CN1770612A - 开关电源控制用半导体装置及使用该半导体装置的开关电源装置 - Google Patents

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Abstract

本发明揭示一种能够进一步减少开关电源在轻载时的功耗、进一步改善电源效率的开关电源控制用半导体装置。在利用开关元件的间歇开关动作中，在间歇停止时的利用变压器复位检测时间设定电路的设定时间内，从轻载时检测电路有恢复信号输出时，在该恢复信号输出后的来自变压器复位检测电路的变压器复位信号的时刻，重新开始利用开关元件的开关动作，在间歇停止时的利用变压器复位检测时间设定电路的设定时间后，从轻载时检测电路有恢复信号输出时，仅根据该恢复信号的输出时刻，与变压器复位信号无关，重新开始利用开关元件的开关动作。

Description

开关电源控制用半导体装置及 使用该半导体装置的开关电源装置
技术领域
本发明涉及通过开关动作来控制开关电源输出电压的开关电源控制用半导体装置及使用该半导体装置的开关电源装置。
背景技术
一直以来，在家电产品等一般家用设备中，作为它的电源装置，从降低功耗以提高用电效率等目的出发，广泛采用具有利用半导体(晶体管开关元件)产生的开关动作来控制输出电压(使电压稳定等)的开关电源控制用半导体装置的开关电源装置。
特别是近年来，尤其是从防止地球变暖对策的观点出发，在家电产生等设备中关注减少它们在动作待机时的功耗，迫切要求待机时的功耗更低的开关电源装置。
为了适应这样的要求，开发了根据设备的动作模式分别使用两个开关电源装置的电源系统，该电源系统例如设置在设备的通常动作状态(通常模式)下的额定负载时供电用的主电源用的开关电源装置、以及与它分别独立的在设备的待机动作状态(待机模式)的待机时供电用的待机专用的开关电源装置，使得在设备待机时，由待机专用的开关电源装置供电，而在额定负载时，由主电源用的开关电源装置供电。
在这种电源系统中，由于需要两个开关电源装置(变换器)，因此其缺点是，包含开关电源控制用半导体装置待在内的整体电路的成本提高。所以，在迫切要求必须抑制成本的情况下，多采用能够由一个开关电源装置(变换器)构成的电源系统。在这种情况下，作为该开关电源装置，从电源的效率及噪声方面考虑，多采用部分谐振型。
但是，在上述那样的开关电源控制用半导体装置中，在待机时等轻载时，流过开关元件的电流虽然减少，但必须通过变压器始终供给开关电源控制用半导体装置的内部电路电流。因而，由于包含流过开关元件的电流在内的流过开关电源的电流不能为零，因此即使是无负载时，也流过某一大小的电流。因而，即使是无负载时，由于开关元件的开关动作，也产生损耗，因此负载越轻，该开关元件的损耗的比例越大。其结果，由于开关电源的电源效率降低，因此存在的问题是不能实现电源待机时节能的要求。
这样，在部分谐振型开关电源装置中，由于一般轻载时的振荡频率升高，因此存在的问题是，开关损耗非常大，待机模式的电源效率降低。
对于上述那样的待机模式的电源效率降低问题的解决方案，例如作为日本的专利公开公报(参照特开2002-315333)采用了一种控制技术，该控制技术是利用微机检测电源二次侧的负载状态，接受该信号，转移至待机模式，利用反馈控制，以工频为基础进行间歇振荡。在这种情况下，为了改善待机模式时的电源效率，利用微机进行反馈控制，使得若在轻载时输出电压上升，达到或超过规定值，则停止开关元件进行的开关动作，然后若输出电压下降，达到或低于规定值则重新开始开关元件进行的开关动作。但是，在上述那样的以往的开关电源装置中，由于轻载时的开关动作间歇时的振荡频率与负载状态无关，为一定值，因此不能充分减少轻载时的开关元件的电流损耗，在包含待机模式在内的大范围的负载区域内，也不能得到足够高的电源效率，因此不利于降低成本及提高开关电源效率。
本发明是为了解决上述以往的问题，提供一种开关电源控制用半导体装置，该装置能够进一步减少轻载时的开关元件的电流损耗，减少轻载时的功耗，在包含待机模式在内的大范围的负载区域内，能够容易得到足够高的电源效率，能够进一步以低成本改善开关电源的电源效率。
发明内容
为了解决上述的问题，本发明的开关电源控制用半导体装置，是用于开关电源装置、控制开关元件的开关动作用的开关电源控制用半导体装置，该开关电源装置将直流的输入电压通过变压器的一次绕组施加在开关元件上，利用开关元件的开关动作，控制将变压器的二次绕组中产生的交流电压进行整流滤波而得到的直流电压，向负载供给功率，所述开关电源控制用半导体装置具有控制电路，所述控制电路具有从变压器的三次绕组产生的交流电压检测利用开关元件的开关动作而产生的变压器的复位状态、并输出表示该复位状态的变压器复位检测信号的变压器复位检测电路；根据变压器的二次绕组中产生的交流电流、将表示直流电压变化的控制电流的电流值变换成电压的I-V变换器；以及根据来自I-V变换器的输出电压的变化、在作为表示对负载供给功率大小的负载状态检测出是轻载时输出控制开关元件的开关间歇动作用的控制信号的轻载时检测电路，根据来自变压器复位检测电路的变压器复位检测信号及来自轻载时检测电路的控制信号，驱动开关元件的控制电极，控制间歇动作，构成轻载时检测电路，输出控制间歇动作用的控制信号，使得在来自I-V变换器的输出电压小于检测所述轻载时用的轻载时检测下限电压时，停止开关元件的开关动作，在来自I-V变换器的输出电压大于检测所述轻载时用的轻载时检测上限电压时，重新开始开关元件的开关动作，控制电路中设置开关导通控制手段，该开关导通控制手段将利用来自所述轻载时检测电路的控制信号使开关动作停止的时刻作为起点、设定作为来自所述变压器复位检测电路的变压器复位检测信号的有效期间的时间的变压器复位检测时间设定电路；以及根据所述变压器复位检测时间设定电路的变压器复位检测设定时间和利用来自所述轻载时检测电路的控制信号使开关动作重新开始的各时刻的前后关系、控制所述开关动作重新开始时的开关导通的时刻，
，构成导通控制手段，使得在变压器复位检测时间设定电路产生的变压器复位检测设定时间以内从轻载时检测电路有表示开关动作重新开始的控制信号输出时，在该控制信号输出后的来自变压器复位检测时，在该控制信号输出后的来自变压器复位检测电路的变压器复位检测信号的时刻，使开关动作重新开始时的开关动作为导通。
另外，本发明的开关电源控制用半导体装置，构成导通控制手段，使得在变压器复位检测时间设定电路产生的变压器复位检测设定时间后从轻载时检测电路有表示开关动作重新开始的控制信号输出时，仅在该控制信号的输出时刻，使开关动作重新开始时的开关动作为导通。
另外，本发明的开关电源控制用半导体装置，变压器复位检测时间设定电路的变压器复位检测设定时间是根据所述开关动作停止期间的所述开关元件的漏极电压波形，作为与使用负载相对应的最佳时间来决定。
另外，本发明的开关电源控制用半导体装置，构成为使得变压器复位检测时间设定电路的变压器复位检测设定时间后的状态保持在驱动开关元件控制电极的输出信号的时刻进行复位。
另外，本发明的开关电源控制用半导体装置，所述变压器复位检测时间设定电路这样构成，使得利用电容器的电容量值来设定所述变压器复位检测设定时间，所述变压器复位检测设定时间的时刻通过RS触发器进行输出。
另外，本发明的开关电源控制用半导体装置，设置任意设定变压器复位检测时间设定电路的变压器复位检测设定时间用的时间改变用端子。
另外，本发明的开关电源控制用半导体装置，在时间改变用端子与接地之间，连接任意设定变压器复位检测时间设定电路的变压器复位检测设定时间用的电容器。
另外，本发明的开关电源控制用半导体装置，将开关元件与控制电路集成在同一片半导体基片上，在半导体基片上至少设置将输入电压通过变压器的一次绕组向开关元件输入用的开关元件输入端；输出利用开关元件的开关动作而得到的开关电流用的开关元件输出端；对控制电路供给基于利用开关元件的开关动作而在变压器的三次绕组中产生的电流的直流电压用的电源端；输入控制开关元件的开关间歇动作的控制信号用的控制端；以及对变压器复位检测电路施加变压器复位检测用信号用的变压器复位检测端，作为外部连接端。
另外，本发明的开关电源装置，将直流输入电压通过变压器的一次绕组施加在开关元件上，利用开关电源控制用半导体装置控制开关元件，进行开关动作，通过这样控制将变压器的二次绕组中产生的交流电流进行整流滤波而得到的直流电压，向负载供给功率。
根据以上所述，在间歇动作的停止期间，而且预先设定的变压器复位检测时间设定电路的设定时间以内，从轻载时检测电路输出恢复控制信号时，在该恢复控制信号输出后的变压器复位检测信号波形的时刻进行控制，使得开关元件导通，通过这样能够减少轻载时的间歇开关动作中谐振用电容器而产生的开关功耗。
因此，能够进一步减少轻载时的开关元件的电流损耗，减少轻载时的功耗，在包含待机模式在内的大范围的负载区域内，能够容易得到足够高的电源效率，能够进一步以低成本改善开关电源的电源效率。
本发明的开关电源控制用半导体装置，能够进一步减少轻载时的开关元件的电流损耗，减少轻载时的功耗，在包含待机模式在内的大范围的负载区域内，能够容易得到足够高的电源效率，能够进一步以低成本改善开关电源的电源效率，由于能够有效地适用于将来自商用电源的交流电源变换成设备所必需的直流电源的AD-DC开关电源等，因此工业上可以利用。
附图说明
图1所示为本发明实施形态1的开关电源控制用半导体装置一构成例的电路图。
图2所示为具有该实施形态1的开关电源控制用半导体装置的开关电源装置一构成例的电路图。
图3为说明该实施形态1的开关电源控制用半导体装置中的基准电压源的动作用的时序图。
图4所示为该实施形态1的开关电源控制用半导体装置中的基准电压源的内部电路一构成例的电路图。
图5为说明该实施形态1的开关电源控制用半导体装置及具有该开关电源控制用半导体装置的开关电源装置的动作用的时序图。
图6所示为该实施形态1的开关电源控制用半导体装置中的额定负载时的开关开始动作波形图。
图7所示为该实施形态1的开关电源控制用半导体装置中的待机状态(1)的开关开始动作波形图。
图8所示为该实施形态1的开关电源控制用半导体装置中的待机状态(2)的开关开始动作波形图。
图9所示为该实施形态1的开关电源控制用半导体装置中的变压器复位检测时间设定电路一构成例的电路图。
图10所示为本发明实施形态2的开关电源控制用半导体装置一构成例的电路图。
图11所示为具有该实施形态2的开关电源控制用半导体装置的开关电源装置一构成例的电路图。
具体实施方式
以下参照附图，具体说明表示本发明实施形态的开关电源控制用半导体装置。
(实施形态1)
下面，说明本发明实施形态1的开关电源控制用半导体装置。
图1所示为本实施形态1的开关电源控制用半导体装置一构成例的电路图。图2所示为具有本实施形态1的开关电源控制用半导体装置的开关电源装置一构成例的电路图。
在图1所示的开关电源控制用半导体装置51中设置供给将从控制端50流出的电流利用I-V变换器29变换成电压的输出电压VEAO的轻载时检测电路32。在这种轻载时检测电路32中，设置轻载时检测用比较器30。供给从I-V变换器29输出的输出电压VEAO，作为轻载时检测用比较器30的负端输入，供给从基准电压将31输出的基准电压VR，作为正端输入，轻载时检测用比较器30将输入的输出电压VEAO与基准电压VR进行比较，在输出电压VEAO低于基准电压VR时，将规定的输出信号VO1通过反相器33向与门电路17、19、以及变压器复位检测时间设定电路52进行输出，该变压器复位检测时间设定电路52在间歇停止时，将该时刻作为起点，设定作为来自变压器复位检测电路13的变压器复位检测信号的有效期间的时间。另外，轻载时检测用比较器30的输出信号VO1也提供给基准电压源31，基准电压源31接受轻载时检测用比较器30的输出信号VO1，使输出电压VR变化。
检测变压器复位检测端49的电压，从变压器复位检测电路13输出的变压器复位检测信号作为时钟信号，作为其它的输入信号，供给与门电路19，与门电路19的输出供给产生单脉冲形态的变压器复位脉冲的变压器复位脉冲发生电路21。在轻载时检测时，即开关元件1停止时，取决于该停止时间，谐振动作的振幅减小，有可能不能检测出变压器复位信号，因此变压器复位脉冲发生电路21就不工作。
另外，轻载时检测比较器30的输出VO1通过反相器33及与门电路17输入至间歇结束脉冲发生电路20，停止期间结束后，间歇结束脉冲发生电路20的输出向或门电路34输入，或门电路34的输出信号作为RS触发器35的置位信号输入。RS触发器35的输出信号输入至与门非门电路44，与非门电路44的输出通过栅极驱动器45，向开关元件(功率MOSFET)1的栅极输出。这样，利用轻载时检测比较器30若检测出待机状态即轻载状态，则使得变压器复位检测电路13，利用间歇结束脉冲发生电路20的输出信号，重新开始开关元件1的开关动作，这样进行开关控制。
在这种开关电源控制用半导体装置51中，功率MOSFET等构成的开关元件1及进行开关元件1的开关控制用的控制电路集成在同一片半导体基片上，由开关元件1的输入端46及输出端47、开关电源控制用半导体装置51的起动电压检测端及控制电路的电源端48、输入控制信号用的控制端50、以及变压器103的偏置绕组(三次绕组)电压检测端(变压器复位检测端)49的五个端子构成。
调节器6连接在开关元件1的输入端46、起动电压检测端48、以及控制电路和栅极驱动器用基准电源(内部电路基准电源)8之间，在开关元件1的输入端46的电压大于等于一定值时，供给开关电源控制用半导体装置51的内部电路电流，利用比较器9进行控制，使得开关电源控制用半导体装置51的控制电路及栅极驱动器基准电源8的电压成为一定值。
起动/停止电路用比较器7的输出向与非门电路44输入，与非门电路44的输出信号通过栅极驱动器45，向开关元件1的栅极输出，根据端子48的电压大小，控制开关元件1的振荡及停止。
22是箝位电路，与控制端50连接，为了在开关电源控制用半导体装置51的外部与光电晶体管110等连接，设定为一定电位。
29是I-V变换器，将从控制端50流出的电流在内部变换成电压。高端箝位电路12及低端箝位电路11与检测变压器103的偏置绕组103c的电压的端子49连接，限制输入开关电源控制用半导体装置51的内部的电压。但是，这些箝位电路不一定是必须的。另外，变压器复位检测电路13与端子49连接，利用单脉冲(变压器复位脉冲)发生电路21决定开关元件1的导通信号的时刻。
10是开始脉冲(起动脉冲)发生电路，利用比较器7的输出信号、即起动信号产生输出，通过或门电路34，输入RS触发器35的置位端，RS触发器35的输出Q向与非门电路44输入。
起动后，利用开始脉冲信号，然后在通常动作中，利用单脉冲(变压器复位脉冲)信号，通过或门电路34，使RS触发器35的输出信号Q变为H，开关元件1处于导通状态。
在开关元件1导通后，由流过开关元件1的电流及开关元件的导通电阻产生的电压、即导通电压输入漏极电流检测用比较器41的正端，在该电压高于负端的电位时，通过导通时关闭脉冲发生电路42及门电路43，作为RS触发器35的复位信号输出，开关元件1关断。即，通过检测开关元件1的导电电阻，对漏极电流进行限制。
另外，根据箝位电路36及与控制端50流出的电流相对应利用I-V变换器39进行内部变换的输出电压VEAO，由恒流源37及P型MOSFET 38生成的电压施加在漏极电流检测用比较器41的负端，用箝位电路36限制漏极电流的上限(最大漏极电流)，利用来自I-V变换器29的输出电压VEAO的电平，能够改变开关元件1的漏极电流。即，由于来自控制端50的流出电流越增加，I-V变换器29的输出电压VEAO越降低，因此漏极电流检测用比较器41的负端的电位越降低，其结果开关元件1的漏极电流越降低。
这样，根据来自控制端50的流出电流，利用I-V变换器29进行电压变换得到输出电压VEAO，根据施加在端子49上的变压器103的偏置绕组103c的电压波形，变压器复位检测电路13检测出开关元件1的导通时刻信号，然后根据该输出电压VEAO及导通时刻信号，利用变压器复位脉冲发生电路21产生的单脉冲信号，决定开关元件1的导通/关断期间。
在该开关电源装置中，商用交流电源利用二极管桥式电路等整流器101进行整流，利用输入电容器102进行滤波，通过这样形成直流电压VIN，供给功率变换用的变压器103。功率变换用的变压器103具有一次绕组103a及二次绕组103b及三次绕组(作为偏置绕组使用)103c，直流电压VIN供给一次绕组103a。
供给变压器103的一次绕组103a的直流电压VIN，利用开关电源控制用半导体装置51内的开关元件1进行开关动件。然后，利用该开关元件1的开关动伯，在变压器103的二次绕组103b中取出电流。二次绕组中取出的电流利用与二次绕组103b连接的二极管104及电容器105进行整流及滤波，作为输出电压Vo形成的直流功率给负载109。
在电容器105的两端连接例如由LED 107及稳压二极管108构成的输出电压检测电路106，将使得输出电压Vo稳定用的反馈信号向与开关电源控制用半导体装置51的控制端50连接的一次侧的光电晶体管110输出。
另外，变压器103的三次绕组103c通过电阻器116与变压器复位检测端(偏置绕组电压检测端)49连接，以及通过二极管112与起动电压检测端48连接。另外，电容器111是不使端子48急剧降低用的元件，也就是说使其稳定的元件，与端子49连接的电阻器116及电容器117由于生成延伸时间，因此利用它们调整根据对端子49所加的电压波形利用变压器复位检测电路13检测变压器复位信号的时刻。在开关元件1的输入输出端46与47之间连接的电容器118是用来决定利用与变压器103的谐振产生的阻尼振荡的大小及周期。
如前所述，通过在轻载进行间歇振荡，能够抑制开关元件1产生的开关损耗，改善轻载时的电源效率，但在以往例中，与负载状态无关，利用间歇动作的恢复信号中的恢复脉冲(间歇停止结束脉冲)，得新开始开关动作。
进入间歇动作，在开关元件1即内装功率MOSFET停止(关断)中，利用变压器的一次侧(电感量)L与D-S间的电容量(MOS本身的电容量及外加电容量之总和)的谐振，开关元件1的漏极电压进行振铃动作。
这里，在负载非常轻、间歇动作的停止期间长的情况下，振铃衰减，漏极电压成为振荡中心附近电压，在利用恢复信号使功率MOSFET 1导通时，由于D-S间的电容产生大的损耗。该损耗由于用CV2/2表示，因此在漏极电压的电平高时或电容量C大时，该损耗就显著。但是，在停止期间长时，由于停止期间长而使开关损耗的降低效果大，以及恢复后进行准(部分)谐振动伯，以漏极电压的最低值(零伏)导通，因此用CV2/2表示的损耗近似能够忽略。即，间歇动作恢复后的振铃波形的仅仅第1波产生由漏极电压及外附C引起的损耗。
但是，在间歇的停止时间短、以短时间重复停止与恢复那样的情况下，上述用CV2/2表示的损耗变得非常大，尽管特意利用间歇动作控制来改善轻载时的电源效率，但有可能损耗增大。
因此，如图1所示，将利用间歇动作使开关元件(功率MOSFET)1的开关动作停止的时间作为起点，在对于来自变压器复位检测电路13的变压器复位检测信号作为其信号的有效期间的时间内，即利用来自轻载时检测电路32的间歇停止信号，从该时刻起变压器复位检测时间设定电路52动作，在作为变压器复位检测时间设定电路52设定的变压器复位检测信号的有效期间的时间内，若输出间歇恢复多信号，则利用该开关恢复信号不会使开关元件(功率MOSFET)1导通，将恢复信号后输入的来自变压器复位检测电路13的变压器复位检测信号作为有效，在该变压器复位检测信号的时刻使开关元件(功率MOSFET)1导通。
这种控制在以短时间重复进行间歇动作中的恢复停止时是有效的，通过这样进行控制，从间歇停止时刻起的变压器复位检测时间设定电路52设定的时间内，即使是振铃衰减小的阶段，也由于能够以漏极电压的最低值进行导通，因此能够进一步减少用CV2/2表示的损耗。
另外，变压器复位检测时间设定电路52的复位是在恢复后栅极驱动器45的输出变为高电平时进行。通过这样，在恢复后开关元件(功率MOSFET)1导通之前，能够固定变压器复位检测时间设定电路52的输出。
下面说明这样构成的开关电源控制用半导体装置51及开关电源装置在轻载时的动作。另外，该开关电源装置是利用部分谐振动作的振铃扼流圈变换器(RCC)，是说明本实施形态1用的一构成例。
图3为说明本实施形态1的开关电源控制用半导体装置中的基准电压源的动作用的时序图。图4所示为本实施形态1的开关电源控制用半导体装置中的基准电压源的内部电路一构成例的电路图。图5为说明本实施形态1的开关电源控制用半导体装置及具有该开关电源控制用半导体装置的开关电源装置的动作用的时序图。
若来自商用电源的交流电源输入整流器101，则利用整流器101及电容器102进行整流及滤波，变压为直流电压VIN。该直流电压VIN施加在变压器103的一次绕组103a上。然后，若直流电压VIN大于等于一定值，则通过开关电源控制用半导体装置51内的调节器6，向电容器111流过充电电流，若开关电源控制用半导体装置51的端子48的电压达到起动/停止用比较器7设定的起动电压，则开始开关元件1的开关动作控制。
根据起动/停止用比较器7的输出信号，由起动脉冲发生电路10产生开始脉冲(起动脉冲)，开关元件1导通。另外，二次侧的输出由于起动时降低，因此输出电压检测电路106的稳压二极管108中不流过电流，所述光电晶体管110中不流过电流。因而，I-V变换器29的输出电压VEAO成为高于箝位电路36的电位，漏级电流检测用比较器41的负端设定为用箝位电路36决定的电压。若利用起动脉冲发生电路10产生开始脉冲，开关元件1导通，则开关元件1中流过电流，以和导通电阻之积所决定的导通电压输入漏极电流检测用比较器41的正端，若上升至大于等于由负端所决定的电压，则对RS触发器35的复位端信号输入高电压，开关元件1关断。
然后，利用由变压器103的一次侧103a的电感量与电容器118及开关元件1的输入输出之间的容量所决定的谐振动作，变压器103的三次绕组(偏置绕组)103c的电压从正变为负、即开关元件1的输入端46的电压降低时，利用变压器复位检测电路13，来自变压器复位脉冲发生电路21的单脉冲信号通过或门电路34，对RS触发器35的置位端输入高电平，开关元件1导通。
另外，利用在变压器103的三次绕组(偏置绕组)103c与端子49之间连接的电阻器116及电容器117，调整变压器复位检测电路13的检测时间，使得在开关元件1的输入端46的电压近似成为零状的时刻让开关元件1导通。
另外，利用在变压器103的三次绕组(偏置绕组)103c与端子49之间连接的电阻器116及电容器117，调整变压器复位检测电路13的检测时间，使得在开关元件1的输入端46的电压近似成为零伏的时刻让开关元件1导通。
重复以上那样的开关动作，输出电压Vo渐渐上升，若达到大于等于由输入电压检测电路106设定的电压，则LED107导通，光电晶体管110中流过电流，从开关电源控制用半导体装置51的控制端50流出电流。根据该流出电流的大小，由于I-V变换器29的输出电压VEAO降低，因此开关元件1的漏极电流减少。这样，开关元件1的导通占空比渐渐变为适当的状态。即，开关动作是利用来自变压器复位检测电路13的输出信号，再利用从变压器复位脉冲发生电路21输出的单脉冲而导通，开关元件1的导通占空比是根据从控制端50流出的电流来决定。
即，在对负载109的电流供给小的轻载时，开关元件1中电流IDS流过的期间短，在重载时，开关元件1中电流IDS流过的期间长。
这样，开关电源控制用半导体装置51根据开关电源装置供给负载109的功率，控制开关元件1的漏极电流IDS，进行所谓使导通占空比变化的控制。另外，由于开关元件1的导通时刻设定为谐振动作中开关元件1的输入电压最低时输出，因此导通的开关损耗几乎为零。即，进行能够忽略导通时的开关损耗那样的部分谐振动作。通过进行这样的动作，能够实现通常动作时的高效率及低噪声。
轻载时检测用比较器30，对于利用I-V变换器29将从控制端50流出的电流进行电压变换的输出电压VEAO与基准电压源31的输出电压VR进行比较。基准电压源31的输出电压VR最初为轻载时检测下限电压VR1(图5的额定负载)。在对于与开关电源装置的输出连接的负载109供给电流小的待机时等情况下，若对负载的供给电流降低，则输出电压Vo上升(图5的负载变动状态)，由LED 107引起的光电晶体管110的电流增加。由于利用该电流而从控制端50流出的电流增加，因此按照式(1)，I-V变换器29的变换电压VEAO下降。
VEAO＝VO-R×I        …(1)
式中，VO是预先设定的由基准电压源29产生的基准电压，R是电阻器27的电阻值，I是将从控制端50流出的电流利用内部的电流镜电路23～26变换的流过电阻器27的电流值。
因而，根据上述式(1)，从控制端50的流出电流越增加，I-V变换器29的输出电压VEAO就越降低。与之相应，漏极电流检测用比较器41的基准电源(负端)降低，开关元件1的漏极电流慢慢降低，对负载109的供给功率渐渐降低。然后，若该I-V变换器29的变换电压VEAO小于轻载时检测下限电压VR1，则成为轻载时检测状态，如图3所示，轻载时检测用比较器30的输出信号VO1从低电平变为高电平。
因此，通过反相器33的与门电路19的输出变为低电平，由于不输出变压器复位脉冲发生电路21的单脉冲信号，因此开关元件1的开关动作停止。这时，同时接受轻载时检测用比较器30的输出信号VO1，基准电压源31的输出电压VR从轻载时检测下限电压VR1变为轻载时检测上限电压VR2(图5的待机状态(1))。
若开关元件1产生的开关动作停止，开关元件1处开关断状态，则成为开关元件1中不流过电流的状态。通过这样，由于不对负载109供给功率，因此对负载109的输出电压Vo慢慢降低。从而，I-V变换器29的输出电压VEAO慢慢上升，但由于基准电压源31的输出电压变成高于轻载时检测下限电压VR1的轻载时检测上限电压VR2，因此如图3所示，开关元件1产生的开关动作不立即重新开始。
然后，如图3所示，对负载109的输出电压Vo进一步降代，在I-V变换器29的输出电压VEAO上升超过轻载时检测上限电压VR2时，轻载时检测用比较器30的输出信号VO1变为低电平，接受该信号，通过反相器33的间歇结束脉冲发生电路20输出信号。然后利用该输出信号，开关元件1的开关动作重新开始。同时，利用与门电路19而作用变压无效的来自变压器复位检测电路13的变压器复位检测信号变为有效，利用变压器复位脉冲发生电路21的单脉冲输出信号，开关元件1的通常部分谐振型的导通关断的作重新开始(图5的额定负载)。
另外，如图3所示，这时同时基准电压源31的输出电压VR从待机时，(轻载时)检测上限电压VR2变为待机时(轻载时)检测下限电压VR1。若开关元件1产生的开关动作重新开始，则开关元件1的导通占空比由于比轻载检测时的导通占空比要大，因此对负载109的供给功率过多，对负载的输出电压Vo再一次上升，I-V变换器29的输出电压VEAO降低。然后，若再一次进行轻载时检测，则停止开关元件1的重复导通关断产生的开关动作。
这样，由于来自基准电压源31的输出电压VR通过进行轻载时检测，从轻载时检测下限值VR1变为轻载时检测上限值VR2，因此在检测出待机时的期间，重复开关元件1的导通关断动作的开关控制变成重复停止及重新开始的所谓间歇振荡状态(间歇开关动作)。
对负载109的输出电压Vo在该间歇振荡的停止期间中降低，而该降低的程度取决于对负载109的供给电流。即，由于负载109消耗的电流越小，则负载109的输出电压Vo的降低越缓慢，负载109消耗的电流越小，则间歇振荡的停止期间越长，因此负载越轻，开关元件1的开关动作就越减少。
图4所示的基准电压源31由决定基准电压源31的输出电压VR用的恒流源300及恒流源301及电阻303、以及P型MOSFET等开关元件302和反相器电路304构成。
恒流源300供给恒定电流I1，与电阻器303连接。另外，恒流源301供给恒定电流I2，通过开关元件(P型MOSFET)302与电阻器303连接。轻载时检测用比较器30的输出信号VO1通过反相器304，输入至开关元件302的栅极等输入端。
另外，利用恒流源300及恒流源301和电阻303形成的电压作为基准电压源31的输出电压VR输出，输入至轻载时检测用比较器30的正端。
以下说明这样构成的轻载时检测电路32的动作。
如图3所示，在轻载时检测前的状态下，由于轻载时检测用比较器30的输出信号VO1为低电平(LOW)，因此开关元件302关断。因而，这时的基准电压源23的输出电压VR、好轻载时检测下限电压VR1用式(2)表示。
VR1＝R1×(I1)                …(2)。
另一方面，若处于轻载时检测状态，则由于轻载时检测用比较器30的输出信号VO1为高电平(HIGH)，因此开关元件302导通，从恒流源301供给的电流I2也流向电阻303。因而，这时的基准电压源31的输出电压VR、即轻载时检测上限电压VR2用式(3)表示。
VR2＝R1×(I1+I2)             …(3)
根据以上所述，如图3所示，根据轻载时检测用比较器30的输出信号VO1，基准电压源31的输出电压VR为轻载时检测下限电压VR1，或者为轻载时检测上限电压VR@，通过这样能够形成待机时的间歇振荡状态。
另外，在本实施形态1中，是根据轻载时检测用比较器30的输出信号VO1，改变基准电压源31的输出电压设定用的恒流值，但也可以根据轻载时检测用比较器30的输出信号VO1，改变基准电压源31的输出电压设定用的电阻值。
下面将与变压器103的二次绕组103b的直流输出侧连接的负载状态分为额定负载时、待机状态(1)时及待机状态(2)时的不同情况说明与各波形对应的动作。
图6所示为本实施形态1的开关电源控制用半导体装置中的额定负载时的开关开始动作波形图。图7所示为本实施形态1的开关电源控制用半导体装置中的待机状态(1)的开关开始动作波形图。图8所示为本实施形态1的开关电源控制用半导体装置中的待机状态(2)的开关开始动作波形图。
首先，在图6中，表示通常的准谐振动作时的情况，由于没有进入间歇动作，因此基准电源源31的输出电压为VR1，变压器复位检测时间设定电路52的输出信号CTOUT为低电平，是来自变压器复位检测电路13的变压器复位检测信号的有效期间。
另外，在图7中，虽进入间歇动作，但表示从停止到恢复的期间(停止期间)短的负载状态的情况，由于没有达到变压器复位检测时间设定电路52预先设定的变压器复位检测设定时间，因此是变压器复位检测时间设定电路52的输出信号CTOUT保持低电平不变的状态，在恢复信号出现时，用该恢复信号后输入的变压器复位检测信号(变压器复位脉冲信号)使功率MOSFET导通。这样，尽管进入了间歇动作，但能够最低值导通、即进行准谐振动作。
另外，在图8中，表示停止期间长、而且停止期间比变压器复位检测时间设定电路52预先设定的变压器复位检测设定时间要长的情况，在这种情况下，在恢复信号的时刻，由于变压器复位检测时间设定电路52的输出信号CTOUT已经变成高电平，因此仅用恢复信号就使功率MOSFET导通。
另外，在图1中也已说明，变压器复位检测时间设定电路52的复位是利用开关元件1的栅极信号进行的，但在利用该栅极信号使变压器复位检测时间设定电路52复位之前，保持变压器复位检测时间设定电路52的输出状态。
另外，上述变压器复位检测时间设定电路52的变压器复位检测设定时间是根据开关动作停止期间的开关元件1的漏极电压波形为了使得间歇动作中开关元件1的功耗小于等于预先决定的规定值，来设定与使用负载相对应的最佳设定时间，作为变压器复位检测信号的有效期间。
如前所述，通过间歇开关动作及利用变压器复位检测设定电路使得在漏极电压最低值导通，能够比以往更改善轻载时的电源效率。
图9所示为本实施形态1的开关电源控制用半导体装置中的变压器复位检测时间设定电路52的一构成例的电路图。在图9中，在反相器33的输出信号为低电平时，即在不是间歇停止状态的通常状态下，由于P型MOSFET 403导通。因此节点59的电位为高电平。另外，因而反相器406的输出为低电平，RS触发器的置位信号为低电平，所以输出Q也为低电平。接着，若成为间歇停止状态，则由于反相器33的输出信号为高电平，因此在以下式(4)表示的延迟时间后，RS触发器407的置位信号变为高电平。
t＝C×V÷I2
式中，V是反相器406从高电平切换为低电平的阈值，C是电容器405的电容量值。
另外，若设N型MOSFET 401与402的镜像比为M，恒流源400的电流为I1，电容器405的电容量为C，则I2可用式(5)表示。
I2＝M×I1            …(5)
由式(4)可知，若增大电容器405的电容量，或者减小恒定电流I2，则延迟时间t延长。
(实施形态2)
下面说明本实施形态2的开关电源控制用半导体装置。
图10所示为本实施形态2的开关电源控制用半导体装置一构成例的电路图。图11所示为具有本实施形态2的开关电源控制用半导体装置的开关电源装置一构成例的电路图。在这种开关电源控制用半导体装置51中，设置能够任意设定变压器复位检测时间设定电路52的变压器复位检测设定时间用的端子53(与图9的节点59相对应)，能够在端子53与接地47之间连接设定时间变更手段即外接电容器119。其它的构成与图1所示的开关电源控制用半导体装置51的构成相同。
通过改变在端子53的外部连接的电容器119的电容量值，能够在开关电源装置中，与所述的待机时负载状态相对应进行最佳调整。
另外，在本实施形态的构成例中，是改变外部的电容器电容量来设定最佳的变压器复位检测时间，但也可以使内部的恒定电流I1变化，利用恒定电流I1来决定最佳时间。

Claims (9)

1.一种开关电源控制用半导体装置，是用于开关电源装置、控制开关元件的开关动作用的开关电源控制用半导体装置(51)，
所述开关电源装置将直流的输入电压通过变压器(103)的一次绕组(103a)施加在所述开关元件(1)上，利用所述开关元件的开关动作，控制将所述变压器的二次绕组(103b)中产生的交流电压进行整流滤波而得到的直流电压，向负载供给功率，其特征在于，
所述开关电源控制用半导体装置具有控制电路，所述控制电路具有
变压器复位检测电路(13)从所述变压器的三次绕组(103c)产生的交流电压检测利用所述开关元件的开关动作而产生的所述变压器的复位状态、并输出表示该复位状态的变压器复位检测信号；
I-V变换器(29)根据所述变压器的二次绕组(103b)中产生的交流电流、将表示所述直流电压变化的控制电流的电流值变换成电压；以及
轻载时检测电路(32)根据来自所述I-V变换器的输出电压的变化、在作为表示对所述负载供给功率大小的负载状态检测出是轻载时输出控制所述开关元件的开关间歇动作用的控制信号，
根据来自所述变压器复位检测电路的变压器复位检测信号及来自所述轻载时检测电路的控制信号，驱动所述开关元件的控制电极，控制所述间歇动作，
构成所述轻载时检测电路，输出控制所述间歇动作用的控制信号，使得在来自所述I-V变换器的输出电压小于检测所述轻载时用的轻载时检测下限电压时，停止所述开关元件的开关动作，在来自所述I-V变换器的输出电压大于检测所述轻载时用的轻载时检测上限电压时，重新开始所述开关元件的开关动作，
控制电路中设置开关导通控制手段，该开关导通控制手段将利用来自所述轻载时检测电路的控制信号使开关动作停止的时刻作为起点、设定作为来自所述变压器复位检测电路的变压器复位检测信号的有效期间的时间的变压器复位检测时间设定电路(52)；以及根据所述变压器复位检测时间设定电路的变压器复位检测设定时间和利用来自所述轻载时检测电路的控制信号使开关动作重新开始的各时刻的前后关系、控制所述开关动作重新开始时的开关导通的时刻，
构成所述开关导通控制手段，使得在所述变压器复位检测时间设定电路产生的变压器复位检测设定时间以内、从所述轻载时检测电路有表示所述开关动作重新开始的控制信号输出时，在该控制信号输出后的来自所述变压器复位检测电路的变压器复位检测信号的时刻，使所述开关动作重新开始时的开关动作为导通。
2.如权利要求1所述的开关电源控制用半导体装置，其特征在于，
构成所述导通控制手段，使得在所述变压器复位检测时间设定电路产生的变压器复位检测设定时间后、从所述轻载时检测电路有表示所述开关动作重新开始的控制信号输出时，仅在该控制信号的输出时刻，使所述开关动作重新开始时的开关动作为导通。
3.如权利要求1所述的开关电源控制用半导体装置，其特征在于，
所述变压器复位检测时间设定电路(52)的变压器复位检测设定时间是根据所述开关动作停止期间的所述开关元件的漏极电压波形，作为与使用负载相对应的最佳时间来决定。
4.如权利要求1所述的开关电源控制用半导体装置，其特征在于，
构成为使得所述变压器复位检测时间设定电路(52)的变压器复位检测设定时间后的状态保持、在驱动所述开关元件控制电极的输出信号的时刻进行复位。
5.如权利要求1所述的开关电源控制用半导体装置，其特征在于，
所述变压器复位检测时间设定电路(52)这样构成，使得利用电容器的电容量值来设定所述变压器复位检测设定时间，所述变压器复位检测设定时间的时刻通过RS触发器进行输出。
6.如权利要求1所述的开关电源控制用半导体装置，其特征在于，
设置任意设定所述变压器复位检测时间设定电路(52)的变压器复位检测设定时间用的时间改变用端子。
7.如权利要求6所述的开关电源控制用半导体装置，其特征在于，
在所述时间改变用端子与接地之间，连接任意设定所述变压器复位检测时间设定电路的变压器复位检测设定时间用的电容器。
8.如权利要求1所述的开关电源控制用半导体装置，其特征在于，
将所述开关元件与所述控制电路集成在同一片半导体基片上，在所述半导体基片上至少设置
将所述输入电压通过所述变压器的一次绕组向所述开关元件输入用的开关元件输入端；
输出利用所述开关元件的开关动作而得到的开关电流用的开关元件输出端；
对所述控制电路供给基于利用所述开关元件的开关动作而在所述变压器的三次绕组中产生的电流的直流电压用的电源端；
输入控制所述开关元件的开关间歇动作的控制信号用的控制端；以及
对所述变压器复位检测电路施加所述变压器复位检测用信号用的变压器复位检测端，
作为外部连接端。
9.一种开关电源装置，其特征在于，
将直流输入电压通过变压器的一次绕组施加在开关元件上，利用如权利要求1所述的开关电源控制用半导体装置控制所述开关元件，进行开关动作，通过这样控制将所述变压器的二次绕组中产生的交流电流进行整流滤波而得到的直流电压，向负载供给功率。
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