CN107786106B - 降压斩波型开关电源装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种降压斩波型开关电源装置，其具有：降压斩波电路，其包括与直流电源连接的开关元件以及与该开关元件连接的电感器；再生电压检测电路；控制电路，其对所述开关元件进行控制以使再生电压成为基准电压；辅助电源电路，其利用所述再生电压对电容器进行充电，并将所述电容器的电压作为电源电压提供给所述控制电路；接通时间产生电路，其在开关元件的接通时间超过预定时间时产生接通信号；以及电压切换部，其对基准电压值进行切换，所述降压斩波型开关电源装置具有如下功能：当随着直流电源的下降而使开关元件的接通时间超过预定时间时，所述电压切换部将所述基准电压切换为较低的基准电压值。

Description

降压斩波型开关电源装置
技术领域
本发明涉及通过开关动作进行输出电压控制的降压斩波型开关电源装置。
背景技术
作为通过开关动作进行输出电压控制的开关电源装置，已知有降压斩波型开关电源装置。
存在一种降压斩波型开关电源装置，其具有：连接于直流电源的开关元件与二极管的串联电路；连接于二极管的两端的电感器与电容器的串联电路；控制IC(IntegratedCircuit：集成电路)，其在开关元件的断开期间中对电感器的再生电压进行检测，并根据检测出的再生电压与基准电压之间的误差电压，对开关元件进行接通断开控制，使得电感器的再生电压成为基准电压；以及辅助电源电路，其利用开关元件的断开期间中的电感器的再生电压向控制IC提供电源电压。
在降压斩波型开关电源装置中，开关元件的接通期间在开关周期中所占的比例(ON DUTY：占空比)是由从直流电源提供的输入电压Vin与提供给负载的输出电压Vo之比(Vo/Vin)决定的。即，输入电压Vin越小，则ON DUTY越大。换言之，如果将开关元件的接通期间所占的比例与电感器的再生电流的流动期间所占的比例进行比较，则开关元件的接通期间所占的比例增大。
如果ON DUTY增大，则电感器的再生电流的流动期间变短。因此，从辅助电源电路提供给控制IC的能量处于下降状态。其结果是，为了补偿能量下降，将ON DUTY设定得更大。这里，在负载处于无负载附近的轻负载状态的情况下，从辅助电源电路提供的电源电压与输出电压之间的关系被破坏。由于ON DUTY增大，经由开关元件和电感器提供给输出侧的能量增大到必要程度以上。由此，输出电压上升。
因此，在输入电压Vin瞬时下降到较小值的情况下，例如在降压斩波型开关电源装置与商用交流电源之间的连接被解除而停止提供输入电压的情况下，输出电压上升。这样，由于输出电压上升，可能对与降压斩波型开关电源装置连接的负载电路造成影响。
发明内容
本发明是鉴于上述情况而完成的，其目的在于提供能够抑制输入电压下降时的输出电压的上升的降压斩波型开关电源装置。
本发明的降压斩波型开关电源装置具有：降压斩波电路，其包括与直流电源连接的开关元件以及与所述开关元件连接的电感器；再生电压检测电路，其在所述开关元件的断开期间中对所述电感器的再生电压进行检测；控制电路，其根据由所述再生电压检测电路检测的再生电压与第一基准电压之间的误差电压，对所述开关元件进行接通断开控制，使得所述电感器的再生电压成为所述第一基准电压；辅助电源电路，其利用所述开关元件的断开期间中的所述电感器的再生电压对电容器进行充电，并将所述电容器的电压作为电源电压提供给所述控制电路；接通时间检测电路，其检测所述接通断开控制的接通时间是否超过预定时间；以及基准电压切换电路，其在比所述第一基准电压低的第二基准电压与所述第一基准电压之间进行切换，在所述接通时间超过预定时间的情况下，所述基准电压切换电路从所述第一基准电压切换为所述第二基准电压而进行控制。
根据本发明，能够提供一种降压斩波型开关电源装置，其能够抑制输入电压下降时的输出电压的上升。
附图说明
图1是示出本发明的方式的降压斩波型开关电源装置的内部结构的电路图。
图2是示出图1所示的控制电路1的内部结构的电路图。
图3是示出误差电压Err[V]与OSC 15的振荡频率[kHz]之间的关系的一例的图。
图4是用于说明处于通常状态且处于重负载时(负载为第二阈值以上时)的图1所示的开关电源装置的工作的时序图。
图5是用于说明处于通常状态且处于轻负载时(负载小于第二阈值时)的图1所示的开关电源装置的工作的时序图。
图6是用于说明处于输入电压Vin为第一阈值以下的状态且处于轻负载时(负载小于第二阈值时)的图1所示的开关电源装置的工作的时序图。
图7示出了现有技术中的输入电压Vin即将成为零时的输出电压波形(电源停止时)。
图8示出了本实施例的输入电压Vin即将成为零时的输出电压波形(电源停止时)。
图9是图2所示的控制电路1的应用例。
具体实施方式
以下，参照附图对本发明的实施方式进行说明。
图1是示出本发明的方式的降压斩波型开关电源装置的内部结构的电路图。图2是示出图1所示的控制电路1的内部结构的电路图。
图1的降压斩波型开关电源装置具有：直流电源，其由整流电路DB和平滑电容器C1构成；降压斩波电路，其由与直流电源连接的作为开关元件的MOSFET(Metal OxideSemiconductor Field Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)10、电感器L1、二极管D1以及电容器C2构成；再生电压检测电路，其由二极管D2、电容器C4、电阻R3以及电阻R2构成，该再生电压检测电路在MOSFET 10的断开期间中对电感器L1的再生电压进行检测；控制电路1，其根据由再生电压检测电路检测的再生电压VFB与基准电压VREF之间的误差电压，对MOSFET 10进行接通断开控制，使得电感器L1的再生电压成为基准电压VREF；辅助电源电路，其由二极管D2、二极管D3以及电容器C3构成，该辅助电源电路利用MOSFET 10的断开期间中的电感器L1的再生电压对电容器C3进行充电，并且将电容器C3的电压作为电源电压提供给控制电路1；以及分压电阻R4。
在由二极管桥接构成的整流电路DB的交流输入端子AC 1、AC 2上连接有商用交流电源。从商用交流电源输入的交流电压被全波整流后从整流电路DB输出。
在整流电路DB的整流输出正极端子和开关电源装置的负极侧输出端子DC 2之间连接有平滑电容器C1。另外，整流电路DB的整流输出负极端子与开关电源装置的负极侧输出端子DC 2相连。由此，得到了利用整流电路DB与平滑电容器C1对从商用交流电源提供的交流电压进行整流平滑后的直流电压。
控制电路1具有：被输入利用整流电路DB与平滑电容器C1进行整流平滑后的直流电压的D/ST(MOSFET漏极/启动电流输入)端子、S/OCP(MOSFET源极/过电流保护)端子、VCC(电源电压输入)端子、FB(低电压信号输入)端子、以及GND(接地)端子。
如图2所示，控制电路1内置有MOSFET 10。MOSFET 10的漏极端子连接在D/ST端子上，MOSFET 10的源极端子连接在S/OCP端子上。
如图1所示，控制电路1的S/OCP端子上连接有电阻R1的一端。电阻R1的另一端连接在控制电路1的GND端子上，并且连接于电感器L1的一端。电感器L1的另一端连接在开关电源装置的正极侧输出端子DC 1上。
电阻R1是用于将流过MOSFET 10的电流检测为电压信号VOCP的电压检测电阻。
在电阻R1与电感器L1的连接点和负极侧输出端子DC 2之间连接有二极管D1。在电感器L1与正极侧输出端子DC 1的连接点和负极侧输出端子DC 2之间连接有电容器C2。
降压斩波电路由以下部分构成：与由整流电路DB和平滑电容器C1构成的直流电源连接的MOSFET 10、电阻R1、以及二极管D1的串联电路；以及连接于二极管D1的两端的电感器L1与电容器C2的串联电路。降压斩波电路的结构可以使用公知的结构。例如，二极管D1也可以由开关元件构成。
分压电阻R4连接在开关电源装置的正极侧输出端子DC 1和负极侧输出端子DC 2之间。
在电感器L1的两端连接有二极管D2与电容器C4的串联电路。在MOSFET 10的断开期间中，电感器L1的再生电流流过二极管D2而被提供给电容器C4。
在电容器C4的两端连接有电阻R3与电阻R2的串联电路。在电阻R3与电阻R2的连接点上连接有控制电路1的FB端子。电容器C4的电压通过电阻R3和电阻R2的电阻分压，作为电感器L1的再生电压VFB被输入到FB端子。
在电感器L1的两端还连接有二极管D2、二极管D3以及电容器C3的串联电路。在MOSFET 10的断开期间中，电感器L1的再生电流流过二极管D2和二极管D3而被提供给电容器C3。
电容器C3与二极管D3的连接点被连接到控制电路1的VCC端子，电容器C3与电感器L1的连接点被连接到控制电路1的GND端子。由此，电容器C3的电压作为控制电路1的电源电压Vcc被提供给控制电路1。
接着，对控制电路1的内部结构详细地进行叙述。
控制电路1具有：MOSFET 10；对MOSFET 10的栅极进行控制的驱动器(DRV)11；逻辑电路(NOR和OR)12、13；RS触发器(RS-FF)14；振荡器(OSC)15；对被提供到FB端子的再生电压VFB与基准电压VREF之间的差分进行放大而输出误差电压Err的误差放大器16；过电流检测电路(OCP和LEB)17；反馈控制电路(比较器CP1和电平转换器)18；OR电路19；接通信号产生电路20；从基准电压VREF的电压Vref A切换到电压Vref B的电压切换部21(对电压V1和误差电压Err进行比较的比较器CP2、RS触发器FF2)；对控制电路电压进行监视而使内部电源REG23的输出开始、停止的低电压检测电路22(UVLO)；内部电源REG 23；启动电路24；对控制电路电压的过电压进行监视的过电压保护电路(OVP)25；以及由过热保护电路26构成的保护电路(PROTECTION)27。
反馈控制电路18进行反馈控制，即：根据误差电压Err控制MOSFET 10的占空比。
具体地，比较器CP 1对从误差放大器16输出的误差电压Err(由电平转换器进行电平转换后的值)与被输入到S/OCP端子的电压VOCP进行比较，当电压VOCP为误差电压Err以上的情况下，反馈控制电路18输出高电平的信号。另外，反馈控制电路17的电平转换器具有以下这样的作用：对误差电压Err进行电平转换而转换为能够作为与输入到S/OCP端子的电压VOCP进行比较的比较对象的电压。
过电流检测电路17对电压VOCP与过电流阈值进行比较，在电压VOCP达到过电流阈值的情况下输出高电平的信号。另外，LEB对开关导通时的浪涌电流进行短期间的屏蔽来防止过电流检测的误动作。
OR电路19在从过电流检测电路17和反馈控制电路18中的任意一个输入了高电平的信号时，输出高电平的信号。
RS触发器14的复位端子R被输入OR电路19的输出信号，置位端子S被输入来自振荡器15的预定频率的脉冲信号。RS触发器14的反相输出端子经由逻辑电路(OR)13和逻辑电路(NOR)12与DRV 11连接。
当从RS触发器电路14的反相输出端子输出低电平的信号时，经由逻辑电路(OR)13和逻辑电路(NOR)12，DRV 11使MOSFET 10接通，当从RS-FF14的反相输出端子输出高电平的信号时，经由逻辑电路(OR)13和逻辑电路(NOR)12，DRV 11使MOSFET 10断开。
RS触发器14被复位的时机由反馈控制电路18的输出信号决定。这样，控制电路1根据误差电压Err，对MOSFET 10进行接通断开控制，使得电感器L1的再生电压成为基准电压VREF。
OSC 15将误差电压Err作为输入，生成与误差电压Err的大小对应的预定频率的脉冲信号，并将生成的脉冲信号输入到RS触发器14的置位端子S和逻辑电路(OR)13的一个端子上。在逻辑电路(OR)13的另一个端子上连接有RS触发器14的反相输出端子根据该脉冲信号的频率，确定MOSFET 10的开关频率。
OSC 15作为根据误差电压Err对开关频率进行控制的开关频率控制电路发挥作用。
图3是示出误差电压Err[V]与OSC 15的振荡频率[kHz]之间的关系的一例的图。如图3所示，误差电压Err越大，则OSC 15的振荡频率越大。
接通信号生成电路20在从OSC 15生成的脉冲信号的上升时刻起，经过了预定的时间后，生成变化为高电平的接通信号，并将生成的接通信号输入到电压切换部21的RS触发器的置位端子S。
电压切换部21的RS触发器的复位端子R与比较器CP 2的输出相连接。在比较器CP2的同相端子上连接有基准电压V1，在反相端子上连接有电容器Ccomp电压(误差电压Err)。因此，在Ccomp电压低于基准电压V1的状态下，即轻负载时，电压切换部21的RS触发器FF 2根据接通信号生成电路20的接通信号被置位。
当电压切换部21的RS触发器FF 2被置位时，误差放大器16的基准电压VREF的电压从Vref A切换到电压Vref B。这里的关系是Vref A＞Vref B。
电压切换部21是以下这样的电路：在轻负载时，Ccomp电压下降，在达到预定的接通脉冲宽度以上的情况下，将误差放大器16的基准电压VREF切换为较低的基准电压Vref B。
如上所述，在降压斩波型开关电源装置中，MOSFET 10的接通期间在开关周期中所占的比例(ON DUTY)是由输入电压Vin与提供给负载的输出电压Vo之比(Vo/Vin)决定的。当输入电压Vin减小时，ON DUTY增大，因此MOSFET 10的接通期间变长。
利用这一点，接通时间产生电路20根据MOSFET 10的接通期间的长度来判定输入电压Vin是否下降到第一阈值电压以下。
输入电压Vin下降到第一阈值电压以下的状态是指：交流输入端子AC 1、AC 2与商用交流电源之间的物理连接被切断的状态、或者由于停电等无法从商用交流电源提供交流电压的状态等。
输入电压Vin大于第一阈值电压的状态是指交流输入端子AC 1、AC 2与商用交流电源之间的物理连接已建立，并且从商用交流电源向开关电源装置提供了交流电压的状态，这种状态被称为通常状态。
电压切换部21的比较器CP 2的反相端子连接有Ccomp电压，同相端子连接有基准电压V1。当输出电压下降时，误差电压Err也同样下降，因此，通过将基准电压V1设定为相当于额定输出电压降低状态的Ccomp电压，比较器CP 2能够检测输出电压下降。比较器CP 2的输出与电压切换部21的RS触发器FF 2的复位端子R连接，因此当成为输出电压下降状态时，使复位端子R的电压成为低电平，能够进行置位端子的输入。
接通信号生成电路20在从OSC 15生成的脉冲信号的上升时刻起，经过了预定的时间后，生成变化为高电平的接通信号，并将生成的接通信号输入到电压切换部21的RS触发器的置位端子S。因此，当输入电压Vin下降到第一阈值电压以下时，MOSFET 10的接通脉冲宽度也变宽，而在MOSFET 10的接通期间中，来自接通信号生成电路20的接通信号被输入到电压切换部21。该接通信号意味着输入电压Vin下降到了第一阈值电压以下，电压切换部21将误差放大器16的基准电压值Vref A切换为低于Vref A的基准电压Vref B从而降低输出电压的设定值。
即，在负载条件为轻负载，并且输入电压Vin下降到第一阈值电压以下的条件下，会引起输出电压上升的现象，因此在该条件的组合时通过降低输出电压的基准电压，能够抑制输出电压的上升。
以下，对图1所示的开关电源装置的工作进行说明。
图4是用于说明处于通常状态且处于重负载时(负载为第二阈值以上时)的图1所示的开关电源装置的工作的时序图。
在图4中，“ID”表示MOSFET 10的漏极电流。“Vds”表示MOSFET 10的漏极-源极间电压。“DRV”表示从DRV 11输出的驱动信号。“接通时间信号”表示接通时间产生电路20的输出信号。“Reset(FF2)”表示电压切换部21的RS触发器FF 2的复位端子电压。“Q(FF2)”表示电压切换部21的RS触发器FF 2的输出端子Q的电压。“Vref”表示基准电压Vref。
图5是用于说明处于通常状态且处于轻负载时(负载小于第二阈值时)的图1所示开关电源装置的工作的时序图。
图6是用于说明处于输入电压Vin为第一阈值以下的状态且处于轻负载时(负载小于第二阈值时)的图1所示的开关电源装置的工作的时序图。
在连接于开关电源装置的负载为第二阈值以上的重负载时，Ccomp电压(误差电压Err)增大，因此根据图3所示的关系，OSC 13的振荡频率增大。在图4中，示出了振荡频率成为f1时的时序图。在图5中，示出了振荡频率成为f2时的时序图。在图6中，示出了振荡频率成为f3时的时序图。
这里，关于接通时间产生电路20生成的接通信号成为高电平的时机，其时间是根据负载为第二阈值以下时的最低频率来设定的。
因此，在图4的状态下，不输出接通信号。另外，在图5的状态下，负载小于第二阈值，因而开关频率下降，ON DUTY不变，因此MOSFET 10的接通期间不会超过接通时间产生电路20生成的定时。因此，在开关动作过程中，接通信号保持为低电平，电压切换部21也保持停止。
另一方面，如图6所示，当输入电压Vin下降时，即使是轻负载，ON DUTY也增大。因此，MOSFET 10的接通期间会超过接通时间产生电路20的接通信号的定时期间。
当MOSFET 10的接通期间超过接通信号的低电平期间时，接通时间产生电路20的RS触发器FF 2的输出成为高电平，将误差放大器16的基准电压Vref从Vref A电压切换为较低的Vref B电压。由此，输出电压的设定被设定为低电压值，因此，通过误差放大器16，将MOSFET 10的开关频率控制为比到此为止的开关频率低的频率而使输出电压下降，能够抑制输出电压的上升。
图7示出了现有技术中的输入电压Vin即将成为零时的输出电压的上升波形。
图8示出了本实施例中的输入电压Vin即将成为零时的输出电压的上升波形。
可以看出：在图7中，输入电压Vin即将成为零时的输出电压的上升较大，而图8示出的波形则抑制了输出电压的上升。
如上所述，根据图1的开关电源装置，当输入电压Vin下降，ON DUTY增大且MOSFET10的接通时间超过了接通时间产生电路20的接通信号的定时期间时，电压切换部21进行工作而将误差放大器16的基准电压Vref切换为较低的基准电压，因此能够尽可能地抑制输入电压Vin即将成为零时的输出电压的上升。
另外，能够减小用于抑制输出电压的上升的分压电阻R4的损失，能够降低开关电源装置的待机功率。
图9是通过由电阻Rr和电容器Cr实现的时间常数电路将误差放大器16的同相端子与基准电压Vref连接的应用例。在图2的基础上，增加了开关SW1、电阻Rr、电容器Cr以及作为基准电压Vref的替代的电压Vref A和Vref B。在图2中，是根据电压切换部21的输出信号对基准电压Vref的电压值本身进行切换，但在图9中，通过开关SW1进行切换。
由于是通过由电阻Rr和电容器Cr实现的时间常数电路向误差放大器16的同相端子输入基准电压，因此能够从基准电压Vref A线性变更为基准电压Vref B。
以上，以具体的实施方式说明了本发明，但上述实施方式仅是一例，当然能够在不脱离本发明的主旨的范围内进行变更并实施。
例如，关于图3示出的Ccomp电压的振荡频率特性，也可以是振荡频率固定的PWM振荡电路。

Claims (4)

1.一种降压斩波型开关电源装置，其特征在于，
该降压斩波型开关电源装置具有：
降压斩波电路，其包括与直流电源连接的开关元件以及与所述开关元件连接的电感器；
再生电压检测电路，其在所述开关元件的断开期间中对所述电感器的再生电压进行检测；
控制电路，其根据由所述再生电压检测电路检测的再生电压与第一基准电压之间的误差电压，对所述开关元件进行接通断开控制，使得所述电感器的再生电压成为所述第一基准电压；
辅助电源电路，其利用所述开关元件的断开期间中的所述电感器的再生电压对电容器进行充电，并将所述电容器的电压作为电源电压提供给所述控制电路；
接通时间检测电路，其检测所述接通断开控制的接通时间是否超过预定时间；以及
基准电压切换电路，其在比所述第一基准电压低的第二基准电压与所述第一基准电压之间进行切换，
在所述接通时间超过预定时间的情况下，所述基准电压切换电路从所述第一基准电压切换为所述第二基准电压而进行控制。
2.根据权利要求1所述的降压斩波型开关电源装置，其特征在于，
在所述开关元件的接通期间超过预定时间的情况下，所述基准电压切换电路使得从所述第一基准电压线性地变化为第二基准电压。
3.根据权利要求1所述的降压斩波型开关电源装置，其特征在于，
所述基准电压切换电路具有误差电压比较器，所述误差电压比较器对由所述再生电压检测电路检测的再生电压与所述第一基准电压之间的误差电压的值和预定阈值电压进行比较，
在所述误差电压下降到预定阈值电压以下的情况下，所述基准电压切换电路从所述第一基准电压切换到所述第二基准电压。
4.根据权利要求1所述的降压斩波型开关电源装置，其特征在于，
所述控制电路还具有时间常数电路，
在所述开关元件的接通期间超过预定时间的情况下要从所述第一基准电压切换到所述第二基准电压时，经由所述时间常数电路从所述第一基准电压切换到所述第二基准电压。
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Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1346535A (zh) * 1999-12-09 2002-04-24 三垦电气株式会社 Dc－dc变换器
CN1357964A (zh) * 2000-12-04 2002-07-10 三垦电气株式会社 Dc－dc变换器
US8669721B2 (en) * 2011-03-23 2014-03-11 Panasonic Corporation Solid state light source based lighting device and lighting system

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1346535A (zh) * 1999-12-09 2002-04-24 三垦电气株式会社 Dc－dc变换器
CN1357964A (zh) * 2000-12-04 2002-07-10 三垦电气株式会社 Dc－dc变换器
US8669721B2 (en) * 2011-03-23 2014-03-11 Panasonic Corporation Solid state light source based lighting device and lighting system

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