Vc与电压反馈信号Vf一致时，如图4(D)所示那样产生高电平脉冲。图4(D)的脉冲发生时刻就是输出电压V0的控制动作中开关3的导通时间终了的时刻。
RS触发器33的置位端子S与脉冲发生器31的输出端子连接，复位端子R经或门35与导通终了时刻决定用比较器37连接，且经或门35与软启动用比较器10的输出线10a和过电流保护电路12的比较器41的输出线41a连接。或非门34的一个输入端子与脉冲发生器31连接，另一个输入端子与触发器33的反相输出端子Q-连接，输出端子经\图1的驱动电路8与开关的控制端子、即栅极连接。触发器33例如在图4(A)的t0所示的时钟脉冲的上升沿被触发，该反相输出端子Q-在t0从高电平、即第1状态转换到低电平、即第2状态。此外，在图4(D)的t2时刻所示的比较器37的输出脉冲的上升沿时刻，复位端子被触发，触发器33的反相输出端子Q-从低电平(第2状态)返回高电平(第1状态)。由此，触发器33产生图4(E)所示的信号，或非门34产生图4(F)所示的开关控制信号、即开关控制脉冲。再有，或非门34是只当所有的输入为低电平时才输出高电平的逻辑电路。因此，如图4(F)所示那样，或非门34的输出在t1～t2期间变成高电平，在该期间开关3导通。
过电流防止电路12由比较器41和基准电压源42构成。比较器41的负输入端子与电流检测线30连接，正输入端子与基准电压源42连接。基准电压源42的电压如图5(C)所示，设定得比正常负载时、即通常负载时的电流检测电压Vc的电压电平低，因此，即使在负载短路等过负荷状态下电流I1的峰值增大，当包含该峰值信息的电流检测电压Vc达到过电流保护电路12的基准电压源42的电压时，比较器41产生脉冲，该脉冲经图2的或门35输入到触发器33的复位端子R，触发器33的输出端子Q-转换成高电平，相反，或非门34的输出转换成低电平状态，开关3截止，防止了过电流的发生。
作为波形发生电路的锯齿波发生电路9产生图5(C)所示的锯齿波电压。锯齿波电压Vt具有比开关3的通断周期T1长好几倍的周期。锯齿波电压Vt由图5(C)的t7～t9所示的第1倾斜、即正倾斜电压和t9～t11所示的第2倾斜、即负倾斜电压构成。此外，锯齿波电压Vt设定成具有比电压Vbb高的部分和低的部分。再有，图5(C)的电压Vbb的电平在与图4(C)一样Va＝0时，是由电阻R1和R2对偏置电压Vb分压后的值。
锯齿波发生电路9如图3所示，大致由锯齿波用电容器43、直流电源44、充放电电路45、锯齿波用比较器46和可变基准电压源47构成。电容器43的一端在与充放电电路连接的同时，与比较器46的正输入端子连接。电容器43的另一端接地。充放电电路45由作为开关元件的2个P沟道FET48、49、作为开关元件的3个N沟道FET50、51、52和第1及第2恒流源电路53、54构成。作为开关元件的FET48、49、50、51由电流密勒电路构成。P沟道FET48连接在电源44和电容器43之间。第1恒流源电路53与电容器43并联连接。因此，电容器43利用流过FET48的电流Ia和恒流源电路53的电流Ib的差电流Ia-Ib进行充电，产生图5(C)的锯齿波电压Vt的t7～t9区间的值。为了对形成充电电路的FET48的通断进行控制，使P沟道FET49的源极与电源44连接，栅极与FET48的栅极连接，漏极经N沟道FET50接地。此外，N沟道FET50的漏极与P沟道FET48的栅极连接。N沟道FET51的漏极经恒流源电路54与电源44连接，其栅极与FET50的栅极连接。此外，FET51的漏极和栅极之间相互连接。N沟道FET52与FET51并联连接，该FET52的栅极与比较器46的输出端子46连接。
可变基准电压电路47由3个电阻55、56、57的串联电路和N沟道晶体管58构成。3个电阻55、56、57的串联电路连接在电源44和地之间。电阻55和电阻56的连接点59与比较器4的负输入端子连接。电阻56和电阻57的连接点60与FET58的漏极连接，FET58的源极接地。FET58的栅极与比较器46的输出端子连接。再有，可以省去电源44，使其与图2的电源27或别的电源共用。
锯齿波发生电路9的通断由模式切换控制电路11控制。模式切换控制电路11如图3所示由模式切开关61和负载状态检测电路62构成。负载状态检测电路62由比较器63、基准电压源64和低通滤波器、即LPF65构成。基准电压源64设定成比图4(C)的t0～t5表示的正常负载状态时的电压反馈信号Vf的电平低，且比图4(C)的t7～t15所示的轻负载状态时的电压反馈信号Vf的电平高。比较器63的正输入端子经LPF65与图2的电压反馈信号Vf的输出线36a连接。比较器63的负输入端子与基准电压源64连接。、因此，比较器63在电压反馈信号Vf的电平比基准电压源64的值高时，输出表示正常负载状态、即通常负载状态(正常模式)的高电平的电压，控制开关61，使其导通，在电压反馈信号Vf的电平比基准电压源64的值低时，输出表示轻负载状态(例如，备用模式)的低电平的电压，控制开关61，使其截止。当然，负载状态检测电路62不限于图3的电路，可以有各种变形。例如，当负载20包含通常负载和轻负载的切换控制装置时，可以使用该切换控制装置的切换信号使开关61导通或截止。
因负载20为通常负载，在图3的开关61导通时，电容器43被开关61短路，所以，锯齿波输出线9a的电压Vt如图5(C)的t1之前所示那样保持在零电平。
因负载20为备用模式等，变成比通常负载轻的轻负载，在开关61截止时，电容器43产生充放电动作，发生图5(C)的t2～t12所示的锯齿波电压。其次，说明该动作。图3的基准电压电路47的电阻55、56的连接点59的电位在FET58导通时变成第1基准值Vth1(0.5V)，截止时变成第2基准值Vth2(3V)。现在，当电容器43进行放电，当比较器46的正输入端子的锯齿波电压在图5的t7时刻达到第1基准值Vth1(0.5V)时，比较器46的输出如图5(E)所示那样从高电平转换成低电平，FET58转换成截止状态。因此，比较器46的负输入端子的电位转变为第2基准值Vth2(3V)，比较器46的输出在t7～t19的区间内保持低电平。在t7～t19的区间内，充放电电路FET52也截止，而FET48、49、50、51导通。结果，电容器43经FET48流过充电电流，如图5(C)的t7～t9所示，电容器43的电压Vt向正的方向倾斜并增大。当在t9的时刻电容器43的电压Vt达到第2基准值Vth2(3V)时，比较器46的输出从低电平转变成高电平。结果，FET58导通，比较器46的负输入端子转变为第1基准值Vth1(0.5V)，比较器46的输出在t9～t11的区间内保持高电平。在t9～t11的区间内，FET52导通，而FET48、49、50、51截止。结果，电容器43的电荷经恒流源电路53放出，电容器43的电压Vt在t9～t11的区间内向负的方向倾斜而降低。
在轻负载状态时用来使开关3的导通宽度强制性地变窄的比较器10的正输入端子经线路9a与电容器43连接，负输入端子与电流检测电路6的输出线30连接，输出端子经图2的或门35与触发器33的复位端子R连接。因此，如图5(C)所示，在比较器10中，线路9A的锯齿波电压Vt和线路30的电流检测电压Vc比较，得到图5(D)所示的输出。在图5的t1时刻之前的正常负载时，锯齿波电压Vt是零，所以，比较器10的输出电压V10是低电平，比较器10的输出在开关控制脉冲形成电路中与脉冲宽度的限制无关。在图5的t1时刻之后的轻负载时，锯齿波电压Vt周期性变化，在t3之前、t8～t10和t12之后，因锯齿波电压Vt比电流检测电压Vc高，故比较器10的输出电压V10保持高电平。在比较器10的输出电压V10为高电平时，变成复位信号持续向比较器10的复位端子输入的状态，触发器33对脉冲发生器31的输出脉冲不响应，触发器33保持复位状态，该相位反相输出端子Q-如图4(E)的t7～t9的区间所示那样保持高电平，或非门34的输出如图4(F)所示那样保持低电平，开关3保持截止状态。
在图5的t3时刻，锯齿波电压Vt穿过电流检测电压Vc，当比较器10的输出电压V10变成低电平时，图2的触发器33变成可以响应脉冲发生器31的输出脉冲的状态，如图4(E)所示，在t9时刻，触发器33变成复位状态，该反相输出端子Q-变成低电平。结果，或非门34的输出如图4(F)所示那样保持高电平，开关3导通，该电流I1如图4(B)所示那样开始流通。在图4的t8之前和图5的t3之前，因开关3保持截止，故输出电压V0慢慢下降，电压反馈信号Vf也如图4(C)所示那样下降。因此，若维持开关3导通直到电流检测电压Vc与电压反馈信号Vf交叉，则如图4(B)所示，电流I1过大，变压器2恐怕会发生磁致伸缩声音。因此，在本实施形态中，如图5(C)所示，锯齿波电压Vt与电流检测电压Vc比较，通过在电流检测电压Vc达到锯齿波电压Vt的时刻t4、t5、t6等时，使比较器10的输出电压V10为高电平来使图2的触发器33复位。即，在电流检测电压Vc达到电压反馈信号Vf之前强制性地使触发器33复位，将开关3转换成截止状态。因锯齿波电压Vt具有负的倾斜变化，故开关3的电流I1的峰值如图5(B)的t4、t5、t6所示那样慢慢升高，在开关3的导通期间产生软启动。若在图5的t3～t8的导通期间开关3开始通断，则平滑用电容器18被充电，输出电压上升。因此，如图4(C)的时刻t14所示，当电流检测电压Vc达到电压反馈信号Vf时，开始定电压控制动作。当在图5的t8时刻比较器10的输出电压V10转换成高电平时，触发器33再次不响应脉冲发生器31的输出脉冲，处于截止期。在轻负载状态时，重复和图5的t3～t10的区间相同的动作。
由上述可知，若按照本实施形态，可得到以下效果。
(1)通过锯齿波电压Vt和电流检测电压Vc的比较来决定开关3的通断间歇工作的截止期间、即非驱动期间和导通期间、即驱动期间，同时，执行软启动控制，用来在导通期间(驱动)缓慢提高开关3的电流峰值，所以，可以用较简单的电路实现上述2个动作，可以降低DC-DC变换器的成本。
(2)在导通期间、即驱动期间的初期，开关3的电流I1不特别高，所以，可以防止变压器2的磁致伸缩声音。
(3)轻负载时开关3间歇地发生通断，所以，减少了单位时间的开关次数，可以提高效率。
(4)模式切换控制电路11设有负载状态检测电路62，所以，容易检测出备用模式等轻负载状态，可以自动地切换成间歇工作。由此，可以自动提高轻负载时的效率。
(5)导通终了时刻决定电路32的比较器37、导通宽度限制用比较器10和过电流保护用比较器41共用电流检测电路6，所以，可以实现DC-DC变换器的小型化和低成本化。再有，在该实施形态中，除变压器2的1次线圈14、电源1、光电晶体管38、开关3和电阻16之外，变压器2的1次侧电路由集成电路形成。虽然在集成电路中电阻需要较大的面积，但通过3个比较器10、37、41共用电流检测电路6的电阻28、29，可以大幅度减小集成电路半导体芯片的面积。
(6)锯齿波发生电路9设在变压器2的1次侧，和开关控制脉冲形成电路7在同一集成电路中形成，所以，可以减小元件的数量。
(7)在锯齿波发生电路9中，电容器43的充放电由第1和第2恒流源电路53、54和FET48、49、50、51、52控制，所以，能够正确地产生用来与电流检测电压Vc比较的锯齿波电压Vt，可以稳定地得到软启动的效果。
【第2实施形态】
其次，参照图6～图8说明第2实施形态的DC-DC变换器。在图6～图8及后述的图9～图18中，对和图1～图5实质相同的部分添加同一符号并省略其说明。此外，在第2实施形态及后述的别的实施形态的说明中，必要时也参照图1～图5。
图6的DC-DC变换器在图1的DC-DC变换器的基础上增加了与电路、即与门71，其余和图1相同。由图7可知，与门71的一个输入端子与导通时间限制用比较器10连接，另一个输入端子与锯齿波发生电路9的比较器46连接。与门71的输出端子经或门35与图2的触发器33的复位端子R连接。
锯齿波发生电路9的比较器46的输出电压V46如图8(E)那样变化，在锯齿波电压Vt的正倾斜区间t7～t9输出低电平。结果，与71的输出电压V71如图8(F)那样变化。图8(F)的波形与使图8(D)的波形的t7～t9区间和t11～t13区间为低电平的波形相当。因此，图8的导通期间、即驱动期间是t3～t9和t10～t13，与图5相比，只长出t8～t9和t12～t13。此外，在图8中，在t7～t8和t11～t12区间产生的比较器10的输出电压V10的高电平脉冲被削除。第2实施形态的DC-DC变换器除导通期间结束附近的动作之外，其余与第1实施形态相同。
若按照第2实施形态的DC-DC变换器，可以得到和第1恕实施形态相同的效果，进而，可以使间歇工作的导通期间的后半部分的动作稳定。即，在第1实施形态的图5中，在t7～t9电容器43开始充电，但在电容器43的充电途中，有可能因比较器10的输出而使开关3的导通宽度变窄。假如象这样开关3的导通宽度变窄，则输出端子19a、19b间的输出电压V0降低，恐怕会使模式切换控制电路11错误地产生表示正常负载状态的输出，电容器43短路，不能继续进行间歇工作。与此相反，在图6～图8的第2实施形态中，设置与门71并输入比较器46的输出V46，所以，在t7～t9区间中，不会因锯齿波发生电路9而限制开关3的导通，开关3维持通断动作。结果，可以抑制因间歇工作而引起的输出电压V0的下降，可以稳定地持续进行间歇工作。
【第3实施形态】
其次，参照图9～图12说明第3实施形态的DC-DC变换器。图9所示的第3实施形态的DC-DC变换器设有变形的电流检测电路6a、变形的开关控制脉冲形成电路7’和变形的锯齿波发生电路9’，使比较器41、10的正输入端子和负输入端子与图1相反，并设有反相电路71a、与门71b和或门72，其余和图1一样。
图9的电流检测电路6a只由与开关3串联连接的电流检测电阻16构成。电流检测电阻16连接在开关3和第2电源端子1b之间，第2电源端子1b接地。与电流检测电阻16的开关侧端子连接的电流检测线30与导通宽度限制用比较器10的正输入端子和过电流防止用比较器41的正输入端子连接。比较器10的负输入端子与锯齿波发生电路9的输出线连接。比较器41的负输入端子与基准电压源42连接。或门72的一个输入端子经与71b与比较器10连接，另一个输入端子如图11所示，与锯齿波发生电路9的比较器46连接。或门72的输出线72a经或门35与图10所示的复位优先结构的触发器33的复位端子R连接。与门71b的一个输入端子与比较器10连接，另一个输入端子经反相电路71a与模式切换控制电路11的输出端子连接。
在图9和图10中，变形开关控制脉冲形成电路7’使比较器37的输入端子的极性与图2相反，而且，使光电晶体管38和电阻39的位置与图2相反，其余和图1、图2一样。
变形锯齿波发生电路9’如图12所示，除了改变电路常数来适当设定与锯齿波电压Vt的正倾斜区间t3～t9和负倾斜区间t9～t10对应的截止期间和导通期间的比率这一点之外，和图3的锯齿波发生电路9相同。再有，在图12中，因正倾斜区间设定得和负倾斜区间大致相等，故也可以的锯齿波电压Vt称作三角波电压。
图12是和图5及图8一样示出图9的V0、I1、Vc、Vt、V10、V46、V72的图。在第3实施形态中，因电流检测电阻16的电压没有加偏置电压，故从图12(C)可知，电流检测电压Vc具有和图12(b)的电流I1的波形同样的形状。锯齿波电压Vt的正倾斜电压区间t3～t9是导通期间，负倾斜电压区间t9～t10是截止期间。导通期间t3～t9和截止期间t9～t10的信息从图11所示的比较器46的输出电压V46得到。该电压V46如图12(E)所示，与锯齿波电压Vt的正倾斜和负倾斜对应变成低电平和高电平。比较器10如图12(C)所示，使锯齿波电压Vt的正倾斜电压与电流检测电压Vc比较，产生图12(D)的输出。在图12(D)的t4、t5、t6发生的脉冲与在图5及图8的t4、t5、t6发生的脉冲等效。由图12(D)可知，比较器10的输出在t2之后的间歇动作中的截止期间t2～t3、t9～t10等中为低电平，没有使触发器33保持复位状态的功能。因此，图12(D)的比较器10的输出电压V10和图12(E)的比较器46的输出电压V46通过或门72相加后，变成图12(F)所示的电压V72，再送给触发器33。此外，正常负载状态下的比较器10输出的传送被与门71B阻止。即，在检测出正常负载状态时，因比较器63的输出是高电平，故反相电路71a的输出变成低电平，与门71b的输出保持在低电平，比较器10的输出的传送受到阻止。图12(F)的波形与图8(F)的波形等效。
从上述可知，电流检测电路6a不包含偏置电路的第3实施形态的DC-DC变换器也可以得到和第1及第2实施形态同样的效果。
【第4实施形态】
第4实施形态的DC-DC变换器使图1的DC-DC变换器的开关控制脉冲形成电路7变成图13的开关控制脉冲形成电路7a，其余和图1一样。图13的第4实施形态的开关控制脉冲形成电路7a设有将图2所示的第1实施形态的导通终了时刻决定电路32变形后的导通终了时刻决定电路32a和电压检测电路5a，其余和图2一样。图13的导通终了时刻决定电路32a不是根据电流检测电路6的输出来决定开关3的导通终了时刻，而是根据电压检测电路5a的输出来决定导通终了时刻。
该导通终了时刻决定电路32a具有连接在电源端子73和地之间的光电晶体管38和电容器74的串联电路。光电晶体管38与发光二极管25进行光耦合。因此，电容器74以与输出电压V0成比例的速度充电。为了使电容器74放电，由晶体管形成的放电用开关75与电容器74并联。放电用开关75的控制端子经反相电路76与或非门34连接，所以，在开关3的截止期间导通，禁止电容器14的充电。比较器37的正输入端子与电容器74连接，负输入端子与基准电压源38连接。因此，当电容器74的锯齿波电压74如图14(A)所示那样达到基准电压源77的电压Vr1时，比较器37产生图74(B)所示的脉冲，触发器33被复位，开关3的导通期间结束。因电容器74的充电速度与输出电压V0成比例，故达到基准电压Vr1的时间长度如图14的虚线所示那样随输出电压V0的变化而变化，开关3的导通时间宽度发生变化。
第4实施形态除开关3的导通终了时刻的决定方法之外，和第1实施形态相同，可以得到和第1实施形态相同的效果。
再有，也可以把图13的第4实施形态的电路形式用于第2及第3实施形态和后述的第5～第8实施形态。
【第5实施形态】
第5实施形态的DC-DC变换器使图1的开关控制脉冲形成电路7变成图15的开关控制脉冲形成电路7b，其余和图1一样。图15的开关控制脉冲形成电路7b由和图2相同的电压反馈信号形成电路36、PWM脉冲形成用比较器78、锯齿波发生器79和间歇工作时的导通限制电路80构成。锯齿波发生器79以和图2的脉冲发生器31相同的频率产生锯齿波电压或三角波电压。比较器78将电压反馈信号形成电路36的输出电压Vf和锯齿波发生器79的锯齿波比较，形成众所周知的PWM脉冲。导通限制电路80由开关控制脉冲限制用开关81、触发器82和或门83构成。模式检测电路62和图3的模式检测电路62的构成相同，正常负载时产生高电平输出，轻负载时产生低电平输出。模式检测电路62经或门83与开关81的控制端子连接，所以，正常负载时开关3保持导通，比较器78的输出脉冲经开关81和驱动电路8送往图1的开关3。触发器82的复位端子S与图1的导通限制用比较器10的输出线10a连接，复位端子R与PWM用比较器78连接，反相输出端子Q-经或门83与开关81的控制端子连接。轻负载时，当图5(D)所示的信号V10输入触发器82的置位端子S时，在信号V10的高电平期间触发器82变成置位状态，反相输出端子Q-变成低电平，导通限制开关81截止，阻断PWM控制脉冲的传送。触发器82在比较器78发生的下一个PWM脉冲的时刻复位，等待下一个置位信号。
若按照图15的实施形态，和图5一样对脉冲宽度进行限制，所以，可以得到和第1实施形态相同的效果。
再有，也可以把图15的实施形态用于第2～第4实施形态和后述的第6～第8实施形态。
【第6实施形态】
第6实施形态的DC-DC变换器使图1的模式切换控制电路11变成图16的模式切换控制电路11a，其余和图1一样。
图16的模式切换控制电路11a由具有和图3的开关61相同的功能的光电晶体管61a、发光二极管84、开关85、电源端子86和轻负载模式指令发生电路87构成。发光二极管84经开关85和电阻88连接在电源端子86和地之间。轻负载模式指令发生电路87在轻负载模式时控制开关85使其截止，在正常负载时使其导通。由此，图16的电路和图3的电路一样，可以在对电容器43充电后形成锯齿波电压Vt。因此，第6实施形态可以得到和第1实施形态同样的效果。再有，也可以把图16的模式切换控制电路11a用于第2～第5实施形态和后述的第7及第8实施形态的DC-DC变换器。
【第7实施形态】
图17所示的第7实施形态的DC-DC变换器将图1的DC-DC变换器的变压器2作为电感2a，而且，省去相当于图1的2次线圈15的线圈，使整流平滑电路4与开关3和电流检测电阻16并联连接，其余和图1一样。在该DC-DC变换器中，电感线圈14在开关3的导通期间积蓄的能量在开关3的截止期间向负载20供给。在图17的DC-DC变换器中，在开关3的导通期间整流二极管17处于反向偏置状态，电感2a积蓄能量，在开关3的截止期间整流二极管17处于正向偏置状态，电感2a放出积蓄的能量。由此，电容器18利用电源1的电压和线圈14的电压相加的电压值进行充电。总之，图17的DC-DC变换器作为升压调节器工作。图17的DC-DC变换器的控制电路和第1实施形态一样，所以，可以得到和第1实施形态同样的效果。
再有，图17的第7实施形态的电感2a的形式也可以适用于第2、第3、第4、第5和第6实施形态。
【第8实施形态】
第8实施形态改变了负载的连接形式和控制用电源电路，其余和图1的第1实施形态一样。图18的变压器2b除1次线圈14和2次线圈15之外，还具有3次线圈90和4次线圈91。1次、2次、3次和4次线圈14、15、90、91相互电磁耦合。与3次线圈90连接的第2整流平滑电路92由二极管93和电容器94构成。在第2整流平滑电路92的输出端子95a、95b之间连接比第1负载20小得多的第2负载96。
在该实施形态中，在正常负载时，第1和第2负载20、96处于接通状态，在备用等轻负载时，第1负载20处于断开状态，第2负载96处于接通状态。
图18的控制电路97将图1的开关控制脉冲形成电路7、驱动电路8、锯齿波发生电路9、比较器10和模式切换控制电路26合并在一起示出。为了向该控制电路97供给电源，由二极管98和电容器99构成的第3整流平滑电路100与4次线圈91连接。第4整流平滑电路100与控制电路97的电源端子101连接，而且经启动电阻102与电源1连接。
控制电路97的内部构成和图1一样，所以，第8实施形态可以得到和第1实施形态同样的效果。
再有，在第2～第6实施形态中，也可以采用图18的第8实施形态的负载形式和控制电源形式。
【变形例】
本发明不限于上述实施形态，例如可以有以下变形。
(1)锯齿波发生电路9、9’可以是产生由重复三角波、正弦波或梯形波等形成的电压波形的波形发生电路。
(2)可以使脉冲发生器31的输出频率与负载20的大小和电源1的电压值对应变化。
(3)象在开关3导通的期间整流平滑电路4的二极管17导通那样，设定了2次线圈15的极性的众所周知的前馈型DC-DC变换器也适用于本发明。
(4)可以不由整流平滑电路4直接检测输出电压V0，而例如通过与图18的4次线圈91连接的第3整流平滑电路100来检测。第3整流平滑电路100的输出电压包含输出电压的信息。
(5)开关3、FET48～52、58可以是双极性晶体管、IGBT、敏感(sence)MOSFET等别的半导体开关。
(6)发光二极管25和光电晶体管38的光耦合部分可以是电耦合电路。
(7)可以附加用来降低开关3的导通和截止时的开关损耗的众所周知的震荡电路。
(8)可以设置由霍尔元件等磁电变换装置形成的电流检测装置，以代替电流检测电路6、6a。
(9)当始终是轻负载状态时，可以省去模式切换控制电路11，使其始终处于间歇工作状态。
(10)在各实施形态中，可以不独立地设置电源27、40、44，而使用公共电源。

Claims (9)

1、一种用来向负载供给直流功率的DC-DC变换器，其特征在于，包括：
供给直流电压的第1和第2电源端子；
为了使上述直流电压反复接通或断开而连接在上述第1电源端子和上述第2电源端子之间且具有控制端子的开关；
具有与上述开关串联连接的1次线圈(14)和与上述1次线圈电磁耦合的2次线圈(15)的变压器(2)、或者具有与上述开关串联连接的线圈(14)的电抗线圈(2a)；
与上述变压器(2)的上述2次线圈(15)或与上述电抗线圈(2a)的上述线圈(14)连接的整流平滑电路(4)；
直接或间接检测表示上述整流平滑电路的输出电压的信号的输出电压检测装置(5)；
检测流过上述开关的电流的电流检测装置(6或6a)；
波形发生电路(9)，以比上述开关的反复通断的周期长的规定的周期重复发生包含具有第1倾斜的电压和具有与上述第1倾斜相反的第2倾斜的电压的电压波形，上述电压波形穿过从上述电流检测装置得到的电流检测电压；
开关导通时间限制用比较器(10)，用来限制上述开关的导通时间，将从上述波形发生电路得到的电压波形与从上述电流检测装置得到的电流检测电压比较，当上述电压波形具有上述电流检测电压的一侧的值时，输出第1电平的电压，当上述电压波形具有上述电流检测电压的另一侧的值时，输出第2电平的电压；
开关控制脉冲形成电路(7)，形成用来控制上述开关通断的控制脉冲并供给上述控制端子，响应上述输出电压检测装置(5)的输出，为了控制上述控制脉冲的宽度而与上述输出电压检测装置(5)连接，使上述输出电压恒定，而且，响应上述比较器(10)的输出，当上述比较器(10)的输出产生上述第1电平的输出时，为了禁止上述控制脉冲的发生或禁止向上述开关供给上述控制脉冲而与上述比较器(10)连接，并为了供给上述控制脉冲而与上述开关的上述控制端子连接。
2、权利要求1记载的DC-DC变换器，其特征在于：上述第1电源端子是正极端子，上述第2电源端子是负极端子，
上述电流检测装置，具有：
有连接在上述开关的一个端子和连接在上述第2电源端子的另一个端子的上述电流检测电阻(16)、
使上述电流检测电阻的上述一个端子接地的连接装置、和
具有接地负端子的偏置用直流电源(27)、
在上述偏置用直流电源(27)的正端子与上述电流检测电阻的上述另一个端子之间连接的第1和第2分压电阻R1、R2的串联电路，
将上述第1和第2分压电阻的相互连接点和接地之间的电压作为电流检测电压输出。
3、权利要求1记载的DC-DC变换器，其特征在于，
上述电压波形(Vt)的上述第1倾斜为负倾斜、上述第2倾斜为正倾斜，
上述控制脉冲发生在上述电压波形(Vt)的上述第1倾斜的区间的后部与上述第2倾斜的区间的前部。
4、权利要求3记载的DC-DC变换器，其特征在于：上述波形发生电路(9)，具有：
锯齿波或三角波发生用电容器(43)、
连接在直流电源(44)与上述电容器(43)之间的充电电路(48)、
与上述电容器(43)并列连接的放电电路(53)、
连接在上述直流电源(44)与接地之间的第1、第2以及第3基准电压用电阻(55、56、57)的串联电路、
与上述第3基准电压用电阻(57)并联连接且在上述第1及第2基准电压用电阻(55、56)的连接点(59)得到第1基准值(Vth1)时变为导通状态，并且在上述第1及第2基准电压用电阻(55、56)的连接点(59)得到比上述第1基准值(Vth1)高的第2基准值(Vth2)时变为截至状态的基准电压切换用晶体管(58)、
具有连接在上述电容器的一个输入端和连接在上述第1及第2基准电压用电阻(55、56)的连接点(59)的另一个输入端以及送出比较输出(V46)的输出端的电容器充放电控制用比较器(46)、
上述电容器(43)的电压(Vt)从上述第2基准值(Vth2)下降到上述第1基准值(Vth1)的期间中，为保持基准电压切换用晶体管(58)为导通状态，并且上述电容器(43)的电压(Vt)从上述第1基准值(Vth1)上升到上述第2基准值(Vth2)的期间中，为保持基准电压切换用晶体管(58)为截至状态，把上述电容器充放电控制用比较器(46)的上述输出端与上述基准电压切换用晶体管(58)的控制端连接的连接装置、
连接在上述电容器充放电用比较器(46)的上述输出端子与上述充电电路(48)之间、并且控制上述充电电路(48)，以便在上述电容器充放电控制用比较器(46)的输出为低电平时使上述电容器充电的充电控制装置(49、50、51、52、54)。
5、权利要求4记载的DC-DC变换器，
在上述电容器充放电用比较器(46)的输出信号表示上述电压波形(Vt)的上述正倾斜区间时，用于阻止上述开关导通时间限制用比较器(10)的第1电平输出的传送，其特征在于，还具有：
包括连接在上述开关导通时间限制用比较器(10)的一个输入端和连接在上述电容器充放电控制用比较器(46)的输出端的另一个输入端以及连接在上述开关控制脉冲形成电路(7)的输出端的与门电路(71)。
6、一种用来向负载供给直流功率的DC-DC变换器，其特征在于，设有：
供给直流电压的第1和第2电源端子；
为了使上述直流电压反复接通或断开而连接在上述第1电源端子和上述第2电源端子之间且具有控制端子的开关；
具有与上述开关串联连接的1次线圈(14)和与上述1次线圈电磁耦合的2次线圈(15)的变压器(2)、或者具有与上述开关串联连接的线圈(14)的电抗线圈(2a)；
与上述变压器(2)的上述2次线圈(15)或与上述电抗线圈(2a)的上述线圈(14)连接的整流平滑电路(4)；
直接或间接检测表示上述整流平滑电路的输出电压的信号的输出电压检测装置(5)；
检测流过上述开关的电流的电流检测装置(6a)；
用于获得包含具有第1倾斜的电压和具有与上述第1倾斜相反的第2倾斜的电压的电压波形(Vt)的电容器(43)；
连接在直流电源(44)与上述电容器(43)之间的充电电路(48)；
与上述电容器(43)并列连接的放电电路(53)；
连接在上述直流电源(44)与接地之间的第1、第2以及第3基准电压用电阻(55、56、57)的串联电路；
与上述第3基准电压用电阻(57)并联连接且在上述第1及第2基准电压用电阻(55、56)的连接点(59)得到第1基准值(Vth1)时变为导通状态，并且在上述第1及第2基准电压用电阻(55、56)的连接点(59)得到比上述第1基准值(Vth1)高的第2基准值(Vth2)时变为截至状态的基准电压切换用晶体管(58)；
具有连接在上述电容器的一个输入端和连接在上述第1及第2基准电压用电阻(55、56)的连接点(59)的另一个输入端以及送出比较输出(V46)的输出端的电容器充放电控制用比较器(46)；
上述电容器(43)的电压(Vt)从上述第2基准值(Vth2)下降到上述第1基准值(Vth1)的期间中，为保持基准电压切换用晶体管(58)为导通状态，并且上述电容器(43)的电压(Vt)从上述第1基准值(Vth1)上升到上述第2基准值(Vth2)的期间中，为保持基准电压切换用晶体管(58)为截至状态，把上述电容器充放电控制用比较器(46)的上述输出端与上述基准电压切换用晶体管(58)的控制端连接的连接装置；
连接在上述电容器充放电用比较器(46)的上述输出端子与上述充电电路(48)之间、并且控制上述充电电路(48)，以便在上述电容器充放电控制用比较器(46)的输出为低电平时使上述电容器充电的充电控制装置(49、50、51、52、54)；
发生脉冲导通时间限制用比较器(10)，使上述电容器(43)与上述电流检测装置(6a)连接，将从上述电流检测装置得到的电流检测电压与从上述电容器(43)得到的上述电压波形(Vt)比较，用来限制上述开关的导通时间宽度；
2值信号取得装置，与上述电容器充放电控制用比较器(46)的上述输出端连接，并且取得包含对应于上述电压波形(Vt)的上述第1倾斜区间的第1电压电平和对应于上述第2倾斜区间的第1电压电平的2值信号；
开关控制脉冲形成电路(7)，形成用来控制上述开关通断的开关控制脉冲并供给上述控制端子，为响应上述输出电压检测装置(5)的输出，控制上述控制脉冲的宽度而与上述输出电压检测装置(5)连接，以使上述输出电压恒定，而且，当从上述2值信号取得装置发生上述第1电平的电压时，禁止上述开关控制脉冲的发生和供给，并且当从上述导通时间限制用比较器(10)发生用来限制上述导通时间宽度的脉冲时，为了禁止上述开关控制脉冲的发生和供给，通过或门电路(72)而与上述导通时间限制用比较器(10)以及上述2值信号取得装置二者连接，且为了供给控制脉冲而与上述开关的上述控制端子连接。
7、权利要求1或6记载的DC-DC变换器，其特征在于：上述开关控制脉冲形成电路包括：
使决定上述开关的通断周期的触发用脉冲以固定或可变周期重复发生的脉冲发生器(31)；
响应上述输出电压检测电路的输出而形成电压反馈控制信号的电压反馈控制信号形成装置(36)；
与上述电压反馈控制信号形成装置和上述电流检测装置连接，当上述电流检测电压和上述电压反馈控制信号一致时，输出状态反转的导通宽度决定用比较器(37)；
具有与上述脉冲发生器连接的第1输入端子和与上述导通宽度决定用比较器连接的第2输入端子及输出端子，响应上述触发用脉冲，使上述输出端子从第1状态转换到第2状态，响应表示上述导通宽度决定用比较器的上述一致的输出，使上述输出端子从上述第2状态向第1状态转换的触发器(33)；
与上述脉冲发生器和上述触发器(33)连接，在上述触发器的输出端子和上述脉冲发生器不发生上述触发用脉冲的期间同步处于第2状态时，输出用来控制上述开关导通的控制脉冲的逻辑电路(34)；
利用上述开关导通时间限制用比较器的输出使上述触发器复位的装置(35)。
8、权利要求1或6记载的DC-DC变换器，其特征在于：
进而具有有选择地发生表示通常负载的信号和表示比通常负载轻的负载的信号的模式切换控制信号发生电路(11)和
只有当上述模式切换控制信号发生电路的输出表示轻负载时才使上述电压波形(Vt)发生的控制装置。
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