KR20060052420A - 스위칭 전원 제어용 반도체 장치 및 그것을 이용한 스위칭전원 장치 - Google Patents

스위칭 전원 제어용 반도체 장치 및 그것을 이용한 스위칭전원 장치 Download PDF

Info

Publication number
KR20060052420A
KR20060052420A KR1020050104583A KR20050104583A KR20060052420A KR 20060052420 A KR20060052420 A KR 20060052420A KR 1020050104583 A KR1020050104583 A KR 1020050104583A KR 20050104583 A KR20050104583 A KR 20050104583A KR 20060052420 A KR20060052420 A KR 20060052420A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
switching
circuit
power supply
switching element
reset detection
Prior art date
Application number
KR1020050104583A
Other languages
English (en)
Inventor
테츠지 야마시타
Original Assignee
마츠시타 덴끼 산교 가부시키가이샤
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 마츠시타 덴끼 산교 가부시키가이샤 filed Critical 마츠시타 덴끼 산교 가부시키가이샤
Publication of KR20060052420A publication Critical patent/KR20060052420A/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0032—Control circuits allowing low power mode operation, e.g. in standby mode
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

본 발명은 스위칭 전원의 경부하시의 소비 전력을 더욱 삭감하고, 전원의 효율을 더욱 개선할 수 있는 스위칭 전원 제어용 반도체 장치를 제공한다. 스위칭 소자에 의한 간헐 스위칭 동작 중에 간헐 정지시 트랜스 리셋 검출 시간 설정 회로에 의한 설정 시간 내에 경부하시 검출 회로로부터 복귀 신호의 출력이 있었던 경우에는, 그 복귀 신호 출력 후의 트랜스 리셋 검출 회로로부터의 트랜스 리셋 신호의 타이밍에 스위칭 소자에 의한 스위칭 동작을 재개하고, 간헐 정지시에 트랜스 리셋 검출 시간 설정 회로에 의한 설정 시간 후에 경부하시 검출 회로로부터 복귀 신호의 출력이 있었던 경우에는, 그 복귀 신호의 출력 타이밍만에 의해 트랜스 리셋 신호에 관계없이 스위칭 소자에 의한 스위칭 동작을 재개한다.
트랜스, I-V 변환기, 간헐 동작, 반도체 장치

Description

스위칭 전원 제어용 반도체 장치 및 그것을 이용한 스위칭 전원 장치{SEMICONDUCTOR DEVICE FOR SWITCHING POWER SUPPLY CONTROL AND SWITCHING POWER SUPPLY DEVICE USING IT}
도 1은 본 발명의 실시형태 1의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치의 일구성예를 도시한 회로도이다.
도 2는 동 실시형태 1의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치를 구비한 스위칭 전원 장치의 일구성예를 도시한 회로도이다.
도 3은 동 실시형태 1의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치에 있어서의 기준 전압원의 동작을 설명하기 위한 타임 차트이다.
도 4는 동 실시형태 1의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치에 있어서의 기준 전압원의 내부 회로의 일구성예를 도시한 회로도이다.
도 5는 동 실시형태 1의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치 및 그 스위칭 전원 제어용 반도체 장치를 구비한 스위칭 전원 장치의 동작을 설명하기 위한 타임 차트이다.
도 6은 동 실시형태 1의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치에 있어서의 정격 부하시의 스위칭 개시 동작을 도시한 파형도이다.
도 7은 동 실시형태 1의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치에 있어서의 대기 상태 (1)의 스위칭 개시 동작을 도시한 파형도이다.
도 8은 동 실시형태 1의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치에 있어서의 대기 상태 (2)의 스위칭 개시 동작을 도시한 파형도이다.
도 9는 동 실시형태 1의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치에 있어서의 트랜스 리셋 검출 시간 설정 회로의 일구성예를 도시한 회로도이다.
도 10은 본 발명의 실시형태 2의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치의 일구성예를 도시한 회로도이다.
도 11은 동 실시형태 2의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치를 구비한 스위칭 전원 장치의 일구성예를 도시한 회로도이다.
본 발명은 스위칭 전원의 출력 전압을 스위칭 동작에 의해 제어하는 스위칭 전원 제어용 반도체 장치 및 그것을 이용한 스위칭 전원 장치에 관한 것이다.
종래부터 가전 제품 등의 일반 가정용 기기에는, 그 전원 장치로서 소비 전력의 저감화에 의한 전력 효율의 향상 등의 목적 때문에 반도체(트랜지스터 등의 스위칭 소자)에 의한 스위칭 동작을 이용하여 출력 전압을 제어(안정화 등)하는 스위칭 전원 제어용 반도체 장치를 갖는 스위칭 전원 장치가 널리 이용되고 있다.
특히 최근에는, 또한 지구 온난화 방지 대책의 견지로부터 가전 제품 등의 기기에 있어서는 그것들의 동작 대기(스탠바이)시에 있어서의 소비 전력 삭감이 주 목되어, 스탠바이시에 있어서의 소비 전력이 보다 낮은 스위칭 전원 장치가 강하게 요구되고 있다.
이 요구에 응하기 위하여, 예를 들면, 기기의 통상 동작 상태(통상 모드)에 있어서의 정격 부하시에 전원 공급하기 위한 주전원용의 스위칭 전원 장치와, 그것과는 별개로 독립시켜서 기기의 대기 동작 상태(대기 모드)에 있어서의 스탠바이시에 전원 공급하기 위한 스탠바이 전용의 스위칭 전원 장치를 설치하고, 기기의 스탠바이시에는 스탠바이 전용의 스위칭 전원 장치로부터 전원 공급하고, 정격 부하시에는 주전원용의 스위칭 전원 장치로부터 전원 공급하도록, 기기의 동작 모드에 의해 2개의 스위칭 전원 장치를 구분하여 사용하는 전원 시스템 등이 개발되어 있다.
이 전원 시스템에서는 2개의 스위칭 전원 장치(컨버터)를 필요로 하기 때문에, 스위칭 전원 제어용 반도체 장치 등을 포함하는 회로 전체의 가격이 높아진다고 하는 결점이 있었다. 따라서, 가격을 억제하지 않으면 안되는 요청이 강한 경우 등에는, 1개의 스위칭 전원 장치(컨버터)로 구성할 수 있는 전원 시스템을 채용하는 것이 많았다. 이 경우, 이 스위칭 전원 장치로서는 전원의 효율 및 노이즈의 면으로부터 부분 공진형이 많이 이용될 수 있었다.
그러나, 상기와 같은 스위칭 전원 제어용 반도체 장치에서는 대기시 등의 경부하시에는 스위칭 소자에 흐르는 전류는 저감되도록 되어 있지만, 스위칭 전원 제어용 반도체 장치의 내부 회로 전류는 트랜스를 통하여 항상 공급할 필요가 있다. 따라서, 스위칭 소자에 흐르는 전류를 포함하여 스위칭 전원에 흐르는 전류를 영으 로 할 수는 없기 때문에, 무부하시에도 어떤 크기의 전류가 흐른다. 따라서, 무부하시에도 스위칭 소자에서의 스위칭 동작에 의해 손실이 발생하게 되고, 부하가 가벼워질수록 이 스위칭 소자에서의 손실의 비율이 크게 된다. 그 결과, 스위칭 전원의 전력 효율이 저하하기 때문에, 전원의 대기시의 성(省)전력화라고 하는 요망을 실현할 수 없다고 하는 문제가 있다.
이와 같이, 부분 공진형의 스위칭 전원 장치에서는 일반적으로 경부하시에는 발진 주파수가 높아지기 때문에, 스위칭 손실이 대단히 커지고 대기 모드(스탠바이 모드)의 전원 효율이 저하한다고 하는 문제점 등이 있다.
상기와 같은 스탠바이 모드에 있어서의 전원 효율의 저하 문제에 대한 해소안[예를 들면, 일본 특허 공개 공보(특허 공개 제 2002-315333호)를 참조]으로서 전원의 ２차측 부하 상태를 마이크로 컴퓨터에 의해 검출하고, 그 신호를 받아 대기 모드에 이행하고, 피드백 제어에 의해 상용 주파수에 의거하여 간헐 발진하는 제어 기술을 받아들이고 있다. 이 경우에는, 대기 모드시에 있어서의 전원 효율을 개선하기 위하여, 경부하가 되어 출력 전압이 상승하여 소정치 이상이 되면 스위칭 소자에 의한 스위칭 동작을 정지하고, 그 후 출력 전압이 하강하여 소정치 이하가 되면 스위칭 소자에 의한 스위칭 동작을 재개하도록, 마이크로 컴퓨터에 의해 피드백 제어를 행하고 있다.
그러나, 상기와 같은 종래의 스위칭 전원 장치에서는 경부하시의 스위칭 동작 간헐시의 발진 주파수는 부하 상태에 관계없이 일정하게 되어 있기 때문에, 경부하시에 있어서의 스위칭 소자의 전류 손실을 충분히 저감할 수 없고, 대기 모드 를 포함하는 광범위한 부하 영역에서 충분히 높은 전력 효율을 얻을 수도 없기 때문에, 저가격화 및 스위칭 전원의 고효율화를 방해하고 있다.
본 발명은 상기 종래의 문제점을 해결하는 것으로, 경부하시에 있어서의 스위칭 소자의 전류 손실을 저감하여 경부하시에 있어서의 소비 전력을 더욱 삭감할 수 있고, 대기 모드를 포함하는 광범위한 부하 영역에서 충분히 높은 전력 효율을 용이하게 얻을 수 있고, 저가격으로 스위칭 전원의 전원 효율을 더욱 개선할 수 있는 스위칭 전원 제어용 반도체 장치를 제공한다.
상기 과제를 해결하기 위하여, 본 발명의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치는 직류 입력 전압을 트랜스의 1차 권선을 통하여 스위칭 소자에 인가하고, 스위칭 소자의 스위칭 동작에 의해 트랜스의 ２차 권선에 발생된 교류 전류를 정류 평활하여 얻어진 직류 전압을 제어하여, 부하에 전력 공급하는 스위칭 전원 장치에 이용되어, 스위칭 소자의 스위칭 동작을 제어하기 위한 스위칭 전원 제어용 반도체 장치로서, 트랜스의 ３차 권선에 발생된 교류 전압으로부터 스위칭 소자의 스위칭 동작에 의해 발생하는 트랜스의 리셋 상태를 검출하여, 그 리셋 상태를 나타내는 트랜스 리셋 검출 신호를 출력하는 트랜스 리셋 검출 회로; 트랜스의 ２차 권선에 발생된 교류 전류에 의거하여 직류 전압의 변화를 나타내는 제어 전류의 전류치를 전압으로 변환하는 I-V 변환기; 및 I-V 변환기로부터의 출력 전압의 변화에 의거하여 부하로의 전력 공급의 크기를 나타내는 부하 상태로서 경부하시를 검출한 경우에 스위칭 소자에 의한 스위칭의 간헐 동작을 제어하기 위한 제어 신호를 출력하는 경부하시 검출 회로를 갖는 제어 회로를 구비하고; 트랜스 리셋 검출 회로로부터의 트랜스 리셋 검출 신호, 및 경부하시 검출 회로로부터의 제어 신호에 의거하여 스위칭 소자의 제어 전극을 구동하고 간헐 동작을 제어하고 있고; 경부하시 검출 회로를 I-V 변환기로부터의 출력 전압이 상기 경부하시를 검출하기 위한 경부하시 검출 하한 전압보다도 작아졌을 때에, 스위칭 소자의 스위칭 동작을 정지하고, I-V 변환기로부터의 출력 전압이 상기 경부하시를 검출하기 위한 경부하시 검출 상한 전압보다도 커졌을 때에, 스위칭 소자의 스위칭 동작을 재개하도록 간헐 동작을 제어하기 위한 제어 신호를 출력하도록 구성하고; 제어 회로에 경부하시 검출 회로로부터의 제어 신호에 의한 스위칭 동작 정지 타이밍을 기점으로서 트랜스 리셋 검출 회로로부터의 트랜스 리셋 검출 신호의 유효 기간으로 하는 시간을 설정하는 트랜스 리셋 검출 시간 설정 회로, 및 트랜스 리셋 검출 시간 설정 회로의 트랜스 리셋 검출 설정 시간과 경부하시 검출 회로로부터의 제어 신호에 의한 스위칭 동작 재개의 각 타이밍 전후 관계에 의거하여 스위칭 동작 재개시에 있어서의 스위칭 온 타이밍을 제어하는 스위칭 온 제어 수단을 설치하고, 스위칭 온 제어 수단을 트랜스 리셋 검출 시간 설정 회로에 의한 트랜스 리셋 검출 설정 시간 이내에 경부하시 검출 회로로부터 스위칭 동작 재개를 나타내는 제어 신호의 출력이 있었던 경우에는, 그 제어 신호 출력 후의 트랜스 리셋 검출 회로로부터의 트랜스 리셋 검출 신호의 타이밍에서 스위칭 동작 재개시에 있어서의 스위칭을 온하도록 구성된 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치는 스위칭 온 제어 수단을 트랜스 리셋 검출 시간 설정 회로에 의한 트랜스 리셋 검출 설정 시간 후에 경부하시 검출 회로로부터 스위칭 동작 재개를 나타내는 제어 신호의 출력이 있었던 경우에는, 그 제어 신호의 출력 타이밍만으로 스위칭 동작 재개시에 있어서의 스위칭을 온하도록 구성된 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치는 트랜스 리셋 검출 시간 설정 회로의 트랜스 리셋 검출 설정 시간이 상기 스위칭 동작 정지 기간에 있어서의 상기 스위칭 소자의 드레인 전압 파형을 기초로 사용 부하에 따른 최적의 시간으로서 결정되도록 구성된 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치는 트랜스 리셋 검출 시간 설정 회로의 트랜스 리셋 검출 설정 시간 후에 있어서의 상태 유지가 스위칭 소자의 제어 전극을 구동하는 출력 신호의 타이밍에서 리셋되도록 구성된 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치는 트랜스 리셋 검출 시간 설정 회로가 트랜스 리셋 검출 설정 시간이 콘덴서의 용량치에 의해 설정되어, 트랜스 리셋 검출 설정 시간의 타이밍이 RS 플립 플롭을 통하여 출력되도록 구성된 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치는 트랜스 리셋 검출 시간 설정 회로의 트랜스 리셋 검출 설정 시간을 임의로 설정하기 위한 시간 변경용 단자를 설치하도록 구성된 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치는 시간 변경용 단자와 그라운드 사이에 트랜스 리셋 검출 시간 설정 회로의 트랜스 리셋 검출 설정 시간을 임의로 설정하기 위한 콘덴서를 접속한 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치는 스위칭 소자와 제어 회로를 동일한 반도체 기판상에 집적화하고, 반도체 기판상에 적어도 입력 전압을 트랜스의 1차 권선을 통하여 스위칭 소자에 입력하기 위한 스위칭 소자 입력 단자; 스위칭 소자의 스위칭 동작에 의해 얻어진 스위칭 전류를 출력하기 위한 스위칭 소자 출력 단자; 제어 회로에 스위칭 소자의 스위칭 동작에 의해 트랜스의 ３차 권선에 발생된 전류에 의거하여 직류 전압을 공급하기 위한 전원 단자; 스위칭 소자에 의한 스위칭의 간헐 동작을 제어하는 제어 신호를 입력하기 위한 제어 단자; 및 트랜스 리셋 검출 회로에 트랜스 리셋 검출용의 신호를 인가하기 위한 트랜스 리셋 검출용 단자를 외부 접속 단자로서 설치한 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 스위칭 전원 장치는 직류 입력 전압을 트랜스의 1차 권선을 통하여 스위칭 소자에 인가하고, 스위칭 소자를 스위칭 전원 제어용 반도체 장치로 제어하여 스위칭 동작을 행하는 것보다, 트랜스의 ２차 권선에 발생된 교류 전류를 정류 평활하여 얻어진 직류 전압을 제어하여, 부하에 전력 공급하는 것을 특징으로 한다.
이상에 의해, 간헐 동작의 정지 기간에 미리 설정된 트랜스 리셋 검출 시간 설정 회로의 설정 시간 이내로 경부하시 검출 회로로부터 복귀 제어 신호가 출력된 경우에는, 그 복귀 제어 신호 출력 후의 트랜스 리셋 검출 신호 파형의 타이밍에서 스위칭 소자가 온하도록 제어함으로써 경부하시에 있어서의 간헐 스위칭 동작 중의 공진용 콘덴서에 의한 스위칭 전력 손실을 경감할 수 있다.
그 때문에, 경부하시에 있어서의 스위칭 소자의 전류 손실을 저감하여 경부하시에 있어서의 소비 전력을 더욱 삭감할 수 있고, 대기 모드를 포함하는 광범위한 부하 영역에서 충분히 높은 전력 효율을 용이하게 얻을 수 있고, 저가격으로 스위칭 전원의 전원 효율을 더욱 개선할 수 있다.
이하, 본 발명의 실시형태를 나타내는 스위칭 전원 제어용 반도체 장치에 대하여 도면을 참조하면서 구체적으로 설명한다.
(실시형태 1)
본 발명의 실시형태 1의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치를 설명한다.
도 1은 본 실시형태 1의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치의 일구성예를 도시한 회로도이다. 도 2는 본 실시형태 1의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치를 구비한 스위칭 전원 장치의 일구성예를 도시한 회로도이다.
도 1에 도시된 스위칭 전원 제어용 반도체 장치(51)에는 제어 단자(50)로부터 유출되는 전류를 I-V 변환기(29)에 의해 전압 변환된 출력 전압(VEAO)이 주어지는 경부하시 검출 회로(32)가 설치되어 있다. 이 경부하시 검출 회로(32)에는 경부하시 검출용 비교기(30)가 설치되어 있다. 경부하시 검출용 비교기(30)의 마이너스 입력으로서는 I-V 변환기(29)로부터 출력되는 출력 전압(VEAO)이 주어져 있고, 플러스 입력으로서는 기준 전압원(31)으로부터 출력되는 기준 전압(VR)이 주어져 있다. 경부하시 검출용 비교기(30)는 입력되는 출력 전압(VEAO)과 기준 전압(VR)을 비교하여 출력 전압(VEAO)이 기준 전압(VR)을 하회한 경우에, 소정의 출력 신호(VO1)를 인버터(33)를 통하여 AND 회로(17,19) 및 간헐 정지시에 그 타이밍을 기점으로서 트랜스 리셋 검출 회로(13)로부터의 트랜스 리셋 검출 신호의 유효 기간이 되는 시간을 설정하는 트랜스 리셋 검출 시간 설정 회로(52)에 출력하도록 되어 있다. 또한, 경부하시 검출용 비교기(30)의 출력 신호(VO1)는 기준 전압원(31)에도 주어져 있고, 기준 전압원(31)은 경부하시 검출용 비교기(30)의 출력 신호(VO1)를 받아서 출력 전압(VR)이 변화하도록 되어 있다.
AND 회로(19)에는 트랜스 리셋 검출 단자(49)의 전압을 검출하여 트랜스 리셋 검출 회로(13)로부터 출력되는 트랜스 리셋 검출 신호가 클럭 신호로서 다른 입력 신호로서 주어져 있고, AND 회로(19)의 출력이 원 샷 펄스(one shot pulse) 형태의 트랜스 리셋 펄스를 발생하는 트랜스 리셋 펄스 발생 회로(21)에 주어져 있다. 경부하시 검출시, 즉, 스위칭 소자(1)의 정지시에는 그 정지 시간에 의해 공진 동작의 진폭이 작아져 트랜스 리셋 신호를 검출할 수 없게 될 우려가 있기 때문에, 트랜스 리셋 펄스 발생 회로(21)가 기능하지 않도록 되어 있다.
또한, 경부하시 검출 비교기(30)의 출력(VO1)은 인버터(33) 및 AND 회로(17)를 통하여 간헐 종료 펄스 발생 회로(20)에 입력되어 있지만, 정지 기간 종료 후, 간헐 종료 펄스 발생 회로(20)의 출력이 OR 회로(34)로 입력되고, 그 출력 신호는 RS 플립 플롭(35)의 세트 신호로서 입력된다. RS 플립 플롭(35)의 출력 신호는 NAND 회로(44)에 입력되고, 그 출력은 게이트 드라이버(45)를 통하여 스위칭 소자(파워 MOSFET)(1)의 게이트에 출력된다. 이와 같이, 경부하시 검출 비교기(30)에 의 해 대기 상태인 경부하 상태를 검출하면, 트랜스 리셋 검출 회로(13)를 동작하지 않도록 하고, 간헐 종료 펄스 발생 회로(20)의 출력 신호에 의해 스위칭 소자(1)의 스위칭을 재개시키도록 스위칭 제어된다.
이 스위칭 전원 제어용 반도체 장치(51)에서는 파워 MOSFET 등에 의한 스위칭 소자(1)와, 스위칭 소자(1)의 스위칭 제어를 행하기 위한 제어 회로가 동일한 반도체 기판상에 집적화되어 있고, 스위칭 소자(1)의 입력 단자(46)와 출력 단자(47), 스위칭 전원 제어용 반도체 장치(51)의 기동 전압 검출용 단자 및 제어 회로의 전원 단자(48), 제어 신호를 입력하기 위한 제어 단자(50), 트랜스(1O3)의 바이어스 권선(３차 권선) 전압 검출용 단자(트랜스 리셋 검출 단자)(49)의 5단자로 구성되어 있다.
레귤레이터(regulator)(6)는 스위칭 소자(1)의 입력 단자(46), 기동 전압 검출용 단자(48) 및 제어 회로 및 게이트 드라이버용 기준 전원(내부 회로 기준 전원)(8)과의 사이에 접속되어 있고, 스위칭 소자(1)의 입력 단자(46)의 전압이 일정치 이상으로 된 때에 스위칭 전원 제어용 반도체 장치(51)의 내부 회로 전류를 공급하여, 비교기(9)에 의해 스위칭 전원 제어용 반도체 장치(51)의 제어 회로 및 게이트 드라이버 기준 전원(8)의 전압이 일정치로 되도록 제어하고 있다.
기동/정지 회로용 비교기(7)의 출력은 NAND 회로(44)에 입력되어 그 출력 신호는 게이트 드라이버(45)를 통하여 스위칭 소자(1)의 게이트에 출력되고, 단자(48)의 전압의 크기에 의해 스위칭 소자(1)의 발진 및 정지를 제어하고 있다.
22는 클램프 회로이며 제어 단자(50)에 접속되어 있고, 스위칭 전원 제어용 반도체 장치(51)의 외부에 포토 트랜지스터(110) 등이 접속되기 때문에, 일정 전위로 설정되어 있다.
29는 I-V 변환기이며 제어 단자(50)로부터 유출되는 전류를 전압으로 내부 변환한다. 트랜스(103)의 바이어스 권선(103c)의 전압을 검출하는 단자(49)에는 하이 사이드 클램프 회로(12) 및 로우 사이드 클램프 회로(11)가 접속되어, 스위칭 전원 제어용 반도체 장치(51)의 내부로 입력되는 전압을 제한하고 있다. 단, 이들 클램프 회로는 반드시 필요하다고 하는 의미는 아니다. 또한, 단자(49)에는 트랜스 리셋 검출 회로(13)가 접속되어 있고, 원 샷 펄스(트랜스 리셋 펄스) 발생 회로(21)에 의해 스위칭 소자(1)의 턴 온 신호의 타이밍을 결정하고 있다.
10은 스타트 펄스(기동 펄스) 발생 회로이며, 비교기(7)의 출력 신호, 즉 기동 신호에 의해 출력을 발생하고, OR 회로(34)를 통하여 RS 플립 플롭(35)의 세트 단자에 입력되어, 그 출력(Q)은 NAND 회로(44)에 입력된다.
기동 후는 스타트 펄스 신호 그리고 통상 동작 중은 원 샷(트랜스 리셋) 펄스 신호에 의해 OR 회로(34)를 통하여 RS 플립 플롭(35)의 출력 신호(Q)가 H가 되고 스위칭 소자(1)를 턴 온 상태로 한다.
스위칭 소자(1)가 온된 후, 스위칭 소자(1)에 흐르는 전류와 스위칭 소자(1)의 온 저항에 의한 전압, 즉 온 전압이 드레인 전류 검출용 비교기(41)의 플러스측에 입력되어, 이 전압이 마이너스측의 전위보다도 높아진 때에 온 시 블랭킹(blanking) 펄스 발생 회로(42)와의 AND 회로(43)를 통하여, RS 플립 플롭(35)의 리셋 신호로서 입력되어 스위칭 소자(1)는 턴 오프된다. 즉, 스위칭 소자(1)의 온 저항을 검출함으로써 드레인 전류의 제한을 행하고 있다.
또한, 드레인 전류 검출용 비교기(41)의 마이너스측에는 클램프 회로(36)와 제어 단자(50)로부터 유출되는 전류에 대응하여 I-V 변환기(29)에 의해 내부 변환된 출력 전압(VEAO)에 의거하여, 정전류원(37) 및 P형 MOSFET(38)에 의해 생성된 전압이 인가되어 있고, 클램프 회로(36)에서 드레인 전류의 상한(최대 드레인 전류)을 제한하여 I-V 변환기(29)로부터의 출력 전압(VEAO)의 레벨에 의해 스위칭 소자(1)의 드레인 전류를 변화시킬 수 있다. 즉, 제어 단자(50)로부터의 유출 전류가 증가한 만큼 I-V 변환기(29)의 출력 전압(VEAO)이 저하하기 때문에, 드레인 전류 검출용 비교기(41)의 마이너스측의 전위가 저하하고, 그 결과로서 스위칭 소자(1)의 드레인 전류는 저하하게 된다.
이와 같이, 제어 단자(50)로부터의 유출 전류에 따라서 I-V 변환기(29)에 의해 전압 변환된 출력 전압(VEAO)과, 단자(49)에 인가된 트랜스(103)의 바이어스 권선(103c)의 전압 파형으로부터 트랜스 리셋 검출 회로(13)가 검출된 스위칭 소자(1)의 턴 온 타이밍 신호에 의거하여, 트랜스 리셋 펄스 발생 회로(21)가 발생된 원 샷 펄스 신호에 의해 스위칭 소자(1)의 온/오프 기간은 결정된다.
이 스위칭 전원 장치에서는 상용의 교류 전원이 다이오드 브리지 등의 정류기(101)에 의해 정류되어 입력 콘덴서(102)에서 평활화됨으로써, 직류 전압(VIN)이 되어 전력 변환용의 트랜스(103)에 주어지고 있다. 전력 변환용의 트랜스(103)는 1차 권선(103a)과 ２차 권선(103b)과 ３차 권선(바이어스 권선으로서 사용)(l03c)을 갖고 있고, 직류 전압(VIN)이 1차 권선(103a)에 주어진다.
트랜스(103)의 1차 권선(103a)에 주어진 직류 전압(VIN)은 스위칭 전원 제어용 반도체 장치(51)내의 스위칭 소자(1)에 의해 스위칭된다. 그리고, 그 스위칭 소자(1)의 스위칭 동작에 의해 트랜스(103)의 ２차 권선(103b)에 전류가 취출된다. ２차 권선(103b)에 취출된 전류는 ２차 권선(103b)에 접속된 다이오드(104) 및 콘덴서(105)에 의해 정류 및 평활화되어, 출력 전압(Vo)에 의한 직류 전력으로서 부하(109)로 공급된다.
콘덴서(105)의 양단에는 예를 들면, LED(107) 및 제너 다이오드(108)로 구성된 출력 전압 검출 회로(106)가 접속되어 있고, 출력 전압(Vo)을 안정화시키기 위한 귀환 신호를 스위칭 전원 제어용 반도체 장치(51)의 제어 단자(50)에 접속되어 있는 1차측의 포토 트랜지스터(110)에 출력하고 있다.
또한, 트랜스(103)의 ３차 권선(103c)은 저항(116)을 통하여 트랜스 리셋 검출 단자(바이어스 권선 전압 검출용 단자)(49), 및 다이오드(112)를 통하여 기동 전압 검출용 단자(48)에 접속되어 있다. 또한, 콘덴서(111)는 단자(48)가 급격하게 저하하지 않도록 하는 것 즉, 안정화시키는 것이며, 단자(49)에 접속된 저항기(116) 및 콘덴서(117)는 지연 시간을 생성하기 위한 것이며, 이들에 의해 단자(49)로의 인가 전압 파형으로부터 트랜스 리셋 검출 회로(13)에 의해 트랜스 리셋 신호를 검출하는 타이밍을 조정하고 있다. 스위칭 소자(1)의 입출력 단자(46,47)간에 접속된 콘덴서(118)는 트랜스(103)와의 공진에 의한 링잉(ringing)의 크기 및 주기를 결정하기 위한 것이다.
이상과 같이, 경부하시에 간헐 제어를 행함으로써 스위칭 소자(1)에 의한 스 위칭 로스(loss)를 억제하고 경부하시의 전원 효율을 개선할 수 있지만, 종래 예에서는 부하의 상태에 관계되지 않고, 간헐 동작의 복귀 신호로 복귀 펄스(간헐 정지 종료 펄스)에 의해 스위칭을 재개해버린다.
간헐 동작에 들어간 스위칭 소자(1)인 내장 파워 MOSFET가 정지(오프) 중에는 트랜스의 1차측 L(인덕턴스)과 D-S사이의 용량(MOS 자신의 용량 및 외부 용량의 총합)의 공진에 의해 스위칭 소자(1)의 드레인 전압은 링잉 동작을 행하고 있다.
여기서 부하가 대단히 가벼워지고 간헐 동작의 정지 기간이 긴 경우에는 링잉이 감쇠되고, 드레인 전압은 진동 중심 부근의 전압으로 되어 있고, 복귀 신호에 의해 파워 MOSFET(1)이 온된 시에는, D-S간 용량에 의한 큰 로스가 발생한다. 그 로스는 CV2/2로 표현되기 때문에, 드레인 전압의 레벨이 높은 경우나 용량(C)이 큰 경우에 이 로스는 현저해진다. 그러나, 정지 기간이 긴 경우에는 정지 기간이 긴 것에 의한 스위칭 로스의 저감 효과가 크고, 복귀 후는 유사(부분) 공진 동작을 행하고 드레인 전압의 바텀(bottom)(0 볼트)으로 온되기 때문에, CV2/2로 표현되는 로스는 무시할 수 있을 만큼이 된다. 즉, 간헐 동작 복귀 후의 링잉 파형의 첫번째만이 드레인 전압이나 외부(C)에 의한 로스를 발생한다.
그러나, 간헐 정지 기간이 짧아지고 정지·복귀가 단시간으로 반복되도록 한 경우, 상기 CV2/2로 표현되는 로스는 대단히 커지고, 모처럼 간헐 동작 제어에 의해 경부하시의 전원 효율을 개선하고 있는데도, 로스가 크게 되어버릴 가능성이 있다.
그 때문에, 도 1에 도시된 바와 같이, 간헐 동작에 의해 스위칭 소자(파워 M0SFET)(1)의 스위칭 동작이 정지된 타이밍을 기점으로서 트랜스 리셋 검출 회로(13)로부터의 트랜스 리셋 검출 신호에 대하여 그 신호의 유효 기간이 되는 시간 즉, 경부하시 검출 회로(32)로부터의 간헐 정지 신호에 의해 그 시점으로부터 트랜스 리셋 검출 시간 설정 회로(52)가 작동하고, 트랜스 리셋 검출 시간 설정 회로(52)에 설정된 트랜스 리셋 검출 신호의 유효 기간이 되는 시간 내에 간헐 복귀 신호가 출력되면, 그 스위칭 복귀 신호로 스위칭 소자(파워 MOSFET)(1)가 온되지 않고, 복귀 신호 후에 입력된 트랜스 리셋 검출 회로(13)로부터의 트랜스 리셋 검출 신호를 유효로 하고, 그 트랜스 리셋 검출 신호의 타이밍으로 스위칭 소자(파워 MOSFET)(1)를 턴 온하도록 한다.
이 제어는 간헐 동작 중의 복귀 정지가 단시간으로 반복될 때에 유효하고, 이와 같이 제어함으로써 간헐 정지 시점으로부터 트랜스 리셋 검출 시간 설정 회로(52)에 설정된 시간내로서 링잉의 쇠퇴가 작은 단계에서도, 드레인 전압의 바텀에서 온할 수 있기 때문에, CV2/2로 표현되는 로스를 더욱 저감할 수 있다.
또한, 트랜스 리셋 검출 시간 설정 회로(52)의 리셋은 복귀 후에 게이트 드라이버(45)의 출력이 H가 되었을 때에 행하도록 한다. 이와 같이 함으로써, 복귀 후에 스위칭 소자(파워 MOSFET)(1)가 턴 온될 때까지는, 트랜스 리셋 검출 시간 설정 회로(52)의 출력을 고정할 수 있다.
이와 같이 구성된 스위칭 전원 제어용 반도체 장치(51) 및 스위칭 전원 장치의 경부하시에 있어서의 동작을 설명한다. 또한, 이 스위칭 전원 장치는 부분 공진 동작을 이용한 링잉 초크 컨버터(RCC)이며, 본 실시형태 1을 설명하기 위한 일구성예이다.
도 3은 본 실시형태 1의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치에 있어서의 기준 전압원의 동작을 설명하기 위한 타임 차트이다. 도 4는 본 실시형태 1의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치에 있어서의 기준 전압원의 내부 회로의 일구성예를 도시한 회로도이다. 도 5는 본 실시형태 1의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치 및 그 스위칭 전원 제어용 반도체 장치를 구비한 스위칭 전원 장치의 동작을 설명하기 위한 타임 차트이다.
정류기(101)에 상용 전원으로부터의 교류 전원이 입력되면, 정류기(101)와 콘덴서(102)에 의해 정류 및 평활화되어 직류 전압(VIN)으로 변환된다. 이 직류 전압(VlN)이 트랜스(103)의 1차 권선(103a)에 인가된다. 그리고, 직류 전압(VIN)이 일정치 이상으로 되면, 스위칭 전원 제어용 반도체 장치(51) 내의 레귤레이터(6)를 통하여 콘덴서(111)에 충전 전류가 흐르고, 스위칭 전원 제어용 반도체 장치(51) 단자(48)의 전압이 기동/정지용 비교기(7)에 설정된 기동 전압에 이르면, 스위칭 소자(1)에 의한 스위칭 동작의 제어가 개시된다.
기동/정지용 비교기(7)의 출력 신호에 의거하여 기동 펄스 발생 회로(10)에 의해 스타트 펄스(기동 펄스)가 발생되고, 스위칭 소자(1)가 턴 온된다. 또한, ２차측의 출력은 기동시 낮아져 출력 전압 검출 회로(106)의 제너 다이오드(108)에는 전류가 흐르지 않기 때문에 포토 트랜지스터(110)에는 전류가 흐르지 않는다. 따라서, I-V 변환기(29)의 출력 전압(VEAO)은 클램프 회로(36)보다도 높은 레벨로 되 고, 드레인 전류 검출용 비교기(41)의 마이너스측은 클램프 회로(36)에서 결정되는 전압에 설정되어 있다. 기동 펄스 발생 회로(10)에 의해 스타트 펄스가 발생되고, 스위칭 소자(1)가 턴 온되면, 스위칭 소자(1)에 전류가 흐르고, 온 저항과의 적(積)으로 결정되는 온 전압이 드레인 전류 검출용 비교기(41)의 플러스측에 입력되지만, 마이너스측에서 결정되는 전압 이상 상승하면, RS 플립 플롭(35)의 리셋 단자 신호에 H가 입력되어 스위칭 소자(1)는 턴 오프된다.
이후에, 트랜스(103)의 1차측(103a) 인덕턴스와 콘덴서(118) 및 스위칭 소자(1)의 입출력간 용량으로 결정되는 공진 동작에 의해, 트랜스(103)의 ３차 권선(바이어스 권선)(103c)의 전압이 정으로부터 부, 즉 스위칭 소자(1)의 입력 단자(46) 전압이 저하된 때에, 트랜스 리셋 검출 회로(13)에 의해 트랜스 리셋 펄스 발생 회로(21)로부터의 원 샷 펄스 신호가 OR 회로(34)를 통하여 RS 플립 플롭(35)의 세트 단자에 H가 입력되어, 스위칭 소자(1)는 턴 온된다.
또한, 트랜스(103)의 ３차 권선(바이어스 권선)(103c)과 단자(49) 사이에 접속된 저항기(116) 및 콘덴서(117)에 의해 트랜스 리셋 검출 회로(13)의 검출 시간을 조정하고, 스위칭 소자(1)의 입력 단자(46)의 전압이 대략 0 볼트가 된 지점에서 스위칭 소자(1)를 턴 온하도록 하고 있다.
이상과 같은 스위칭 동작이 반복되어 출력 전압(Vo)이 상승해 가지만, 출력 전압 검출 회로(106)에 설정된 전압 이상이 되면, LED(107)가 도통하고, 포토 트랜지스터(110)로 전류가 흘러, 스위칭 전원 제어용 반도체 장치(51)의 제어 단자(50)로부터 전류가 유출된다. 이 유출 전류의 크기로, I-V 변환기(29)의 출력 전압 (VEAO)이 저하되어, 드레인 전류 검출용 비교기(41)의 마이너스측이 저하하기 때문에, 스위칭 소자(1)의 드레인 전류는 감소된다. 이와 같이, 스위칭 소자(1)의 온 듀티(duty)는 적절한 상태로 변화되어 간다. 즉, 스위칭은 트랜스 리셋 검출 회로(13)로부터의 출력 신호에 의해 트랜스 리셋 펄스 발생 회로(21)로부터 출력된 원 샷 펄스에 의해 턴 온되고, 스위칭 소자(1)의 온 듀티는 제어 단자(50)로부터 유출하는 전류에 의해 결정된다.
즉, 부하(109)로의 전류 공급이 적은 경부하시에는 스위칭 소자(1)에 전류(IDS)가 흐르는 기간이 짧아지고, 중(重)부하시에는 스위칭 소자(1)에 전류(IDS)가 흐르는 기간이 길어진다.
이와 같이, 스위칭 전원 제어용 반도체 장치(51)는 스위칭 전원 장치의 부하(109)로 공급되는 전력에 따라서, 스위칭 소자(1)의 드레인 전류(IDS)를 제어하고, 온 듀티를 변화시키는 제어를 행한다. 또한, 스위칭 소자(1)의 턴 온되는 타이밍은 공진 동작 중에 스위칭 소자(1)의 입력 전압이 가장 저하된 때에 출력되도록 설정되어 있기 때문에, 온 시의 스위칭 로스가 거의 없다. 즉, 온 시의 스위칭 로스를 무시할 수 있도록 부분 공진 동작을 행한다. 이와 같은 동작을 행함으로써, 통상 동작시의 고효율화 및 저노이즈화를 실현할 수 있다.
경부하시 검출용 비교기(30)는 제어 단자(50)로부터 유출되는 전류를 I-V 변환기(29)에 의해 전압 변환된 출력 전압(VEAO)과 기준 전압원(31)의 출력 전압(VR)을 비교한다. 기준 전압원(31)의 출력 전압(VR)은 당초 경부하시 검출 하한 전압(VR1)으로 되어 있다(도 5의 정격 부하). 스위칭 전원 장치의 출력에 접속된 부하 (109)로의 전류 공급이 작아지는 대기시의 경우 등에 있어서는 부하로의 공급 전류가 저하되면, 출력 전압(Vo)이 상승되고(도 5의 부하 변동 상태), LED(107)에 의한 포토 트랜지스터(110)의 전류가 증가된다. 이 전류에 의해 제어 단자(50)로부터 유출되는 전류가 증가되기 때문에, 식 (1)에 따라서 I-V 변환기(29)의 변환 전압(VEAO)이 하강된다.
VEAO = V0-R×I ····(1)
여기서, V0은 미리 설정된 기준 전압원(28)에 의한 기준 전압, R은 저항기(27)의 저항치, I는 제어 단자(50)로부터 유출되는 전류를 내부의 미러 회로(23∼26)에 의해 변환된 저항기(27)를 흐르는 전류치이다.
따라서, 상기 식 (1)에서, 제어 단자(50)로부터의 유출 전류가 증가한 만큼 I-V 변환기(29)의 출력 전압(VEAO)은 저하된다. 이것에 따라, 드레인 전류 검출용 비교기(41)의 기준 전원(마이너스측)이 저하되고, 스위칭 소자(1)의 드레인 전류는 서서히 저하되어 부하(109)로의 전력 공급은 저하하여 간다. 그리고, 이 I-V 변환기(29)의 변환 전압(VEAO)이 경부하시 검출 하한 전압(VR1)보다도 작아지면 경부하시 검출 상태가 되고, 도 3에 도시된 바와 같이, 경부하시 검출용 비교기(30)의 출력 신호(VO1)는 로우 레벨에서 하이 레벨로 변화된다.
이것에 의해, 인버터(33)를 통한 AND 회로(19)의 출력은 로우 레벨이 되고, 트랜스 리셋 펄스 발생 회로(21)의 원 샷 펄스 신호가 출력되지 않기 때문에, 스위칭 소자(1)의 스위칭 동작이 정지된다. 이때 동시에, 경부하시 검출용 비교기(30)의 출력 신호(VO1)를 받아, 기준 전압원(31)의 출력 전압(VR)은 경부하시 검출 하 한 전압(VR1)으로부터 경부하시 검출 상한 전압(VR2)으로 변경된다[도 5의 대기 상태 (1)].
스위칭 소자(1)에 의한 스위칭 동작이 정지되어 스위칭 소자(1)가 오프 상태가 되면, 스위칭 소자(1)로는 전류가 흐르지 않는 상태가 된다. 이것에 의해, 부하(109)로의 전력 공급이 없어지기 때문에 부하(109)로의 출력 전압(Vo)은 서서히 저하된다. 이것에 의해, I-V 변환기(29)의 출력 전압(VEAO)이 서서히 상승되지만, 기준 전압원(31)의 출력 전압은 경부하시 검출 하한 전압(VR1)보다도 높은 경부하시 검출 상한 전압(VR2)으로 되어 있기 때문에, 도 3에 도시된 바와 같이, 스위칭 소자(1)에 의한 스위칭 동작이 즉시 재개될 일은 없다.
그리고, 도 3에 도시된 바와 같이, 더욱 부하(109)로의 출력 전압(Vo)이 저하되어, I-V 변환기(29)의 출력 전압(VEAO)이 경부하시 검출 상한 전압(VR2)보다 상승했을 시에는, 경부하시 검출용 비교기(30)의 출력 신호(VO1)는 로우 레벨이 되고, 그 신호를 받아 인버터(33)를 통하여 간헐 종료 펄스 발생 회로(20)의 신호가 출력된다. 그리고, 이 출력 신호에 의해, 스위칭 소자(1)의 스위칭 동작이 재개된다. 동시에, AND 회로(19)에 의해 작용이 무효로 되어 있던 트랜스 리셋 검출 회로(13)로부터의 트랜스 리셋 검출 신호가 유효로 되고, 트랜스 리셋 펄스 발생 회로(21)의 원 샷 펄스 출력 신호에 의해 스위칭 소자(1)는 통상의 부분 공진형 온 오프 동작이 재개(도 5의 정격 부하)된다.
또한, 이때 동시에, 도 3에 도시된 바와 같이, 기준 전압원(31)의 출력 전압(VR)은 대기시(경부하시) 검출 상한 전압(VR2)으로부터 대기시(경부하시) 검출 하 한 전압(VR1)으로 변경된다. 스위칭 소자(1)에 의한 스위칭 동작이 재개되면 스위칭 소자(1)의 온 듀티는 경부하시 검출시의 온 듀티보다도 넓어져 있기 때문에, 부하(109)로의 전력 공급은 과잉으로 되고, 다시 부하로의 출력 전압(Vo)이 상승되고, I-V 변환기(29)의 출력 전압(VEAO)이 저하된다. 그리고, 다시 경부하시 검출되면, 스위칭 소자(1) 온 오프의 반복에 의한 스위칭 동작이 정지된다.
이와 같이, 기준 전압원(31)으로부터의 출력 전압(VR)이 경부하시 검출됨으로써 경부하시 검출 하한치(VR1)에서 경부하시 검출 상한치(VR2)로 변화되기 때문에, 대기시를 검출하고 있는 동안은 스위칭 소자(1)의 온 오프 동작을 반복하는 스위칭 제어는 정지와 재개가 반복된 간헐 발진 상태(간헐 스위칭 동작)로 된다.
부하(109)로의 출력 전압(Vo)은 이 간헐 발진의 정지 기간 중에 저하되지만, 이 저하의 정도는 부하(109)로의 공급 전류에 의존한다. 즉, 부하(109)에서 소비되는 전류가 작게 되는 만큼 부하(109)의 출력 전압(Vo) 저하가 완만하게 되어, 간헐 발진의 정지 기간은 부하(109)에서 소비되는 전류가 작은 만큼 길어지기 때문에, 부하가 가벼워지게 되는 만큼 스위칭 소자(1)의 스위칭 동작이 감소되게 된다.
도 4에 도시된 기준 전압원(31)은 기준 전압원(31)의 출력 전압(VR)을 결정하기 위한 정전류원(300)과 정전류원(301) 및 저항(303)과, P형 MOSFET 등의 스위칭 소자(302) 및 인버터 회로(304)로 구성되어 있다.
정전류원(300)은 정전류(I1)를 공급하고 저항기(303)에 접속되어 있다. 또한, 정전류원(301)은 정전류(I2)를 공급하고, 스위치 소자(P형 MOSFET)(302)를 통하여 저항기(303)에 접속되어 있다. 스위칭 소자(302)의 게이트 등의 입력 단자에 는 경부하시 검출용 비교기(30)의 출력 신호(VO1)가 인버터 회로(304)를 통하여 입력된다.
또한, 정전류원(300) 및 정전류원(301)과 저항(303)에서 발생되는 전압이 기준 전압원(31)의 출력 전압(VR)으로서 출력되어, 경부하시 검출용 비교기(30)의 플러스측 단자에 입력되도록 되어 있다.
이와 같이 구성된 경부하시 검출 회로(32)의 동작을 하기에 설명한다.
도 3에 도시된 바와 같이, 경부하시 검출 전 상태에 있어서는 경부하시 검출용 비교기(30)의 출력 신호(VO1)는 로우 레벨(LOW)로 되어 있기 때문에, 스위치 소자(302)는 오프로 된다. 따라서, 이때의 기준 전압원(23)의 출력 전압(VR), 즉 경부하시 검출 하한 전압(VR1)은 식 (2)로 표시된다.
VR1 = R1×(I1) ····(2)
한편, 경부하시 검출 상태가 되면 경부하시 검출용 비교기(30)의 출력 신호(VO1)는 하이 레벨(HIGH)로 되기 때문에, 스위치 소자(302)가 온으로 되고, 정전류원(301)으로부터 공급되는 전류(I2)도 저항(303)으로 흐르게 된다. 따라서, 이때의 기준 전압원(31)의 출력 전압(VR), 즉 경부하시 검출 하한 전압(VR2)은 식 (3)으로 표시된다.
VR2 = R1×(I1+I2) ····(3)
이상에 의해 도 3에 도시된 바와 같이, 경부하시 검출용 비교기(30)의 출력 신호(VO1)에 따라서 기준 전압원(31)의 출력 전압(VR)이 경부하시 검출 하한 전압(VR1)이 되거나, 경부하시 검출 상한 전압(VR2)이 되거나 함으로써, 대기시의 간헐 발진 상태를 만들어 낼 수 있다.
한편, 본 실시형태 1에서는 경부하시 검출용 비교기(30)의 출력 신호(VO1)에 따라서 기준 전압원(31)의 출력 전압 설정용 정전류치를 변화시키도록 되어 있지만, 경부하 검출용 비교기(30)의 출력 신호(VO1)에 따라서, 기준 전압원(31)의 출력 전압 설정용 저항치를 변화시키도록 해도 좋다.
이어서, 트랜스(103)의 ２차 권선(103b)로부터의 직류 출력측에 접속되는 부하 상태를 정격 부하시, 대기상태 (1)시, 대기 상태 (2)시로의 경우로 나누어, 각 파형에 대응하는 동작을 설명한다.
도 6은 본 실시형태 1의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치에 있어서의 정격 부하시의 스위칭 개시 동작을 도시한 파형도이다. 도 7은 본 실시형태 1의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치에 있어서의 대기 상태 (1)의 스위칭 개시 동작을 도시한 파형도이다. 도 8은 본 실시형태 1의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치에 있어서의 대기 상태 (2)의 스위칭 개시 동작을 도시한 파형도이다.
우선, 도 6에서는 통상의 유사 공진 동작시의 상태를 표시하고 있고, 간헐 동작에 속하지 않기 때문에, 기준 전압원(31)의 출력 전압(VR1)으로 되어 있고, 트랜스 리셋 검출 시간 설정 회로(52)의 출력 신호(CTOUT)는 L 레벨이며, 트랜스 리셋 검출 회로(13)로부터의 트랜스 리셋 검출 신호의 유효 기간이다.
또한, 도 7에서는, 간헐 동작에는 들어가고 있지만 정지에서 복귀까지의 기간(정지 기간)이 짧은 형태인 부하 상태의 경우를 표시하고 있고, 트랜스 리셋 검출 시간 설정 회로(52)에 미리 설정된 트랜스 리셋 검출 설정 시간에 도달하고 있 지 않기 때문에, 트랜스 리셋 검출 시간 설정 회로(52)의 출력 신호(CTOUT)는 L 레벨인 채의 상태이며, 복귀 신호가 나올 경우 이 복귀 신호 후에 입력된 트랜스 리셋 검출 신호(트랜스 리셋 펄스 신호)로 파워 MOSFET(1)이 턴 온되어 있다. 이와 같이, 간헐 동작에 속하고 있는데도 불구하고, 바닥 온, 즉 유사 공진 동작이 가능해지고 있다.
또한, 도 8에서는, 정지 기간이 길고 트랜스 리셋 검출 시간 설정 회로(52)에 미리 설정된 트랜스 리셋 검출 설정 시간보다도 정지 기간이 긴 경우를 표시하고 있고, 이 경우 복귀 신호의 타이밍에서는 이미 트랜스 리셋 검출 시간 설정 회로(52)의 출력 신호(CTOUT)는 H 레벨로 되어 있기 때문에, 복귀 신호만으로 파워 MOSFET(1)가 턴 온되게 된다.
또한, 도 1에서도 설명했지만 트랜스 리셋 검출 시간 설정 회로(52)의 리셋은 스위칭 소자(1)의 게이트 신호에 의해 행하지만, 이 게이트 신호에 의해 트랜스 리셋 검출 시간 설정 회로(52)가 리셋될 때까지는 트랜스 리셋 검출 시간 설정 회로(52)의 출력 상태가 유지된다.
또한, 상기 트랜스 리셋 검출 시간 설정 회로(52)의 트랜스 리셋 검출 설정 시간은 스위칭 동작 정지 기간에 있어서의 스위칭 소자(1)의 드레인 전압 파형을 기초로 간헐 동작 중의 스위칭 소자(1)에 있어서의 소비 전력이 미리 정한 소정치 이하가 되도록, 사용 부하에 따른 최적의 설정 시간을 트랜스 리셋 검출 신호의 유효 기간으로서 결정하고 있다.
이상과 같이, 간헐 스위칭 동작과 트랜스 리셋 검출 시간 설정 회로에 의한 드레인 전압의 바닥 온에 의해 종래보다도 더욱 경부하시의 전원 효율을 개선할 수 있다.
도 9는 본 실시형태 1의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치에 있어서의 트랜스 리셋 검출 시간 설정 회로(52)의 일구성예를 도시한 회로도이다. 도 9에 있어서, 인버터(33)의 출력 신호가 L일 때 즉 간헐 정지 상태가 아닌 통상의 상태에는 P형 MOSFET(403)이 온되어 있기 때문에, 노드(59)의 전위는 H로 되어 있다. 또한, 그 때문에 인버터(406)의 출력은 L로 되어 있고, RS 플립 플립의 세트 신호는 L이므로 출력(Q)도 L이다. 이어서, 간헐 정지 상태가 되면 인버터(33)의 출력 신호가 H로 되기 때문에, 이하의 식 (4)로 표시되는 지연 시간 후에 RS 플립 플롭(407)의 세트 신호는 H로 된다.
t = C×V÷12 ····(4)
여기서, V는 인버터(406)가 H에서 L로 바뀌는 문턱치, C는 콘덴서(405)의 용량치이다.
또한, N형 MOSFET(401)와 (402)의 미러비를 M, 정전류(400)의 전류를 I1, 콘덴서(405)의 용량을 C로 하면, I2는 식 (5)로 표시된다.
I2 = M×I1 ····(5)
식 (4)로부터 알 수 있는 바와 같이, 콘덴서(405)의 용량을 크게, 혹은 정전류(I2)를 작게 하면 지연 시간(t)이 길어진다.
(실시형태 2)
본 발명의 실시형태 2의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치를 설명한다.
도 10은 본 실시형태 2의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치의 일구성예를 도시한 회로도이다. 도 11은 본 실시형태 2의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치를 구비한 스위칭 전원 장치의 일구성예를 도시한 회로도이다. 이 스위칭 전원 제어용 반도체 장치(51)에서는 트랜스 리셋 검출 시간 설정 회로(52)의 트랜스 리셋 검출 설정 시간을 임의로 설정할 수 있도록 하기 위한 단자(53)[도 9의 노드(59)에 대응]가 설치되어 있고, 설정 시간 변경 수단인 외장형의 콘덴서(119)를 단자(53)와 그라운드(47) 사이에 접속할 수 있도록 되어 있다. 그 밖의 구성은 도 1에 도시된 스위칭 전원 제어용 반도체 장치(51)의 구성과 같게 되어 있다.
단자(53)의 외부에 접속하는 콘덴서(119)의 용량치를 변경함으로써, 스위칭 전원 장치에 있어서 모든 대기시 부하 상태에 응하여 최적으로 조정하는 것이 가능하다.
또한, 이 실시형태의 구성예에서는 외부의 콘덴서 용량을 변경하고 최적인 트랜스 리셋 검출 시간을 설정했지만, 내부의 정전류(I1)를 변화시켜 정전류(I1)에 의해 최적시간을 결정하는 것이 가능하다.
본 발명의 스위칭 전원 제어용 반도체 장치는 경부하시에 있어서의 스위칭 소자의 전류 손실을 저감하여 경부하시에 있어서의 소비 전력을 더욱 삭감할 수 있고, 대기 모드를 포함하는 광범위한 부하 영역에서 충분히 높은 전력 효율을 용이하게 얻을 수 있고, 저가격으로 스위칭 전원의 전원 효율을 더욱 개선할 수 있는 것이며, 상용 전원으로부터의 교류 전원을 기기에 필요해지는 직류 전원으로 변환 하는 AC-DC스위칭 전원 등에 유효하게 적응시킬 수 있으므로, 산업상 이용가능하다.

Claims (9)

  1. 상기 직류 입력 전압을 트랜스(103)의 1차 권선(103a)을 통하여 스위칭 소자(1)에 인가하고, 상기 스위칭 소자의 스위칭 동작에 의해 상기 트랜스의 ２차 권선(103b)에 발생된 교류 전류를 정류 평활하여 얻어진 직류 전압을 제어하여, 부하에 전력 공급되는 스위칭 전원 장치에 이용되어, 상기 스위칭 소자의 스위칭 동작을 제어하기 위한 스위칭 전원 제어용 반도체 장치(51)로서:
    상기 트랜스의 ３차 권선(103c)에 발생된 교류 전압으로부터 상기 스위칭 소자의 스위칭 동작에 의해 발생되는 상기 트랜스의 리셋 상태를 검출하여, 그 리셋 상태를 나타내는 트랜스 리셋 검출 신호를 출력하는 트랜스 리셋 검출 회로(13);
    상기 트랜스의 ２차 권선에 발생된 교류 전류에 의거하여 상기 직류 전압의 변화를 나타내는 제어 전류의 전류치를 전압으로 변환하는 I-V 변환기(29); 및
    상기 I-V 변환기로부터의 출력 전압의 변화에 의거하여 상기 부하로의 전력 공급의 크기를 나타내는 부하 상태로서 경부하시를 검출한 경우에 상기 스위칭 소자에 의한 스위칭의 간헐 동작을 제어하기 위한 제어 신호를 출력하는 경부하시 검출 회로(32)를 갖는 제어 회로를 구비하고;
    상기 트랜스 리셋 검출 회로로부터의 트랜스 리셋 검출 신호, 및 상기 경부하시 검출 회로로부터의 제어 신호에 의거하여 상기 스위칭 소자의 제어 전극을 구동하고, 상기 간헐 동작을 제어하고 있고,
    상기 경부하시 검출 회로를 상기 I-V 변환기로부터의 출력 전압이 상기 경부 하시를 검출하기 위한 경부하시 검출 하한 전압보다도 작아졌을 때에, 상기 스위칭 소자의 스위칭 동작을 정지하고, 상기 I-V 변환기로부터의 출력 전압이 상기 경부하시를 검출하기 위한 경부하시 검출 상한 전압보다도 커졌을 때에, 상기 스위칭 소자의 스위칭 동작을 재개하도록 상기 간헐 동작을 제어하기 위한 제어 신호를 출력하도록 구성하고;
    상기 제어 회로에 상기 경부하시 검출 회로로부터의 제어 신호에 의한 스위칭 동작 정지 타이밍을 기점으로서 상기 트랜스 리셋 검출 회로로부터의 트랜스 리셋 검출 신호의 유효 기간이 되는 시간을 설정하는 트랜스 리셋 검출 시간 설정 회로(52), 및 상기 트랜스 리셋 검출 시간 설정 회로의 트랜스 리셋 검출 설정 시간과 상기 경부하시 검출 회로로부터의 제어 신호에 의한 스위칭 동작 재개의 각 타이밍 전후 관계에 의거하여, 상기 스위칭 동작 재개시에 있어서의 스위칭 온 타이밍을 제어하는 스위칭 온 제어 수단을 설치하고;
    상기 스위칭 온 제어 수단을 상기 트랜스 리셋 검출 시간 설정 회로에 의한 트랜스 리셋 검출 설정 시간 이내에 경부하시 검출 회로로부터 상기 스위칭 동작 재개를 나타내는 제어 신호의 출력이 있었던 경우에는, 그 제어 신호 출력 후의 상기 트랜스 리셋 검출 회로로부터의 트랜스 리셋 검출 신호의 타이밍에서 상기 스위칭 동작 재개시에 있어서의 스위칭을 온하도록 구성된 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 제어용 반도체 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 스위칭 온 제어 수단을 상기 트랜스 리셋 검출 시간 설정 회로에 의한 트랜스 리셋 검출 설정 시간 후에 상기 경부하시 검출 회로로부터 상기 스위칭 동작 재개를 나타내는 제어 신호의 출력이 있었던 경우에는, 그 제어 신호의 출력 타이밍만으로 상기 스위칭 동작 재개시에 있어서의 스위칭을 온하도록 구성된 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 제어용 반도체 장치.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 트랜스 리셋 검출 시간 설정 회로(52)의 트랜스 리셋 검출 설정 시간은 상기 스위칭 동작 정지 기간에 있어서의 상기 스위칭 소자의 드레인 전압 파형을 기초로 사용 부하에 따른 최적의 시간으로서 결정된 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 제어용 반도체 장치.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 트랜스 리셋 검출 시간 설정 회로(52)의 트랜스 리셋 검출 설정 시간 후에 있어서의 상태 유지는 상기 스위칭 소자의 제어 전극을 구동하는 출력 신호의 타이밍에서 리셋하도록 구성된 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 제어용 반도체 장치.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 트랜스 리셋 검출 시간 설정 회로(52)는 상기 트랜스 리셋 검출 설정 시간이 콘덴서의 용량치에 의해 설정되어, 상기 트랜스 리셋 검출 설정 시간의 타이밍은 RS 플립 플롭을 통하여 출력하도록 구성된 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 제어용 반도체 장치.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 트랜스 리셋 검출 시간 설정 회로(52)의 트랜스 리셋 검출 설정 시간을 임의로 설정하기 위한 시간 변경용 단자를 설치한 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 제어용 반도체 장치.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 시간 변경용 단자와 그라운드 사이에 상기 트랜스 리셋 검출 시간 설정 회로의 트랜스 리셋 검출 설정 시간을 임의로 설정하기 위한 콘덴서를 접속한 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 제어용 반도체 장치.
  8. 상기 스위칭 소자와 상기 제어 회로를 동일한 반도체 기판상에 집적화하고, 상기 반도체 기판상에 적어도,
    상기 입력 전압을 상기 트랜스의 1차 권선을 통하여 스위칭 소자에 입력하기 위한 스위칭 소자 입력 단자;
    상기 스위칭 소자의 스위칭 동작에 의해 얻어지는 스위칭 전류를 출력하기 위한 스위칭 소자 출력 단자;
    상기 제어 회로에 상기 스위칭 소자의 스위칭 동작에 의해 상기 트랜스의 ３차 권선에 발생된 전류에 의거하여 직류 전압을 공급하기 위한 전원 단자;
    상기 스위칭 소자에 의한 스위칭의 간헐 동작을 제어하는 제어 신호를 입력하기 위한 제어 단자; 및
    상기 트랜스 리셋 검출 회로에 상기 트랜스 리셋 검출용의 신호를 인가하기 위한 트랜스 리셋 검출용 단자를
    외부 접속 단자로서 설치한 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 제어용 반도체 장치.
  9. 직류 입력 전압을 트랜스의 1차 권선을 통하여 스위칭 소자에 인가하고, 상기 스위칭 소자를 청구항 1에 기재된 스위칭 전원 제어용 반도체 장치로 제어하여 스위칭 동작을 행하는 것보다, 상기 트랜스의 ２차 권선에 발생된 교류 전류를 정류 평활하여 얻어지는 직류 전압을 제어하여 부하에 전력 공급하는 스위칭 전원 장치.
KR1020050104583A 2004-11-02 2005-11-02 스위칭 전원 제어용 반도체 장치 및 그것을 이용한 스위칭전원 장치 KR20060052420A (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2004318633A JP4033855B2 (ja) 2004-11-02 2004-11-02 スイッチング電源制御用半導体装置およびそれを用いたスイッチング電源装置
JPJP-P-2004-00318633 2004-11-02

Publications (1)

Publication Number Publication Date
KR20060052420A true KR20060052420A (ko) 2006-05-19

Family

ID=36261594

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020050104583A KR20060052420A (ko) 2004-11-02 2005-11-02 스위칭 전원 제어용 반도체 장치 및 그것을 이용한 스위칭전원 장치

Country Status (4)

Country Link
US (1) US7285991B2 (ko)
JP (1) JP4033855B2 (ko)
KR (1) KR20060052420A (ko)
CN (1) CN100499336C (ko)

Families Citing this family (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7672448B2 (en) * 2005-06-23 2010-03-02 2Wire, Inc. Network interface device with a remote power source
US8520835B2 (en) * 2006-04-18 2013-08-27 2Wire, Inc. Method and apparatus for providing power to a network interface device via telephone lines
US7965977B2 (en) * 2006-04-18 2011-06-21 2Wire, Inc. Remote antenna system
US7526034B2 (en) * 2006-04-18 2009-04-28 2Wire, Inc. Method and apparatus for communicating between devices having no common electrical ground
US7952895B2 (en) 2008-05-29 2011-05-31 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for implementing an unregulated dormant mode in a power converter
US8385088B2 (en) * 2010-12-06 2013-02-26 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for implementing an unregulated dormant mode with output reset in a power converter
US7995359B2 (en) 2009-02-05 2011-08-09 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for implementing an unregulated dormant mode with an event counter in a power converter
JP5182503B2 (ja) * 2008-08-18 2013-04-17 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
JP5353119B2 (ja) * 2008-08-26 2013-11-27 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
WO2011158284A1 (ja) * 2010-06-15 2011-12-22 パナソニック株式会社 スイッチング電源装置および半導体装置
CN102904448B (zh) * 2011-07-29 2015-07-22 比亚迪股份有限公司 一种开关电源的控制芯片和开关电源
CN102510607B (zh) * 2011-10-20 2014-04-23 西安理想华夏科技创新有限公司 多脉冲重叠触发led节能灯
CN102621908A (zh) * 2012-04-01 2012-08-01 杭州晟元芯片技术有限公司 一种高可靠性的低功耗控制电路及控制方法
JP5983172B2 (ja) 2012-08-10 2016-08-31 富士電機株式会社 スイッチング電源装置及びスイッチング電源装置の制御回路
TW201414167A (zh) * 2012-09-26 2014-04-01 Phihong Technology Co Ltd 結合準諧振運作模式及連續導通運作模式之控制器及其運作方法
JP6015421B2 (ja) * 2012-12-20 2016-10-26 富士電機株式会社 擬似共振スイッチング電源装置
JP6026355B2 (ja) * 2013-05-21 2016-11-16 コーセル株式会社 スイッチング電源装置
CN109075714B (zh) * 2017-03-31 2023-04-14 雅达电子国际有限公司 具有用于减少功耗的突发模式操作的开关模式电源

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3028044B2 (ja) 1995-04-17 2000-04-04 松下電器産業株式会社 スイッチング電源装置
US6134123A (en) * 1999-12-06 2000-10-17 Sanken Electric Co., Ltd. Switch-mode DC power supply, monolithic IC and hybrid IC for the same
JP3475887B2 (ja) * 2000-01-11 2003-12-10 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
JP3571690B2 (ja) * 2001-12-06 2004-09-29 松下電器産業株式会社 スイッチング電源装置及びスイッチング電源用半導体装置
JP3652351B2 (ja) * 2002-12-20 2005-05-25 松下電器産業株式会社 スイッチング電源装置
JP4127399B2 (ja) * 2004-03-31 2008-07-30 松下電器産業株式会社 スイッチング電源制御用半導体装置

Also Published As

Publication number Publication date
US20060092671A1 (en) 2006-05-04
JP2006136034A (ja) 2006-05-25
JP4033855B2 (ja) 2008-01-16
CN1770612A (zh) 2006-05-10
US7285991B2 (en) 2007-10-23
CN100499336C (zh) 2009-06-10

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR20060052420A (ko) 스위칭 전원 제어용 반도체 장치 및 그것을 이용한 스위칭전원 장치
CN109962631B (zh) 具可调控降频曲线的返驰式转换器
JP4033850B2 (ja) スイッチング電源制御用半導体装置
US7208985B2 (en) Semiconductor device for controlling switching power supply
JP4687958B2 (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP5353119B2 (ja) スイッチング電源装置
US7492615B2 (en) Switching power supply
JP3938083B2 (ja) スイッチング電源装置
JP3652351B2 (ja) スイッチング電源装置
US7259973B2 (en) Semiconductor apparatus for controlling a switching power supply
JPWO2011158284A1 (ja) スイッチング電源装置および半導体装置
JP2010041832A (ja) スイッチング電源制御装置及びそれに用いる半導体装置
WO2010125751A1 (ja) スイッチング電源装置
JP4862362B2 (ja) スイッチング電源装置
US7974110B2 (en) Switching power supply unit and method for setting switching frequency
JP3613731B2 (ja) 無負荷時省電力電源装置
JP2007068248A (ja) スイッチング電源装置
US10630186B2 (en) Switching power supply device and semiconductor device
JP2013110776A (ja) 半導体集積回路装置および電力変換装置
JP2005151659A (ja) 省電力回路

Legal Events

Date Code Title Description
WITN Application deemed withdrawn, e.g. because no request for examination was filed or no examination fee was paid