JP2011223800A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

【課題】簡単な回路構成でありながら、入力電圧あるいは出力電圧の変動に対して出力電流の定電流制御を精度良く行うことが可能であり、かつ効率が高いスイッチング電源回路を提供する。
【解決手段】スイッチング電源回路１は、降圧コンバータ回路部２と、スイッチング制御回路３と、電流検出回路４と、基準電圧生成回路５と、比較器６とを備え、インダクタＬ１に結合されてインダクタＬ１に印加される電圧に比例した電圧を検出する補助巻線８と、スイッチング素子Ｑ１がオン状態のときの補助巻線電圧の極性を負電圧としたとき、補助巻線８から出力される補助巻線電圧を入力して補助巻線電圧が正電圧からゼロボルト付近の閾値電圧に達したときにスイッチング素子Ｑ１をオンするためのターンオン信号をスイッチング制御回路３に出力するゼロ電圧検出回路９とを備えた。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＬＥＤドライバ等の各種電子機器に用いられるスイッチング電源回路に関し、特に、出力電流を定電流制御する機能を備えた高効率のスイッチング電源回路に関する。

従来、スイッチング電源回路は、小型軽量で高効率な電源回路として知られており、さまざまな電子機器用の電源として用いられている。一般的には負荷に一定の電圧を供給する定電圧源として使用されることが多いが、負荷に一定の電流を供給する定電流源として使用されることもあり、そのようなスイッチング電源回路が開示されている（例えば、特許文献１の図１参照）。

特許文献１の図１に示されたスイッチング電源装置においては、主スイッチング素子は、入力電源の正極端子側に配置されたいわゆるハイサイドスイッチング素子として用いられている。この装置では、負荷に直列に電流検出抵抗を接続し、負荷に流れる出力電流を直接検出しているため、定電流制御を比較的容易に行うことができる。しかしながら、主スイッチング素子が高圧側に配置されているため、スイッチング素子の駆動回路が比較的高価になるという問題がある。

この改善策として、主スイッチング素子を入力電源の負極端子側に配置し、いわゆるローサイドスイッチング素子として用いたスイッチング電源回路を用いた照明器具が開示されている（例えば、特許文献２）。

特許文献２においては、スイッチング電源回路部は降圧コンバータ回路を有し、スイッチング素子を兼ねた制御回路ＩＣにより数十ｋＨｚで固定されたスイッチング周波数でスイッチング制御されており、スイッチング素子に流れる電流のピーク値が閾値電流を超えたときにスイッチング素子をオフするカレントリミット制御を行っている。

特開２００９−１４８１０７号公報（図１） 特開２００９−１３４９４６号公報

しかしながら、特許文献２の図１に開示されているスイッチング電源回路部には次のような問題がある。
すなわち、特許文献２の図１に示されたスイッチング電源回路部において、入力電圧をＶｉｎ、出力電圧をＶｏｕｔ、インダクタＬ１のインダクタンス値をＬ、スイッチング素子のスイッチング周期をＴｓとすると、出力電流Ｉｏと閾値電流Ｉｐとの関係は、以下の式（１）のように表される。
Ｉｏ＝Ｉｐ−１／２×（Ｖｉｎ−Ｖｏ）／Ｌ×Ｖｏ／Ｖｉｎ×Ｔｓ ・・・（１）
式（１）からわかるように、インダクタＬ１のインダクタンス値（Ｌ値）が十分に大きい場合は出力電流Ｉｏが閾値電流Ｉｐと略同等の値となる。しかしながら、Ｌ値を大きくするとインダクタの寸法が大きくなり、かつ、高価なものとなるため、Ｌ値を大きくするのには限度があり、その結果、入力電圧Ｖｉｎあるいは出力電圧Ｖｏの変動によって、出力電流Ｉｏが変動してしまうという問題がある。

また、式（１）はインダクタＬ１が電流連続モードで動作する場合の出力電流Ｉｏと閾値電流Ｉｐの関係式である。インダクタＬ１が電流連続モードで動作している場合には、スイッチング素子のターンオン時の電流がゼロではないため、ターンオン損失が大きくなり、スイッチング電源回路の効率が低下するという問題がある。

本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、簡単な回路構成でありながら、入力電圧あるいは出力電圧の変動に対して出力電流の定電流制御を精度良く行うことが可能であり、かつ効率が高いスイッチング電源回路を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため、請求項１の発明によるスイッチング電源回路は、スイッチング素子とインダクタと整流ダイオードと出力平滑コンデンサとを含む降圧コンバータ回路部と、前記スイッチング素子に直列に接続されて前記スイッチング素子に流れる電流を電圧に変換して検出する電流検出回路と、前記スイッチング素子に流れるピーク電流の制限値の基準となる基準電圧を出力する基準電圧生成回路と、前記スイッチング素子をオン／オフ制御するスイッチング制御回路と、前記電流検出回路からの検出信号と前記基準電圧とを比較して、前記検出信号が前記基準電圧を超えたときに前記スイッチング素子をオフするためのターンオフ信号を前記スイッチング制御回路に出力する比較器とを備え、直流電圧源からの電圧を入力して直流電力を負荷部に供給するスイッチング電源回路において、前記インダクタに結合されて前記インダクタに印加される電圧に比例した電圧を検出する補助巻線と、スイッチング素子がオン状態のときの前記補助巻線の電圧の極性を負電圧としたとき、前記補助巻線から出力される補助巻線電圧を入力して前記補助巻線電圧が正電圧からゼロボルト付近の閾値電圧に達したときに前記スイッチング素子をオンするためのターンオン信号を前記スイッチング制御回路に出力するゼロ電圧検出回路を備え、前記スイッチング制御回路は、前記ターンオン信号と前記ターンオフ信号に基づき前記スイッチング素子をオン／オフ制御する第１の動作モードを有することを特徴とする。

また、請求項２の発明は、請求項１に記載のスイッチング電源回路において、前記負荷部に流れる出力電流を調整するための調光信号を入力し、前記調光信号に基づいた前記基準電圧を生成するための基準電圧生成信号を前記基準電圧生成回路に出力する調光信号処理部をさらに備えたことを特徴とする。

また、請求項３の発明は、請求項２に記載のスイッチング電源回路において、前記スイッチング制御回路は、前記第１の動作モードに加えて、前記スイッチング素子を前記ターンオフ信号と前記スイッチング制御回路内で生成される一定のスイッチング周期に基づくタイミングのターンオン信号によりオン／オフ動作させる第２の動作モードを備え、前記調光信号処理部は、前記調光信号に基づいて前記第１の動作モードと前記第２の動作モードとを交互に切り替えるための切り替えパルス信号を前記スイッチング制御回路に出力し、前記第２の動作モードにおける前記スイッチング周期は、スイッチング電源回路の動作範囲内において、前記インダクタが電流不連続モードで動作する周期に設定されることを特徴とする。

また、請求項４の発明は、請求項３に記載のスイッチング電源回路において、前記調光信号処理部には、前記調光信号に対して第１及び第２の設定点が設定されており、前記出力電流の最大値を示す調光点から前記第１の設定点までの範囲の調光信号が入力されているときには、該調光信号が示す出力電流値に対応した基準電圧を生成するための前記基準電圧生成信号を出力し、前記第１の設定点から前記出力電流の最小値を示す調光点までの範囲の調光信号が入力されているときには、常に前記第１の設定点が示す出力電流値に対応した基準電圧を生成するための前記基準電圧生成信号を出力するとともに、前記出力電流の最大値を示す調光点から前記第２の設定点までの範囲の調光信号が入力されているときには、常に前記第１の動作モードでスイッチング動作を行うための前記切り替えパルス信号を出力し、前記第２の設定点から前記出力電流の最小値を示す調光点までの範囲の調光信号が入力されているときには、前記第１の動作モードと前記第２の動作モードを交互に切り替える前記切り替えパルス信号を出力して、前記調光信号に基づき前記第１の動作モードで動作している割合を変化させることにより前記出力電流の調節を行うことを特徴とする。

また、請求項５の発明は、請求項１乃至４のいずれか１つに記載のスイッチング電源回路において、前記補助巻線に並列に接続される整流平滑回路を備え、前記補助巻線電圧を前記整流平滑回路により整流平滑して得られる直流電圧を、前記スイッチング制御回路と、前記調光信号処理部と、前記比較器と、前記基準電圧生成回路と、前記ゼロ電圧検出回路とを含むスイッチング制御部の駆動用電圧として供給することを特徴とする。

また、請求項６の発明は、請求項１乃至５のいずれか１つに記載のスイッチング電源回路において前記補助巻線と前記ゼロ電圧検出回路の間に接続され、前記補助巻線からの出力電圧を分圧する分圧回路と前記ゼロ電圧検出回路による前記ゼロボルト付近の閾値電圧の検出タイミングを調節するための遅延回路とにより構成される分圧遅延回路を備えたことを特徴とする。

また、請求項７の発明は、請求項１乃至６のいずれか１つに記載のスイッチング電源回路において、前記降圧コンバータ回路部は、前記直流電圧源の正極側に前記整流ダイオードのカソード端子と前記負荷部の正極側が接続され、前記負荷部の負極側と前記整流ダイオードのアノード端子との間に前記インダクタが接続され、前記整流ダイオードと前記インダクタの接続点と前記直流電圧源の負極側との間に前記電流検出回路が直列接続された前記スイッチング素子が接続され、前記負荷部に対して並列に前記出力平滑コンデンサが接続されることにより構成されるローサイドスイッチング型の降圧コンバータ回路であることを特徴とする。

また、請求項８の発明は、請求項１乃至７のいずれか１つに記載のスイッチング電源回路において、前記ゼロボルト付近の閾値電圧は−１Vから１Vまでの範囲内で設定されることを特徴とする。

本発明によるスイッチング電源回路は、以上のように構成したため、簡単な回路構成でありながら、入力電圧あるいは出力電圧の変動に対して出力電流の定電流制御を精度良く行うことが可能であり、かつ高効率なスイッチング電源回路を提供することが可能となる。

本発明の第１実施形態に係るスイッチング電源回路を示す回路構成図である。 本発明の第１実施形態に係るスイッチング電源回路の動作を模式的に示す波形チャートである。 本発明の第２実施形態に係るスイッチング電源回路を示す回路構成図である。 本発明の第２実施形態に係る調光信号処理部の動作を説明する図であり、（ａ）は、調光信号のパルス幅と基準電圧生成信号のパルス幅との関係を示すグラフであり、（ｂ）は、調光信号のパルス幅と基準電圧生成回路から出力される基準電圧値との関係を示すグラフである。 本発明の第３実施形態に係るスイッチング電源回路を示す回路構成図である。 本発明の第３実施形態に係るイッチング制御回路の各動作モードにおけるインダクタ電流の波形を模式的に示す波形チャートであり、（ａ）は、第１の動作モードにおける波形チャート、（ｂ）は、第２の動作モードにおける波形チャートである。 本発明の第３実施形態に係るスイッチング電源回路の各動作モードにおける主要部の信号波形を模式的に示す波形チャートである。 本発明の第３実施形態に係る調光信号および調光信号処理部の具体的な動作例を説明する図であり、（ａ）は、調光信号のパルス幅と基準電圧生成信号のパルス幅との関係を示すグラフ、（ｂ）は、調光信号と切り替えパルス信号のパルス幅との関係を示すグラフ、（ｃ）は、調光信号のパルス幅と出力電流との関係を示すグラフである。 本発明の第３実施形態の第１変形例に係るスイッチング電源回路を示す回路構成図である。 本発明の第３実施形態の第２変形例に係るスイッチング電源回路を示す回路構成図である。 本発明の第３実施形態の第２変形例に係るスイッチング電源回路の主要部の信号波形を模式的に示す波形チャートである。

以下、本発明の実施形態を添付図面に基づいて説明する。
（第１実施形態）
図１は、本発明の第１実施形態に係るスイッチング電源回路１を示す回路構成図である。また、図２は、スイッチング電源回路１の動作を模式的に示す波形チャートである。

図１に示すように、スイッチング電源回路１は、スイッチング素子Ｑ１，インダクタＬ１，整流ダイオードＤ１及び出力平滑コンデンサＣ１とで構成される降圧コンバータ回路部２と、スイッチング素子Ｑ１をオン／オフ制御するスイッチング制御回路３と、スイッチング素子Ｑ１に直列に接続される電流検出回路４と、スイッチング素子Ｑ１に流れるピーク電流の制限値となる基準電圧を出力する基準電圧生成回路５と、電流検出回路４の出力信号が基準電圧を超えたときにスイッチング素子Ｑ１をオフするためのターンオフ信号をスイッチング制御回路３に出力する比較器６とを備え、直流電圧源Ｖｄｃからの電圧を入力して直流電力を負荷部７に供給する。

本発明では、上記の構成に加え、インダクタＬ１に結合され、インダクタＬ１に印加される電圧を検出する補助巻線８と、スイッチング素子Ｑ１がオン状態のときの補助巻線８の電圧の極性を負電圧としたとき、この補助巻線電圧が正電圧から０Ｖ（ゼロボルト）付近の閾値電圧に達したときにスイッチング素子Ｑ１をオンするためのターンオン信号をスイッチング制御回路３に出力するゼロ電圧検出回路９を備えている。

図１では、降圧コンバータ回路部２の構成として、負荷部７に出力平滑コンデンサＣ１が並列接続され、この並列回路にインダクタＬ１が直列に接続され、この並直列回路に整流ダイオードＤ１が並列接続され、整流ダイオードＤ１のカソード端子は出力平滑コンデンサＣ１の一端とともに直流電圧源Ｖｄｃの正極端子に接続され、アノード端子はインダクタＬ１を介してコンデンサＣ１の他端に接続され、スイッチング素子Ｑ１は、ドレイン端子がダイオードＤ１のアノード端子に接続され、ソース端子が電流検出回路４に接続された、いわゆるローサイドスイッチング型の回路を構成している。本発明は、ハイサイドスイッチング型の降圧コンバータにも適用可能であるが、ローサイドスイッチング型の降圧コンバータとすることで簡単で安価な回路構成とすることができるため、より好適である。

次に、図１及び図２を用いて、スイッチング電源回路１の基本回路動作について説明する。ここでは、基準電圧生成回路５から出力される基準電圧を１Ｖ、電流検出回路４を構成する抵抗素子４ａの抵抗値を１Ωとして説明する。また、本説明では、閾値電圧は０Vに設定されているものとする。

直流電圧源Ｖｄｃから直流電圧が印加され、かつスイッチング制御回路３が動作を開始すると、スイッチング素子Ｑ１がターンオンし、直流電圧源Ｖｄｃの正極側から流れる電流は負荷部７と出力平滑コンデンサＣ１，インダクタＬ１，スイッチング素子Ｑ１を通り、電流検出回路４を介して直流電圧源Ｖｄｃの負極側に流れ、インダクタ電流ＩＬは図２のＡ→Ｂのように流れる。スイッチング素子Ｑ１のオン期間中には、直流電圧源Ｖｄｃから負荷部７に電力が供給され、同時にインダクタＬ１にエネルギーが蓄積される。

スイッチング素子Ｑ１に流れる電流が増加し、１Ａ（アンペア）に達すると（図２のＢ点；ピーク電流値Ｉｐに相当）、電流検出回路４で検出される電圧値は１Ｖ（＝１Ω×１Ａ）となり、閾値電圧である１Ｖに達し、比較器６の作用によりスイッチング制御回路３はスイッチング素子Ｑ１をターンオフする。

スイッチング素子Ｑ１がターンオフすると、インダクタＬ１に蓄えられたエネルギーが整流ダイオードＤ１を通して負荷部７に供給され、インダクタ電流ＩＬは図２のＢ→Ｃのように流れる。インダクタＬ１のエネルギーが全て放出され、インダクタ電流ＩＬがゼロに達すると、整流ダイオードＤ１はオフ状態となり、スイッチング素子Ｑ１に対して並列に存在する寄生容量ＣｏｓｓとインダクタＬ１の直列共振現象により、インダクタ電流ＩＬは逆方向に流れ（図２のＣ→Ｄ）、インダクタＬ１両端の電圧はＣａ→Ｄａ、さらにＥａと変化して振動を始める。

ここでインダクタＬ１両端の電圧が正電圧から０Ｖに達すると（図２のＤａ点）、補助巻線８及びゼロ電圧検出回路９の作用によりスイッチング制御回路３はスイッチング素子Ｑ１を再びターンオンし、以後、インダクタＬ１両端の電圧が正電圧から０Ｖに達する毎にこの動作が繰り返される。以上の動作を本発明では第１の動作モードと呼ぶ。

このとき、インダクタ電流ＩＬの平均値が負荷部７に流れる出力電流Ｉｏになるため、出力電流Ｉｏは、以下の式（２）のように表される。
Ｉｏ＝Ｉｐ／２ ・・・（２）
すなわち、出力電流Ｉｏは直流電圧源Ｖｄｃからの入力電圧Ｖｉｎや出力電圧Ｖｏｕｔに依存せず、設定したピーク電流値Ｉｐのみに依存する一定値となる。

また、スイッチング電源回路１では、スイッチング素子Ｑ１がターンオンする際には、インダクタ電流ＩＬがほぼ０Ａ（ゼロアンペア）になっているため、ターンオン時のスイッチング素子Ｑ１の電流もほぼ０Ａになる。従って、スイッチング素子Ｑ１のターンオン時の損失が小さくなり、効率が改善される。

以上のように、本実施形態に係るスイッチング電源回路１では、インダクタＬ１に印加される電圧に比例した電圧を検出する補助巻線８と、補助巻線８から出力される補助巻線電圧を入力して、補助巻線電圧が正電圧から０Ｖ付近に達したときにスイッチング素子Ｑ１をオンするためのターンオン信号をスイッチング制御回路３に出力するゼロ電圧検出回路９を備えたことにより、入出力電圧が変化しても出力電流を一定値に保つことができるとともに、効率が改善される。

（第２実施形態）
図３は、本発明の第２実施形態に係るスイッチング電源回路１ａを示す回路構成図である。図３において、図１と共通する構成部分には同一符号を付している。以下では、第１実施形態に係るスイッチング電源回路１と共通する構成部分の説明は適宜省略して、主として相違点について説明する。

図３に示すスイッチング電源回路１ａでは、第１実施形態で示した構成要素の他に、調光信号１０に基づいた基準電圧を生成するための基準電圧生成信号ＳＧを基準電圧生成回路５に出力する調光信号処理部１１を備えている。調光信号１０は、負荷部７に流れる出力電流を調整するための信号であり、スイッチング電源回路１ａの外部から入力されるものであっても、内部に設けた生成回路で生成されたものであってもよい。
尚、本実施形態では、基準電圧生成回路５は、抵抗素子５ａとコンデンサ５ｂで構成されるＲＣフィルタとしている。

以下に、スイッチング電源回路１ａにおける調光信号処理部１１の動作について、図４を用いて具体的に説明する。
図４は、本実施形態に係る調光信号処理部１１の動作を説明する図であり、（ａ）は、調光信号１０のパルス幅と基準電圧生成信号ＳＧのパルス幅との関係を示すグラフであり、（ｂ）は、調光信号１０のパルス幅と基準電圧生成回路５から出力される基準電圧値との関係を示すグラフである。

尚、ここでの説明においては、調光信号１０をハイ（Ｈｉｇｈ）＝１Ｖ、ロー（Ｌｏｗ）＝０Ｖのパルス信号として、パルス幅１００％（常にハイ）のときを最大出力電流として、パルス幅の大きさに比例した出力電流を出力するものとする。また、電流検出回路４の抵抗素子４ａの抵抗値は１Ωとする。

図４（ａ）に示すように、調光信号処理部１１は調光信号１０を入力し、調光信号１０のパルス幅が１００％からＹ％の範囲の場合は調光信号１０のパルス波形をそのまま基準電圧生成信号ＳＧとして基準電圧生成回路５に出力し、調光信号１０のパルス幅がＹ％以下の場合は常にパルス幅Ｙ％のパルス波形を基準電圧生成信号ＳＧとして基準電圧生成回路５に出力するものとする。
このとき、図４（ｂ）に示すように、基準電圧生成回路５で生成される基準電圧は調光信号処理部１１からのパルス波形の平均値となり、調光信号１０のパルス幅が１００％のときは１Ｖ、５０％のときは０．５Ｖというように、調光信号１０のパルス幅が１００％からＹ％の範囲の場合には調光信号１０のパルス幅に比例した直流電圧となる。そして、調光信号１０のパルス幅がＹ％以下の場合は、基準電圧値は、Ｙ×０．０１Ｖの一定値になる。

このように調光信号１０が入力される調光信号処理部１１の働きにより、調光信号１０のパルス幅が１００％のときは基準電圧が１Ｖとなるため、負荷部７に流れる出力電流Ｉｏは０．５（Ａ）（＝１Ｖ÷１Ω÷２）となり、これが最大出力電流になる。そして、調光信号１０のパルス幅を１００％から次第に減少させると、それに比例して基準電圧値も低下するため、出力電流Ｉｏも調光信号１０のパルス幅に比例して減少させることができる。さらに、調光信号１０のパルス幅がＹ％以下の場合には、基準電圧値がＹ×０．０１Ｖで固定されるため、出力電流値ＩｏはＹ×０．０１÷２（Ａ）で固定となり、これが最小出力電流になる。

以上のように、本実施形態に係るスイッチング電源回路１ａでは、調光信号１０のパルス幅に応じた基準電圧生成信号ＳＧを基準電圧生成回路５に出力する調光信号処理部１１を備えたことにより、調光信号１０のパルス幅に比例した出力電流Ｉｏを得ることができる。また、上述の図４に示した例では、調光信号処理部１１によって最小出力電流（Ｙ％）を設定することもできる。

なお、本実施形態の説明では、調光信号１０をパルス信号としたが、パルス信号に限定されるものではなく、例えば、調光信号を直流電圧として、この直流電圧の大きさに比例した基準電圧値を生成するようにしてもよい。

（第３実施形態）
図５は、本発明の第３実施形態に係るスイッチング電源回路１ｂを示す回路構成図である。図５において、図１，図２と共通する構成部分には同一符号を付している。以下では、第１，２実施形態に係るスイッチング電源回路１，１ａと共通する構成部分の説明は適宜省略して、主として相違点について説明する。

図５に示すスイッチング電源回路１ｂでは、第２実施形態で示した構成要素の他、負荷部７に流れる出力電流を調整するための調光信号１０に基づいてスイッチング制御回路３の動作モードを切り替えるための切り替えパルス信号ＳＰをスイッチング制御回路３に出力する調光信号処理部１１を備えている。

スイッチング制御回路３は、動作モードとして２つの動作モードを備えている。
第１の動作モードでは、第１実施形態で説明した電流検出回路４の検出結果に基づくターンオフ信号と、ゼロ電圧検出回路９の検出結果に基づくターンオン信号とによりスイッチング素子Ｑ１をオン／オフ動作させる。

第２の動作モードでは、ターンオフ動作は第１の動作モードと同じく電流検出回路４の検出結果に基づくが、ターンオン動作についてはゼロ電圧検出回路９の検出結果には基づかず、スイッチング制御回路３の内部で生成された一定のスイッチング周波数Ｔｓに基づくタイミングのターンオン信号でスイッチング素子Ｑ１のターンオン動作を行う。尚、スイッチング周波数Ｔｓは、スイッチング電源回路１ｂの動作範囲内において、インダクタＬ１が常に電流不連続モードで動作するように十分に大きな周期に設定されている。

図６および図７を用いて、スイッチング電源回路１ｂの動作について、具体的に説明する。図６は、スイッチング制御回路３の各動作モードにおけるインダクタ電流ＩＬの波形を模式的に示す波形チャートであり、（ａ）は、第１の動作モードにおける波形チャート、（ｂ）は、第２の動作モードにおける波形チャートである。また、図７は、スイッチング電源回路１ｂの各動作モードにおける主要部の信号波形を模式的に示す波形チャートである。

図６（ａ）に示すように、第１の動作モードでは、第１実施形態にて説明したように、電流検出回路４で検出された電圧が基準電圧（ピーク電流Ｉｐに対応）を超えるとスイッチング素子Ｑ１がターンオフし、その後、インダクタ電流ＩＬが減少してゼロになると、補助巻線８を介してゼロ電圧検出回路９が動作し、スイッチング素子Ｑ１が再びターンオンする動作を繰り返す。このとき、負荷部７に流れる出力電流ＩｏはＩｐ／２に等しい。

また、図６（ｂ）に示すように、第２の動作モードでは、電流検出回路４で検出された電圧が基準電圧（ピーク電流Ｉｐに対応）を超えるとスイッチング素子Ｑ１がターンオフし、その後、インダクタ電流ＩＬが減少してゼロになる。しかし、第２の動作モードではゼロ電圧検出回路９の動作を無視し、スイッチング制御回路３の内部で生成された一定のスイッチング周期Ｔｓに基づくタイミングのターンオン信号でスイッチング素子Ｑ１がオンする。

図７では、調光信号処理部１１から出力される切り替えパルス信号ＳＰと、それに伴うインダクタ電流ＩＬ及び出力電流Ｉｏの波形を模式的に示している。尚、説明の都合上、切り替えパルス信号ＳＰがハイ（Ｈｉｇｈ）のときを第１の動作モード、ロー（Ｌｏｗ）のときを第２の動作モードと仮定する。

切り替えパルス信号ＳＰがハイのときには、スイッチング制御回路３が第１の動作モードで動作するため、インダクタ電流ＩＬは連続的な三角波となり、出力電流Ｉｏはピーク電流値をＩｐとするとＩｐ／２となる。一方、切り替えパルス信号ＳＰがローの場合には、スイッチング制御回路３は第２の動作モードで動作するため、インダクタ電流ＩＬは三角波１パルス分が設定スイッチング周期Ｔｓ毎に表れる波形となり、この期間では出力電流Ｉｏは第１の動作モードのときよりも低い状態になる。従って、切り替えパルス信号ＳＰがハイの期間の割合を変化させることにより、出力電流Ｉｏの平均値を調整することができ、ハイの期間の割合が短いほど、出力電流Ｉｏを小さくすることができる。

結果として、第１の動作モードでは、インダクタ電流ＩＬが連続的に流れるのに対して、第２の動作モードでは、インダクタ電流ＩＬがスイッチング周期Ｔｓの間隔で間欠的に流れる。スイッチング周波数Ｔｓは、インダクタＬ１が常に電流不連続モードで動作するように十分大きな値に設定されているため、第２の動作モードではスイッチング動作を休止する期間が多くなり、出力電流Ｉｏは第１の動作モードよりも低下する。

以上の特性を利用して、第１の動作モードのみで動作させる場合には、第２実施形態と同様に、調光信号１０に基づいた基準電圧を生成することにより、出力電流値そのものを調整することができる。同時に、調光信号１０に基づいて第１の動作モードと第２の動作モードを交互に切り替える切り替えパルス信号ＳＰを調光信号処理部１１からスイッチング制御回路３に出力することにより、パルスモードでの出力電流値の調整が可能になる。

以上のように、本実施形態に係るスイッチング電源回路１ｂでは、スイッチング制御回路３に第１及び第２の動作モードを備え、調光信号１０に基づき基準電圧生成信号ＳＧを基準電圧生成回路５に出力し、かつ切り替えパルス信号ＳＰをスイッチング制御回路３に出力する調光信号処理部１１を備えたことにより、負荷部７に流れる出力電流Ｉｏを、電流値そのもの及びパルスモードの両方で調整可能になる。

図８は、本発明の第３実施形態に係る調光信号１０および調光信号処理部１１の具体的な動作例を説明する図であり、（ａ）は、調光信号１０のパルス幅と基準電圧生成信号ＳＧのパルス幅との関係を示すグラフ、（ｂ）は、調光信号１０と切り替えパルス信号ＳＰのパルス幅との関係を示すグラフ、（ｃ）は、調光信号１０のパルス幅と出力電流Ｉｏとの関係を示すグラフである。

本動作例では、本実施形態に係る図５で示した回路構成において、調光信号処理部１１には調光信号１０に対して第１及び第２の設定点が設けられており、出力電流Ｉｏの最大値を示す調光点から第１の設定点までの範囲の調光信号１０が入力されているときには、この調光信号１０が示す出力電流値に対応した基準電圧を生成するための基準電圧生成信号ＳＧを出力し、第１の設定点から出力電流の最小値を示す調光点までの範囲の調光信号１０が入力されているときには、常に第１の設定点が示す出力電流値に対応した基準電圧を生成するための基準電圧生成信号ＳＧを出力する一方、出力電流Ｉｏの最大値を示す調光点から第２の設定点までの範囲の調光信号が入力されているときには、常に第１の動作モードでスイッチング動作を行うための切り替えパルス信号ＳＰを出力し、第２の設定点から出力電流の最小値を示す調光点までの範囲の調光信号１０が入力されているときには、第１の動作モードと第２の動作モードを交互に切り替える切り替えパルス信号ＳＰを出力することにより、出力電流Ｉｏの制御を行う。

本動作例について、図５及び図８を用いて詳細に説明する。尚、説明をわかりやすくするため、調光信号１０をハイ（Ｈｉｇｈ）＝１Ｖ、ロー（Ｌｏｗ）＝０Ｖのパルス信号として、パルス幅１００％（常にハイ）のときを最大出力電流として、このパルス幅の大きさに概略比例した出力電流Ｉｏを出力するものとする。また、切り替えパルス信号ＳＰがハイのときを第１の動作モード、ローのときを第２の動作モードとする。また、第１および第２の設定点をそれぞれ調光信号１０のパルス幅が３０％のときとする。

また、図８（ａ）に示すように、調光信号処理部１１は調光信号１０のパルス幅が１００％（最大出力電流）から３０％（第１の設定点）の範囲の場合は調光信号１０のパルス波形をそのまま基準電圧生成回路５に出力し（図中のＧ−Ｈ）、調光信号１０のパルス幅が３０％以下の場合は常にパルス幅３０％のパルス波形を基準電圧生成回路５に出力するものとする（図中のＨ−Ｉ）。このとき、基準電圧生成回路５で生成される基準電圧は調光信号処理部１１からのパルス波形の平均値となり、調光信号１０のパルス幅が１００％のときは１Ｖ、５０％のときは０．５Ｖと、調光信号１０のパルス幅に比例した直流電圧となり、第１の設定点である調光信号１０のパルス幅が３０％以下のとき、基準電圧値は０．３Ｖの一定値になる。尚、電流検出回路４の抵抗素子４ａの抵抗値は１Ωとする。

さらに、図８（ｂ）に示すように、調光信号処理部１１は、調光信号１０のパルス幅が１００％（最大出力電流）から３０％（第２の設定点）の範囲では切り替えパルス信号ＳＰのパルス幅を１００％（ハイ）とし、常に第１の動作モードで動作させる（図中のＪ−Ｋ）ものとし、調光信号のパルス幅が３０％以下の場合は、調光信号１０のパルス幅に比例して直線的に切り替えパルス信号ＳＰのパルス幅を減少させ、調光信号１０のパルス幅が０％のとき、切り替えパルス信号ＳＰのパルス幅も０％とする（図中のＫ−Ｌ）。

以上のように電流検出回路４、基準電圧生成回路５、調光信号処理部１１を設定した場合、調光信号１０のパルス幅が１００％のときは基準電圧が１Ｖとなり、さらに第１の動作モードで動作しているため、負荷部３に流れる出力電流Ｉｏは０．５Ａ（＝１Ｖ÷１Ω÷２）となり、これが最大出力電流になる（図８（ｃ）のＭ点）。

また、図８（ｃ）に示すように、調光信号１０のパルス幅を１００％から次第に減少させると、それに比例して基準電圧値も低下するため、出力電流Ｉｏも調光信号１０のパルス幅に比例して減少する（図中のＭ−Ｎ）。そして、調光信号１０のパルス幅が第１の設定点（＝第２の設定点）である３０％以下になると、基準電圧は０．３Ｖで一定となり、これに換わって、切り替えパルス信号ＳＰのパルス幅が減少する。切り替えパルス信号ＳＰのパルス幅が減少すると、先に説明したように、出力電流Ｉｏは切り替えパルス信号ＳＰのパルス幅に略比例して減少する（図中のＮ−Ｐ）。

以上のように出力電流の制御方法を、電流値そのものを変えることによる制御（第１の動作モードのみ）と、パルスモードでの制御（第１及び第２の動作モードの繰り返し）で切り替えることには、下記の利点がある。すなわち、上述の第２実施形態で示したように、第１の動作モードだけで出力電流Ｉｏを調整する場合、基準電圧（すなわちピーク電流値Ｉｐ）が小さくなればなるほど、スイッチング周波数が高くなる。スイッチング周波数が高くなると、スイッチング損失の割合が増加し、また高周波ノイズが発生する恐れもある。それに対して、本実施形態のように、ある程度出力電流Ｉｏが小さくなったとき、さらに出力電流Ｉｏを小さくしたい場合には、基準電圧を一定にし、変わりにパルスモードで出力電流Ｉｏの調整を行えば、スイッチング周波数の上昇を抑えることができる。

なお、パルスモードで出力電流Ｉｏの調整を行うには、例えば、負荷部７またはスイッチング素子Ｑ１に直列に別のスイッチング素子を追加し、この追加した別のスイッチング素子のオン／オフ動作により、出力電流Ｉｏをパルス的に供給するという方法も考えられる。ただし、この場合には追加した別のスイッチング素子の抵抗成分により損失が発生するため、効率が低下する。従って、本実施形態のようにスイッチング制御回路３の動作モードの切り替えにより、パルスモードで出力電流の調整を行う方法には、効率改善という利点もある。

以上のように、本実施形態に係るスイッチング電源回路１ｂは、調光信号処理部１１に調光信号１０に対して第１及び第２の設定点を設けて、これらの設定点を基準に出力電流の調整方法を切り替えることにより、高効率かつ高周波ノイズの発生の少ないスイッチング電源回路を実現できる。

なお、上記の第3実施形態に係る回路動作の説明では、調光信号１０、調光信号処理部１１、基準電圧生成回路５、基準電圧生成信号ＳＧ、切り替えパルス信号ＰＧの回路構成及び形態を具体的に限定して説明したが、これらは上記の回路構成及び形態のみに限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で他の回路構成及び形態への変更が可能である。

（第１変形例）
図９は、本発明の第３実施形態の第１変形例に係るスイッチング電源回路１ｃを示す回路構成図である。図９において、図５と共通する構成部分には同一符号を付している。以下では、第１〜３実施形態に係るスイッチング電源回路１〜１ｂと共通する構成部分の説明は適宜省略して、主として相違点について説明する。

図９に示すスイッチング電源回路１ｃは、補助巻線８に並列に接続される整流平滑回路１３を備え、補助巻線８からの出力電圧を整流平滑回路１３により整流平滑して得られる直流電圧を、スイッチング制御回路３、基準電圧生成回路５、比較器６、ゼロ電圧検出回路９及び調光信号処理部１１とから成るスイッチング制御部１２の駆動用電圧として供給する。

整流平滑回路１３は、一例として、図９に示すように、２つのコンデンサ１３ａ，１３ｂと２つのダイオード１３ｃ，１３ｄとで構成される。この整流平滑回路１３では、入力電源電圧Ｖｉｎと補助巻線８の巻数比に比例した直流電圧がコンデンサ１３ｂに蓄えられ、これをスイッチング制御部１２の駆動用電圧として供給できる。スイッチング制御部１２の駆動用電源電圧としては、１０Ｖ〜１５Ｖが好適である。

なお、直流電圧源Ｖｄｃとしては、商用交流電源を整流平滑して得られる直流電圧、あるいは商用交流電源を昇圧および力率改善して得られる直流電圧を使用する場合が想定されるが、この場合、入力電圧Ｖｉｎは概略１３０Ｖ〜４００Ｖの範囲となる。もし、スイッチング制御部１２の駆動用電圧をこの入力電圧Ｖｉｎから得ようとした場合、電圧が高すぎるため、例えば、シリーズレギュレータで降圧して使用すると、電圧差に応じた損失が発生するため、スイッチング電源回路の効率が低下する。

これに対して、本変形例のように補助巻線８に並列に整流平滑回路１３を設けることによってスイッチング制御部１２の駆動用電圧を生成した場合、シリーズレギュレータよりも損失が小さいため、スイッチング電源回路の効率を改善することができる。

以上のように、本変形例に係るスイッチング電源回路１ｃは、補助巻線８に並列に接続される整流平滑回路１３を備え、補助巻線８からの出力電圧を整流平滑回路１３により整流平滑して得られる直流電圧を、スイッチング制御回路３、基準電圧生成回路５、比較器６、ゼロ電圧検出回路９及び調光信号処理部１１とから成るスイッチング制御部１２の駆動用電圧として供給することにより、スイッチング電源回路の効率を改善することができる。

なお、上記の説明では、整流平滑回路１３の回路構成を具体的に限定して説明したが、整流平滑回路１３は上記の回路構成のみに限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で他の回路構成への変更が可能である。また、本変形例は、第３実施形態に限定されるものではなく、第１，２実施形態、及び本発明の範囲内で想定される他の形態においても同様に適用可能である。

（第２変形例）
図１０は、本発明の第３実施形態の第２変形例に係るスイッチング電源回路１ｄを示す回路構成図である。図１０において、図５と共通する構成部分には同一符号を付している。以下では、第１〜３実施形態に係るスイッチング電源回路１〜１ｂと共通する構成部分の説明は適宜省略して、主として相違点について説明する。

図１０に示すスイッチング電源回路１ｄは、補助巻線８とゼロ電圧検出回路９との間に接続され、補助巻線８からの出力電圧を分圧する分圧回路と、ゼロ電圧検出回路９による０Ｖ付近の閾値電圧の検出タイミングを調節するための遅延回路とにより構成される分圧遅延回路１４を備えている。ここでは、上記の０Ｖ付近の閾値電圧は０Vに設定されているものとする。

図１０に示すように、分圧遅延回路１４は、２つの抵抗素子１４ａ，１４ｂとコンデンサ１４ｃで構成されている。２つの抵抗素子１４ａ，１４ｂのそれぞれの抵抗値をＲ１４ａ，Ｒ１４ｂとすると、分圧比は、Ｒ１４ｂ／（Ｒ１４ａ＋Ｒ１４ｂ）となり、遅延時間はおよそコンデンサ１４ｃの静電容量と抵抗素子１４ａ及び１４ｂの並列抵抗値の積になる。

次に、図１１を用いて、分圧遅延回路１４の動作と効果を説明する。図１１はスイッチング電源回路１ｄの主要部（インダクタ電流ＩＬ、インダクタ電圧ＶＬ及びスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ）の波形を模式的に示す波形チャートである。

図１に示すスイッチング電源回路１のように分圧遅延回路１４を備えていない場合、図２に示すように、インダクタ電圧ＶＬが正電圧からゼロになった時点（図中のＤａ点）で、補助巻線８及びゼロ電圧検出回路９の作用によりスイッチング素子Ｑ１がターンオンする。このとき、スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ（図中のＤｂ点）は極小値ではないため、ターンオン損失が発生する。

一方、スイッチング電源回路１ｄのように分圧遅延回路１４を備えている場合は、図１１に示すように、インダクタ電圧ＶＬが正電圧から０Ｖ（ゼロボルト）になったとき（図中のＤａ点）から、遅延時間を経てゼロ電圧検出回路９が動作するため、インダクタ電圧ＶＬが極小値のとき（図中のＰ点）にスイッチング素子Ｑ１がターンオンするように調整することができる。このとき、スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓも極小値のとき（図中のＱ点）にターンオンするため、スイッチング素子Ｑ１のターンオン損失が低減される。

また、分圧遅延回路１４がある場合、補助巻線８からの出力電圧を分圧することにより、ゼロ電圧検出回路９の動作により補助巻線８による検出電圧を好適な電圧レベルに調整することができる。

以上のように、本変形例に係るスイッチング電源回路１ｄは、補助巻線８とゼロ電圧検出回路９の間に接続され、補助巻線８からの出力電圧を分圧する分圧回路と、ゼロ電圧検出回路９によるゼロ電圧検出のタイミングを調節するための遅延回路とにより構成される分圧遅延回路１４を備えたことにより、スイッチング素子Ｑ１のターンオン損失を低減し、スイッチング電源回路の効率を改善することができる。また、補助巻線８による検出電圧を、ゼロ電圧検出回路９の動作により好適なレベルに調整することが可能になる。

なお、上記の説明では、分圧遅延回路１４の回路構成を具体的に限定して説明したが、分圧遅延回路１４は上記の回路構成のみに限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で他の回路構成への変更が可能である。また、本変形例は、第３実施形態に限定されるものではなく、第１，２実施形態、及び本発明の範囲内で想定される他の形態においても同様に適用可能である。

さらに、上記では、ゼロ電圧検出回路の０Ｖ付近の閾値電圧を０Vとして説明したが、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で０V以外の閾値電圧とすることも可能である。ただし、スイッチング素子Ｑ１の損失を抑制するために、０Vに近い−１Vから１Vの範囲内に閾値電圧を設定することがより好適である。

以上、本発明の代表的な実施形態について説明したが、本発明は上記の実施形態の回路構成のみに限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能である。

例えば、負荷部７は、負荷の種類を特に限定するものではなく、さまざまな負荷が接続可能であり、例えば、複数の発光ダイオード（ＬＥＤ）を直列に接続したＬＥＤモジュールなどが適用できる。

また、電流検出回路４、基準電圧生成回路５の回路構成は、第１〜３実施形態で示した回路に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で変更ができる。

また、第１〜第３実施形態に係るスイッチング電源回路１〜１ｄにおいて、スイッチング素子Ｑ１をＭＯＳＦＥＴとして説明したが、スイッチング素子Ｑ１これに限定されるものではなく、たとえば、バイポーラ型トランジスタを用いたものであってもよい。

１，１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄ：スイッチング電源回路、２：降圧コンバータ回路部、３：スイッチング制御回路、４：電流検出回路、５：基準電圧生成回路、６：比較器、７：負荷部、８：補助巻線、９：ゼロ電圧検出回路、１０：調光信号、１１：調光信号処理部、１２：スイッチング制御部、１３：整流平滑回路、１４：分圧遅延回路、Ｄ１:整流ダイオード、１３ｃ，１３ｄ：ダイオード、Ｌ１：インダクタ、Ｃ１：入力平滑コンデンサ、５ａ，１３ａ，１３ｂ，１４ｃ，：コンデンサ，４ａ，５ｂ，１４ａ，１４ｂ：抵抗素子、Ｑ１：スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）、Ｖｄｃ：直流電圧源、Ｖｉｎ：入力電圧、Ｖｏｕｔ：出力電圧、Ｉｏ：出力電流、ＩＬ：インダクタ電流、ＶＬ：インダクタ電流、ＳＧ：基準電圧生成信号、ＳＰ：切り替えパルス信号、Ｖｄｓ：ドレイン−ソース間電圧

Claims (8)

1. スイッチング素子とインダクタと整流ダイオードと出力平滑コンデンサとを含む降圧コンバータ回路部と、前記スイッチング素子に直列に接続されて前記スイッチング素子に流れる電流を電圧に変換して検出する電流検出回路と、前記スイッチング素子に流れるピーク電流の制限値の基準となる基準電圧を出力する基準電圧生成回路と、前記スイッチング素子をオン／オフ制御するスイッチング制御回路と、前記電流検出回路からの検出信号と前記基準電圧とを比較して前記検出信号が前記基準電圧を超えたときに前記スイッチング素子をオフするためのターンオフ信号を前記スイッチング制御回路に出力する比較器とを備え、直流電圧源からの電圧を入力して直流電力を負荷部に供給するスイッチング電源回路において、
   前記インダクタに結合されて前記インダクタに印加される電圧に比例した電圧を検出する補助巻線と、前記スイッチング素子がオン状態のときの前記補助巻線電圧の極性を負電圧としたとき、前記補助巻線から出力される補助巻線電圧を入力して前記補助巻線電圧が正電圧からゼロボルト付近の閾値電圧に達したときに前記スイッチング素子をオンするためのターンオン信号を前記スイッチング制御回路に出力するゼロ電圧検出回路とを備え、前記スイッチング制御回路は、前記ターンオン信号と前記ターンオフ信号に基づき前記スイッチング素子をオン／オフ制御する第１の動作モードを有することを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 前記負荷部に流れる出力電流を調整するための調光信号を入力し、前記調光信号に基づいた前記基準電圧を生成するための基準電圧生成信号を前記基準電圧生成回路に出力する調光信号処理部をさらに備えたことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
3. 前記スイッチング制御回路は、前記第１の動作モードに加えて、前記スイッチング素子を前記ターンオフ信号と前記スイッチング制御回路内で生成される一定のスイッチング周期に基づくタイミングのターンオン信号によりオン／オフ動作させる第２の動作モードを備え、
   前記調光信号処理部は、前記調光信号に基づいて前記第１の動作モードと前記第２の動作モードとを交互に切り替えるための切り替えパルス信号を前記スイッチング制御回路に出力し、前記第２の動作モードにおける前記スイッチング周期は、スイッチング電源回路の動作範囲内において、前記インダクタが電流不連続モードで動作する周期に設定されることを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源回路。
4. 前記調光信号処理部には、前記調光信号に対して第１及び第２の設定点が設定されており、前記出力電流の最大値を示す調光点から前記第１の設定点までの範囲の調光信号が入力されているときには、該調光信号が示す出力電流値に対応した基準電圧を生成するための前記基準電圧生成信号を出力し、前記第１の設定点から前記出力電流の最小値を示す調光点までの範囲の調光信号が入力されているときには、常に前記第１の設定点が示す出力電流値に対応した基準電圧を生成するための前記基準電圧生成信号を出力するとともに、
   前記出力電流の最大値を示す調光点から前記第２の設定点までの範囲の調光信号が入力されているときには、常に前記第１の動作モードでスイッチング動作を行うための前記切り替えパルス信号を出力し、前記第２の設定点から前記出力電流の最小値を示す調光点までの範囲の調光信号が入力されているときには、前記第１の動作モードと前記第２の動作モードを交互に切り替える前記切り替えパルス信号を出力して、前記調光信号に基づき前記第１の動作モードで動作している割合を変化させることにより前記出力電流の調節を行うことを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源回路。
5. 前記補助巻線に並列に接続される整流平滑回路を備え、前記補助巻線電圧を前記整流平滑回路により整流平滑して得られる直流電圧を、前記スイッチング制御回路と、前記調光信号処理部と、前記比較器と、前記基準電圧生成回路と、前記ゼロ電圧検出回路とを含むスイッチング制御部の駆動用電圧として供給することを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１つに記載のスイッチング電源回路。
6. 前記補助巻線と前記ゼロ電圧検出回路の間に接続され、前記補助巻線からの出力電圧を分圧する分圧回路と前記ゼロ電圧検出回路による前記ゼロボルト付近の閾値電圧の検出タイミングを調節するための遅延回路とにより構成される分圧遅延回路を備えたことを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１つに記載のスイッチング電源回路。
7. 前記降圧コンバータ回路部は、前記直流電圧源の正極側に前記整流ダイオードのカソード端子と前記負荷部の正極側が接続され、前記負荷部の負極側と前記整流ダイオードのアノード端子との間に前記インダクタが接続され、前記整流ダイオードと前記インダクタの接続点と前記直流電圧源の負極側との間に前記電流検出回路が直列接続された前記スイッチング素子が接続され、前記負荷部に対して並列に前記出力平滑コンデンサが接続されることにより構成されるローサイドスイッチング型の降圧コンバータ回路であることを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１つに記載のスイッチング電源回路。
8. 前記ゼロボルト付近の閾値電圧は−１Vから１Vまでの範囲内に設定されることを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１つに記載のスイッチング電源回路。

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