JP2010041832A - スイッチング電源制御装置及びそれに用いる半導体装置 - Google Patents

スイッチング電源制御装置及びそれに用いる半導体装置 Download PDF

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Abstract

【課題】入力電圧範囲により装置の回路定数を変更する必要なく、負荷への電流を一定化することができ、装置の低コスト化を図ることができるスイッチング電源制御装置及びそれに用いる半導体装置を提供する。
【解決手段】オン時間補正回路15により、スイッチング素子2のオン開始から設定されたスイッチング素子2の過電流検出レベル到達までの時間に応じて、スイッチング素子2の過電流検出レベル到達からオフするまでの時間を変化させることで、スイッチング素子2のドレイン電流のピーク値を入力電圧Vinに因らず一定にする。
【選択図】図1

Description

本発明は、直流電圧に対するスイッチング動作により出力電圧を制御して負荷へ供給するスイッチング電源制御装置及びそれに用いる半導体装置に関するものである。
従来から、家電製品等の一般家庭用機器には、その電源装置として、消費電力の低減化による電力効率の向上等の目的から、半導体(トランジスタなどのスイッチング素子)によるスイッチング動作を利用して出力電圧を制御(安定化など)するスイッチング電源制御用半導体装置を有するスイッチング電源制御装置が広く用いられている。
上記のような従来のスイッチング電源制御装置として、例えば特許文献1に開示されているものがある。
このスイッチング電源制御装置は、図10に示すように、スイッチング素子702のスイッチング周期を制御する発振器712、スイッチング素子702のピーク電流値を制御するためにドレイン電流を検出するドレイン電流検出回路714、フォトカプラなどを介して出力電圧の状態を検出しスイッチング素子702のオン時間を制御するフィードバック信号制御回路713を備え、ドレイン電流検出回路714により、発振器712において予め設定された周波数でスイッチングを行うスイッチング素子702の電流値を検出することで、オン時ブランキングパルス発生回路716からの出力信号とともにドレイン電流検出回路714からの出力信号を基に、AND回路717、NOR回路718およびRSフリップフロップ719を通じて、ゲートドライバー720によりスイッチング素子702のピーク電流制御を行う。また出力電圧の状態検出によりスイッチング素子702のオン時間を変化させるPWM制御を行うことで、負荷への印加電圧を一定にする定電圧制御を行っている。
以上のように、特許文献1のスイッチング電源制御装置は、スイッチング素子に対してそのドレイン電流値を制御することにより、装置の出力電圧を一定に保つように構成されているものである。
特開2007−166810号公報
しかしながら、上記のように特許文献1に開示されている従来のスイッチング電源制御装置では、以下の課題がある。
図10に示すようなスイッチング電源制御装置では、スイッチング素子702は設定された電流値となることで、スイッチング素子702のドレイン電流検出回路714によりスイッチング素子702のスイッチング動作がオフするが、スイッチング素子702の電流の傾きはトランス(図示せず)のL値と入力電圧Vinより、Vin/Lの傾きとなる。
上記式より入力電圧Vinが高いほど傾きが高くなることがわかる。
半導体装置のドレイン電流検出回路714からスイッチング素子702の動作をオフする動作には、回路内部の素子が遅延時間を持つために、ある一定の遅延時間tdoffができる。そのために、スイッチング素子702の電流ピーク値はドレイン電流検出回路714で設定された電流値からtdoff遅れた時の電流値、Vin/L×tdoffとなる。
よって図11に示すように、スイッチング素子702の電流の傾きは入力電圧より変化することから、スイッチング素子702をオフする遅延時間を考慮すると、高い入力電圧と低い入力電圧を比較すると、実際のドレイン電流のピーク値が違うことになる。
このことより、入力電圧をワールドワイドで考えると、入力電圧が高い場合、ドレイン電流値が高くなることで、出力端子のリップル電圧が高くなること、スイッチング素子のオン抵抗の損失が大きくなること、などの現象が発生する。
リップル電圧が変動することで、負荷への出力電力が変化し、またオン抵抗損失が増加することで、高入力電圧ではスイッチング電源の効率の低下、スイッチング素子の自己発熱が高くなる。
よって、同じ回路構成のスイッチング電源であってもワールドワイドで使用した場合に起こる特性変動に対しても、負荷への電流を一定化することを考慮すると、ワールドワイドな各々の入力電圧に応じたスイッチング電源の仕様に合わせて、装置の回路定数を変更する必要があり、低コスト化を困難にしている。
本発明は、上記従来の問題点を解決するもので、入力電圧範囲により装置の回路定数を変更する必要なく、負荷への電流を一定化することができ、装置の低コスト化を図ることができるスイッチング電源制御装置及びそれに用いる半導体装置を提供する。
上記の課題を解決するために、本発明の請求項1に記載のスイッチング電源制御装置は、第一の直流電圧をスイッチングするスイッチング素子と、前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御して前記第一の直流電圧をスイッチング制御する制御回路と、前記第一の直流電圧を前記スイッチング素子のスイッチング動作によって波形変換した信号を出力する変換機と、前記変換機の出力信号から第二の直流電圧を生成し負荷に電力供給する出力電圧生成部と、前記第二の直流電圧の変化を検出し、前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御するためのフィードバック信号を、前記制御回路へ伝達する出力電圧検出回路とを備えたスイッチング電源制御装置であって、前記制御回路は、前記出力電圧検出回路からのフィードバック信号により前記スイッチング素子に流れる電流レベルを決定するフィードバック信号制御回路と、前記スイッチング素子に流れる電流が前記フィードバック信号制御回路により決定されたレベル値に達すると、前記スイッチング素子をターンオフさせる信号を生成するドレイン電流検出回路と、前記ドレイン電流検出回路からの出力信号に基づいて前記スイッチング素子のオン時間を補正するオン時間補正回路とを有し、前記オン時間補正回路により、補正したオン時間に従って前記スイッチング素子がオンした後、前記スイッチング素子に流れる電流が過電流検出レベルまで達する時間に応じて、前記スイッチング素子をオフさせるオフ信号の遅延時間を変化させることを特徴とする。
また、本発明の請求項2に記載のスイッチング電源制御装置は、請求項1に記載のスイッチング電源制御装置であって、前記オン時間補正回路は、コンデンサに定電流を充放電させ、前記スイッチング素子に流れる電流の判定回路としてインバータ回路を用い、前記スイッチング素子へのオフ信号の遅延時間を変化させる構成としたことを特徴とする。
また、本発明の請求項3に記載のスイッチング電源制御装置は、請求項1または請求項2に記載のスイッチング電源制御装置であって、前記制御回路は、予め設定された周期で発振する発振器を備えたことを特徴とする。
また、本発明の請求項4に記載のスイッチング電源制御装置は、請求項1から請求項3のいずれかに記載のスイッチング電源制御装置であって、前記オン時間補正回路は、前記発振器からの信号でラッチ回路をセットし、前記スイッチング素子のスイッチング動作ごとに前記オフ信号の遅延時間を変化させるよう構成したことを特徴とする。
また、本発明の請求項5に記載のスイッチング電源制御装置は、請求項1に記載のスイッチング電源制御装置であって、前記オン時間補正回路は、コンデンサに定電流を充放電させ、前記スイッチング素子に流れる電流の判定回路として比較器を用い、前記スイッチング素子へのオフ信号の遅延時間を変化させる構成としたことを特徴とする。
また、本発明の請求項6に記載のスイッチング電源制御装置は、請求項1または請求項5記載のスイッチング電源制御装置であって、前記制御回路は、予め設定された周期で発振する発振器を備えたことを特徴とする。
また、本発明の請求項7に記載のスイッチング電源制御装置は、請求項1または請求項5から請求項6のいずれかに記載のスイッチング電源制御装置であって、前記オン時間補正回路は、前記発振器からの信号でラッチ回路をセットし、前記スイッチング素子のスイッチング動作ごとに前記オフ信号の遅延時間を変化させるよう構成したことを特徴とする。
また、本発明の請求項8に記載のスイッチング電源制御装置は、請求項1から請求項7のいずれかに記載のスイッチング電源制御装置であって、前記ドレイン電流検出回路は、オン時間補正回路用に設定された基準電圧以外に第二の基準電圧が設定され、前記スイッチング素子に流れる電流値が前記第二の基準電圧以上となった時は、前記オン時間補正回路で設定された遅延時間以内に因らずに前記スイッチング素子をオフさせることを特徴とする。
また、本発明の請求項9に記載の半導体装置は、請求項1から請求項8のいずれかに記載のスイッチング電源制御装置に用いる半導体装置であって、前記スイッチング素子と前記制御回路とが、同一の半導体基板上に形成された集積回路からなることを特徴とする。
本発明によれば、スイッチング素子に流れるドレイン電流のピーク値を、入力電圧に因らず一定化することができるため、ワールドワイドな入力電圧に対して一定の出力特性の電源を得ることができる。
そのため、入力電圧範囲により装置の回路定数を変更する必要なく、負荷への電流を一定化することができ、装置の低コスト化を図ることができる。
以下、本発明の実施の形態を示すスイッチング電源制御装置及びそれに用いる半導体装置について、図面を参照しながら具体的に説明する。
(実施の形態1)
本発明の実施の形態1のスイッチング電源制御装置及びそれに用いる半導体装置を説明する。
図1と図2、図4は本実施の形態1のスイッチング電源制御装置の一構成例を示す回路図である。
このスイッチング電源制御装置において、入力直流電圧Vinをスイッチング素子2のスイッチング動作によって波形変換した交流電圧を出力する変換機としてのトランス1は、一次巻線1aおよび二次巻線1bを有し、一次巻線1aと二次巻線1bの極性は逆になっている。このスイッチング電源制御装置はフライバック型となっている。
一次巻線1aにはスイッチング素子2が直列接続されており、スイッチング素子2の制御電極は、この制御回路3の出力信号によりオン・オフのスイッチング制御がなされる。半導体装置4には、制御回路3とスイッチング素子2が含まれており、パワーMOSFETなどによるこのスイッチング素子2が同一の半導体基板上に集積化されている。
DRAIN端子はトランス1の一次巻線1aとスイッチング素子2の接続点、つまりスイッチング素子2のドレインに接続される端子である。GND端子はスイッチング素子2のソース及び制御回路3のGNDをグランド(接地)レベルと接続する端子であり、入力直流電圧Vinが印加される2端子のうち低電位側の端子に接続されている。VDD端子はコンデンサ5を接続する端子であり、制御回路3に内蔵されたレギュレータ10からの充電により、制御回路3の電源電圧を制御する端子である。FB端子は出力電圧検出回路6から出力されるフィードバック信号(例えば、フォトトランジスタによる電流など)を制御回路3のフィードバック信号制御回路13に入力するための端子である。
レギュレータ10はスイッチング素子2のDRAIN端子、VDD端子、起動・停止回路11に接続されており、トランス1を介して、入力直流電圧Vinがスイッチング素子2のDRAIN端子に印加されると、DRAIN端子からVDD端子を介してコンデンサ5に電流を供給し、補助電源電圧VDDを上昇させる。VDD端子電圧が起動電圧まで達するとDRAIN端子からのコンデンサ5への電流供給を停止、また起動電圧以下に低下すると、DRAIN端子からVDD端子へ電流供給がなされ、再びVDD端子電圧は上昇する。
起動・停止回路11は、VDD端子電圧をモニターしており、VDD端子電圧の大きさによって、スイッチング素子2の発振(オン)および停止(オフ)を制御している。VDD端子電圧が起動電圧に達すると、AND回路20の一方にHレベルを入力し、VDD端子電圧が停止電圧に達すると、Lレベルを入力する。
フィードバック信号制御回路13は、出力電圧検出回路6から出力され制御回路3のFB端子に入力されるフィードバック信号に応じて、図3に示すように出力直流電圧Voutを一定に安定させるようスイッチング素子2に流れる電流レベルを決定し、ドレイン電流検出回路14に入力される。なお、フィードバック信号制御回路13からの出力電圧は、比較器21のマイナス側に出力する。負荷が軽く出力電圧Voutが上昇すると、スイッチング素子2に流れる電流を低下させ、また、負荷が重く出力電圧Voutが低下すると、スイッチング素子に流れる電流を上昇させるよう制御される。
ドレイン電流検出回路14は、例えば、スイッチング素子2に流れるドレイン電流とスイッチング素子2のオン抵抗との積で決まるオン電圧を検出することにより、相対的にスイッチング素子2に流れるドレイン電流を検出して、ドレイン電流の大きさに比例した電圧信号を比較器21のプラス側に出力する。比較器21は、プラス側のドレイン電流がフィードバック信号制御回路13の出力信号と等しくなった時に、Hレベルの信号を出力する。
オン時ブランキングパルス発生回路16は、AND回路(ゲートドライバー)20によるスイッチング素子2へのターンオン信号出力後、一定のブランキング時間を設け、スイッチング素子2自身の容量による容量性スパイク電流等を誤検出してしまわないようにしている。
オン時間補正回路15は、比較器21からのHレベルの出力信号を受け、ある遅延時間後に、RSフリップフロップ19のリセット(R)にHレベルの信号を伝達する回路である。このオン時間補正回路15については、回路構成例を含めて、後述の動作説明で詳細を説明する。
一旦起動状態になると、起動・停止回路11からの出力信号がHレベルとなるため、AND回路20の一方はHレベルとなっている。また、発振器12のCLOCK信号よりRSフリップフロップ19のセット(S)にはHレベルのパルス信号が入力されるため、出力(Q)はHレベルとなり、AND回路20のもう一方の入力信号もHレベルが入力される。この時、AND回路20の出力信号はHレベルとなるため、スイッチング素子2はターンオン状態に移行する。
一方、スイッチング素子2のターンオン後、オン時ブランキング時間後にフィードバック信号制御回路13により、出力電圧検出回路6からのフィードバック信号に応じた電流がスイッチング素子2に流れると、オン時間補正回路15の出力Hレベルの信号は、インバータ回路17、NOR回路18を介してRSフリップフロップ19のリセット(R)へ入力される。したがって、出力(Q)は、Lレベルとへ切り替り、AND回路20の一方の入力がLレベルとなるため、スイッチング素子2はターンオフ状態となる。
または、発振器12のMAXDUTY信号により設定された最大オン時間の間にオン時間補正回路15の出力がLレベルの時は、発振器12のMAXDUTY信号によりNOR回路18を介してRSフリップフロップ19のリセット(R)へ入力される。したがって、出力(Q)は、Lレベルとへ切り替り、AND回路20の一方の入力がLレベルとなるため、スイッチング素子2はターンオフ状態となる。
以上のような信号処理により、スイッチング素子2のスイッチング(オン・オフ)動作が行なわれる。
なお、トランス1の二次巻線1bには、整流用のダイオード7aとコンデンサ7bで構成される出力電圧生成部7が接続されており、スイッチング素子2がスイッチング動作することにより、トランス1において入力直流電圧Vinから波形変換して二次巻線1bに誘起した交流電圧を、この出力電圧生成部7により整流平滑することによって出力直流電圧Voutが生成され、負荷8に印加される。
また、出力電圧検出回路6は、例えばLEDおよびツェナーダイオード等で構成され、出力直流電圧Voutの電圧レベルを検出し、その出力直流電圧Voutが所定の電圧に安定するように、制御回路3がスイッチング素子2のスイッチング動作を制御するのに必要なフィードバック信号を出力する。
このスイッチング電源制御装置では、商用の交流電源が、ダイオードブリッジなどの整流器により整流されて、入力コンデンサにて平滑化されることにより、直流電圧Vinとされて、電力変換用のトランス1の一次巻線1aに与えられている。
以上のように構成された図1から図2、図4に示すスイッチング電源制御装置及びそれに用いる半導体装置の動作を説明する。
ダイオードブリッジなどの整流器に商用電源からの交流電源が入力されると、整流器と入力コンデンサとにより、整流および平滑化されて、直流電圧Vinに変換される。この直流入力電圧Vinは、トランス1の一次巻線1aを介して、DRAIN端子に印加され、DRAIN端子から制御回路3内のレギュレータ10を介して、VDD端子に接続されているコンデンサ5に起動用充電電流が流れる。この充電電流により制御回路3のVDD端子電圧が起動・停止回路11で設定された起動電圧に達すると、スイッチング素子2によるスイッチング動作の制御が開始される。
スイッチング素子2がターンオンすると、スイッチング素子2に電流が流れ、スイッチング素子2に流れる電流の大きさに応じた電圧が比較器21のプラス側に入力される。オン時ブランキングパルス発生回路16によるブランキング時間後、ドレイン電流の大きさに応じた電圧が比較器21のマイナス側で決まる電圧以上上昇すると、AND回路20には共にHレベルの信号が入力されるため、AND回路20からはオン時ブランキングパルス発生回路16にHレベルの信号が出力される。オン時ブランキングパルス発生回路16はこの信号を受け、ある遅延時間後に、RSフリップフロップ19のリセット(R)にH信号を出力し、スイッチング素子2はターンオフする。
スイッチング素子2がターンオフすると、スイッチング素子2のオン時にトランス1の一次巻線1aで蓄えられたエネルギーが二次巻線1bに伝達される。
以上のようなスイッチング動作が繰り返されて、出力電圧Voutが上昇していくが、出力電圧検出回路6で設定された電圧以上になると、出力電圧検出回路6からのフィードバック信号として制御回路3のFB端子からのフィードバック電流の大きさに従って、フィードバック信号制御回路13の出力電圧が低下し、比較器21のマイナス側が低下するため、スイッチング素子2に流れる電流は減少する。このようにして、スイッチング素子2のオンデューティは適切な状態に変化していく。
すなわち、負荷8への電流供給が小さい軽負荷時には、スイッチング素子2に電流が流れる期間が短くなり、重負荷時には、スイッチング素子2に電流が流れる期間が長くなることになる。
ここで、オン時間補正回路15の詳細について、一構成例を示す回路図である図4を基に説明する。
図4において、24はRSフリップフロップ、26と27は定電流源、28、29および32はP型MOSFET、30、31および33はN型MOSFET、34はコンデンサ、25、35および37はインバータ回路、36はNOR回路である。また、P型MOSFET28および29、N型MOSFET30および31はミラー回路となっている。
スイッチング素子2がターンオン時は、発振器のCLOCK信号によりRSフリップフロップ24のセット(S)にH信号を出力すると、RSフリップフロップ24の出力(Q)はH信号へと切り替わり、インバータ回路25を介してLレベル信号が出力される。L信号となることで、P型MOSFET32がオンし、定電流源26、P型MOSFET28、29で構成されるミラー回路にてコンデンサ34に電流が充電され、電圧が上昇する。コンデンサ34はインバータ回路35の入力と接続され、コンデンサ34の電圧がインバータ回路35のしきい値以上となることで、インバータ回路35の出力がHレベルからLレベルに切り替わり、NOR回路36に出力される。オン時ブランキングパルス発生回路16の出力がインバータ回路37に入力され、スイッチング素子2がオン時はLレベルがインバータ回路37からNOR回路36に出力される。入力が共にLレベルとなることで、NOR回路36からHレベルが出力される。
ドレイン電流検出回路14でスイッチング素子2の過電流を検出すると、スイッチング素子2をターンオフさせるために、比較器21がHレベルをRSフリップフロップ24のリセット(R)に出力し、RSフリップフロップ24の出力がL信号へと切り替わり、インバータ回路25を介すことでHレベル信号が出力される。H信号となることで、N型MOSFET33がオンし、定電流源27、N型MOSFET30、31で構成されるミラー回路にてコンデンサ34から電流を放電し、電圧が減少する。コンデンサ34はインバータ回路35の入力と接続され、コンデンサ34の電圧がインバータ回路35のしきい値以下となることで、インバータ回路35の出力がLレベルからHレベルに切り替わり、NOR回路36に出力される。オン時ブランキングパルス発生回路16の出力がインバータ回路37に入力され、スイッチング素子2がオン時はLレベルがインバータ回路37からNOR回路36に出力される。インバータ回路35の出力がHレベルとなることで、NOR回路36からLレベルが出力される。
以上のように動作することでの、効果を説明する。
スイッチング素子2がオンすることで、コンデンサ34に電流がチャージされていき、スイッチング素子2がオンしている間、コンデンサ34の電圧が上昇していく。その後、ドレイン電流検出回路14によりスイッチング素子2の過電流検出を行うと、RSフリップフロップ24の出力が反転し、NOR回路36の出力が切り替わるが、過電流検出してからNOR回路36の切り替わるまでの時間はオンしてからコンデンサ34に充電している時間により長くなるために、過電流検出後、NOR回路36の出力が反転するまでの時間はコンデンサ34の充電時間により長くなる。
上記を式にあらわすと以下のようになる。
スイッチング素子2がオンしてからドレイン電流検出回路14で過電流を検出までのコンデンサ34の電圧V1は以下の式で表される。

V1=ton×Iconst1/C

ここで
C:コンデンサ容量値
ton:スイッチング素子2がオンしてから過電流を検出まで時間
Iconst1:コンデンサに充電する定電流値

また、スイッチング素子2の過電流レベル検出後からNOR回路36が反転するしきい値レベルV2に達するまでの時間tdoffは以下の式で表される。

tdoff=(V1−V2)×C/Iconst2

ここで
Iconst2:コンデンサ34から放電する定電流値

よってスイッチング素子2のピーク電流値Ipeakは、

Ipeak=Vin/L×(ton+tdoff)

となることから、スイッチング素子2がオンしてから過電流検出までの時間tonが変化することで、コンデンサ34の電圧V1が変化するために、スイッチング素子2をオフするまでの時間tdoffが変化するために、図5に示すように、低入力電圧時はスイッチング素子2のオン時間が長くなることで、入力電圧値によらず、スイッチング素子2に流れる電流ピーク値を一定に調整することができる。
(実施の形態2)
本発明の実施の形態2のスイッチング電源制御装置及びそれに用いる半導体装置を説明する。
図6は本実施の形態2のスイッチング電源制御装置及びそれに用いる半導体装置のオン時間補正回路15の構成例を示す回路図である。実施の形態1と比較すると、インバータ回路35のVDD電圧が変化するとインバータ回路35のしきい値が変化し、tdoff時間にVDD電圧依存性を持つことから、本実施の形態2ではオン時間補正回路15のVDD電圧依存性を改善している実施の形態となる。なお、動作説明は上述の実施の形態1と同様であるため、ここでは変更点のみを説明する。
図6において、24はRSフリップフロップ、26と27は定電流源、28、29および32はP型MOSFET、30、31および33はN型MOSFET、34はコンデンサ、25はインバータ回路、36はNOR回路、38は比較器、39は基準電圧源である。また、P型MOSFET28および29、N型MOSFET30および31は、それぞれミラー回路となっている。
スイッチング素子2がターンオン時は、発振器12のCLOCK信号によりRSフリップフロップ24のセット(S)にH信号を出力すると、RSフリップフロップ24の出力(Q)はH信号へと切り替わり、インバータ回路25を介してLレベル信号が出力される。L信号となることで、P型MOSFET32がオンし、定電流源26、P型MOSFET28、29で構成されるミラー回路にてコンデンサ34に電流が充電され、電圧が上昇する。コンデンサ34は比較器38のマイナス側入力と接続され、コンデンサ34の電圧が比較器38のプラス側に接続された基準電圧源39の電圧以上となることで、比較器38の出力がHレベルからLレベルに切り替わり、NOR回路36に出力される。オン時ブランキングパルス発生回路16の出力がインバータ回路37に入力され、スイッチング素子2がオン時はLレベルがインバータ回路37からNOR回路36に出力される。NOR回路36の入力が共にLレベルとなることで、NOR回路36からHレベルが出力される。
ドレイン電流検出回路14でスイッチング素子2の過電流を検出すると、スイッチング素子2をターンオフさせるために、比較器21がHレベルをRSフリップフロップ24のリセット(R)に出力し、RSフリップフロップ24の出力がL信号へと切り替わり、インバータ回路25を介すことでHレベル信号が出力される。H信号となることで、N型MOSFET33がオンし、定電流源27、N型MOSFET30、31で構成されるミラー回路にてコンデンサ34から電流を放電し、電圧が減少する。コンデンサ34は比較器38のマイナス側入力と接続され、コンデンサ34の電圧が比較器38のプラス側に接続された基準電圧源39の電圧以下となることで、比較器38の出力がLレベルからHレベルに切り替わり、NOR回路36に出力される。一方、オン時ブランキングパルス発生回路16の出力がインバータ回路37に入力され、スイッチング素子2がオン時はHレベルがインバータ回路37からNOR回路36に出力される。NOR回路36の入力が共にHレベルとなることで、NOR回路36からLレベルが出力される。
以上のように動作することでの、効果を説明する。
スイッチング素子2がオンすることで、コンデンサ34に電流がチャージされていき、スイッチング素子2がオンしている間、コンデンサ34の電圧が上昇していく。その後、ドレイン電流検出回路14によりスイッチング素子2の過電流検出を行うと、RSフリップフロップ24の出力が反転し、NOR回路36の出力が切り替わるが、過電流検出してからNOR回路36の切り替わるまでの時間は、オンしてからコンデンサ34に充電している時間により長くなるために、過電流検出後、NOR回路36の出力が反転するまでの時間は充電時間により長くなる。
なお、式は実施の形態1と同じであるため割愛する。
(実施の形態3)
本発明の実施の形態3のスイッチング電源制御装置及びそれに用いる半導体装置を説明する。
図7、図8は本実施の形態3のスイッチング電源制御装置及びそれに用いる半導体装置のドレイン電流検出回路41の構成例を示す回路図である。実施の形態1と比較すると、図8に示すように、42は抵抗、43は基準電圧源、44は比較器であり、ドレイン電流検出回路41内で、ドレイン電流に応じた電圧が比較器44のプラス側に、マイナス側には基準電圧源43が接続され、比較器44の出力はAND回路20に接続されている。比較器44のプラス側には比較器21のプラス側に比べて低い電圧が入力される構成となる。入力電圧Vinが低入力時や遅延時間が非常に延びた場合等に、ドレイン電流が、大きくなることで、半導体装置4に接続されているトランス1の飽和電流以上になり、ドレイン電流制御ができない状態になることから、本実施の形態3では、設定したドレイン電流以上を検出することで、スイッチング素子2のスイッチング動作をオフさせる実施の形態となる。なお、動作説明については、上述の実施の形態1と同様であるため、ここでは変更点のみを説明する。
図8において、スイッチング素子2がターンオン時は、ドレイン電流が流れることで、直列接続された抵抗22、23、42により、抵抗42のプラス側の電圧が、図9に示すように、ドレイン電流検出レベルの第二の過電流検出レベルを決めている基準電圧源43の電圧以上となることにより、比較器44の出力がHレベルからLレベルに切り替わることでAND回路20の出力がLレベルに変化し、スイッチング素子2のスイッチング動作が、図9に示すように、設定された遅延時間に因らずその前にオフされる。
以上のように動作することによる効果を説明する。
入力電圧Vinが低電圧時や負荷の状態により遅延時間が非常に延びた場合等に、スイッチング素子2に流れるドレイン電流値が大きくなるが、ドレイン電流検出回路41が、その内部で予め設定されたドレイン電流がスイッチング素子2に流れていることを検出すると、オン時間補正回路15で作成されるオフ遅延時間に関係なく、スイッチング素子2をオフさせることにより、スイッチング素子2の過電流、またトランス1の飽和状態を防ぐことができ、スイッチング電源制御装置を保護することができる。
なお、式は実施の形態1と同じであるため割愛する。
以上の回路構成により、基準電圧として予め設定された電圧を出力する基準電圧源39を用いることで、電源電圧VDDの電圧によるtdoffの変化がないために、安定してスイッチング素子2に流れる電流ピーク値を一定に調整することができる。
本説明では、スイッチング素子2と制御回路3を同一基板上であるとしているが、制御回路3とスイッチング素子2が、特に同一基板上である必要はない。
また、本発明のスイッチング電源制御装置は、変換機にトランスを用いた絶縁電源回路で説明したが、変換機にコイルを用いた非絶縁電源回路でもよい。
本発明のスイッチング電源制御装置及びそれに用いる半導体装置は、入力電圧範囲により装置の回路定数を変更する必要なく、負荷への電流を一定化することができ、装置の低コスト化を図ることができるもので、AC−DCおよびDC−DCコンバータなどのスイッチング電源装置等に有効に適応させることができる。
本発明の実施の形態1のスイッチング電源制御装置に用いる半導体装置の一構成例を示す回路図 同実施の形態1のスイッチング電源制御装置及びそれに用いる半導体装置の一構成例を示す回路図 同実施の形態1の半導体装置におけるフィードバック電流に対する過電流検出レベルを示す模式図 同実施の形態1の半導体装置におけるオン時間補正回路の一構成例を示す回路図 同実施の形態1の半導体装置における入力電圧違いによるスイッチング素子の電流を示す図 本発明の実施の形態2のスイッチング電源制御装置及びそれに用いる半導体装置の一構成例を示す回路図 本発明の実施の形態3のスイッチング電源制御装置に用いる半導体装置の一構成例を示す回路図 同実施の形態3のスイッチング電源制御装置に用いる半導体装置におけるドレイン電流検出回路の一構成例を示す回路図 同実施の形態3のスイッチング電源制御装置に用いる半導体装置における第二の過電流検出レベルによるスイッチング素子の電流を示す図 従来例の半導体装置の一構成例を示す回路図 従来例の半導体装置における入力電圧違いによるスイッチング素子の電流を示す図
符号の説明
1 トランス(変換機)
1a 一次巻線
1b 二次巻線
2 スイッチング素子
3 制御回路(半導体装置)
4 半導体装置
5、7b コンデンサ
6 出力電圧検出回路
7 出力電圧生成部
7a ダイオード
8 負荷
10 レギュレータ
11 起動・停止回路
12 発振器
13 フィードバック信号制御回路
14 ドレイン電流検出回路
15 オン時間補正回路
16 オン時ブランキングパルス発生回路
17、25、35、37 インバータ回路
18、36 NOR回路
19、24 RSフリップフロップ
20 AND回路
21、38、44 比較器
22、23、42 抵抗
39、43 基準電圧源
26、27 定電流源
28、29、32 P型MOSFET
30、31、33 N型MOSFET
34 コンデンサ

Claims (9)

  1. 第一の直流電圧をスイッチングするスイッチング素子と、
    前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御して前記第一の直流電圧をスイッチング制御する制御回路と、
    前記第一の直流電圧を前記スイッチング素子のスイッチング動作によって波形変換した信号を出力する変換機と、
    前記変換機の出力信号から第二の直流電圧を生成し負荷に電力供給する出力電圧生成部と、
    前記第二の直流電圧の変化を検出し、前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御するためのフィードバック信号を、前記制御回路へ伝達する出力電圧検出回路とを備えたスイッチング電源制御装置であって、
    前記制御回路は、
    前記出力電圧検出回路からのフィードバック信号により前記スイッチング素子に流れる電流レベルを決定するフィードバック信号制御回路と、
    前記スイッチング素子に流れる電流が前記フィードバック信号制御回路により決定されたレベル値に達すると、前記スイッチング素子をターンオフさせる信号を生成するドレイン電流検出回路と、
    前記ドレイン電流検出回路からの出力信号に基づいて前記スイッチング素子のオン時間を補正するオン時間補正回路とを有し、
    前記オン時間補正回路により、補正したオン時間に従って前記スイッチング素子がオンした後、前記スイッチング素子に流れる電流が過電流検出レベルまで達する時間に応じて、前記スイッチング素子をオフさせるオフ信号の遅延時間を変化させる
    ことを特徴とするスイッチング電源制御装置。
  2. 前記オン時間補正回路は、
    コンデンサに定電流を充放電させ、前記スイッチング素子に流れる電流の判定回路としてインバータ回路を用い、
    前記スイッチング素子へのオフ信号の遅延時間を変化させる構成とした
    ことを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源制御装置。
  3. 前記制御回路は、
    予め設定された周期で発振する発振器を備えた
    ことを特徴とする請求項1または請求項2に記載のスイッチング電源制御装置。
  4. 前記オン時間補正回路は、
    前記発振器からの信号でラッチ回路をセットし、
    前記スイッチング素子のスイッチング動作ごとに前記オフ信号の遅延時間を変化させるよう構成した
    ことを特徴とする請求項1から請求項3のいずれかに記載のスイッチング電源制御装置。
  5. 前記オン時間補正回路は、
    コンデンサに定電流を充放電させ、前記スイッチング素子に流れる電流の判定回路として比較器を用い、
    前記スイッチング素子へのオフ信号の遅延時間を変化させる構成とした
    ことを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源制御装置。
  6. 前記制御回路は、予め設定された周期で発振する発振器を備えた
    ことを特徴とする請求項1または請求項5記載のスイッチング電源制御装置。
  7. 前記オン時間補正回路は、前記発振器からの信号でラッチ回路をセットし、前記スイッチング素子のスイッチング動作ごとに前記オフ信号の遅延時間を変化させるよう構成した
    ことを特徴とする請求項1または請求項5から請求項6のいずれかに記載のスイッチング電源制御装置。
  8. 前記ドレイン電流検出回路は、
    オン時間補正回路用に設定された基準電圧以外に第二の基準電圧が設定され、
    前記スイッチング素子に流れる電流値が前記第二の基準電圧以上となった時は、
    前記オン時間補正回路で設定された遅延時間以内に因らずに前記スイッチング素子をオフさせる
    ことを特徴とする請求項1から請求項7のいずれかに記載のスイッチング電源制御装置。
  9. 請求項1から請求項8のいずれかに記載のスイッチング電源制御装置に用いる半導体装置であって、
    前記スイッチング素子と前記制御回路とが、同一の半導体基板上に形成された集積回路からなる
    ことを特徴とする半導体装置。
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