JP2002171760A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Ｄｃ−ｄｃコンバータ

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JP2002171760A
JP2002171760A JP2000369198A JP2000369198A JP2002171760A JP 2002171760 A JP2002171760 A JP 2002171760A JP 2000369198 A JP2000369198 A JP 2000369198A JP 2000369198 A JP2000369198 A JP 2000369198A JP 2002171760 A JP2002171760 A JP 2002171760A
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憲吾 小池
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    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Abstract

(57)【要約】 【課題】 スタンバイモード等の軽負荷時における効率
向上及び磁歪音の抑制を簡単に達成することが困難であ
った。 【解決手段】 直流電源１の一方の端子１ａと他方の端
子１ｂとの間にトランス２を介してスイッチ３を接続す
る。スイッチ３をオン・オフするための制御パルス形成
回路７を設ける。出力電圧を一定に制御するための帰還
制御回路を設ける。軽負荷時にスイッチ３を間欠的にオ
ン・オフ動作させるために、鋸波発生回路９と比較器１
０と電流検出回路６とを設ける。鋸波発生回路９からス
イッチ３のオン・オフ周波数よりも十分低い周波数の鋸
波電圧Ｖt を発生させる。電流検出抵抗１６で検出した
電圧にバイアスを加えて変形電流検出電圧を形成し、比
較器１０で鋸波電圧と比較する。比較器１０の出力で制
御パルスの発生を制限し、間欠動作とソフトスタート動
作とを得る。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、出力電圧を帰還制
御によって一定に制御する形式のＤＣ−ＤＣコンバータ
に関する。
【０００２】
【従来の技術】典型的なＤＣ−ＤＣコンバータは、直流
電源と、この一端と他端との間に接続されたトランスの
１次巻線とスイッチとの直列回路と、トランスの２次巻
線に接続された整流平滑回路と、出力電圧検出回路と、
スイッチ電流検出回路と、出力電圧検出回路及び電流検
出回路の出力に基づいてスイッチをオン・オフ制御する
ための制御回路とから成る。この種のＤＣ−ＤＣコンバ
ータにおいて、スイッチによって直流電圧をオン・オフ
する周波数すなわちスイッチング周波数が、負荷が軽く
なっても正常負荷と同一の値又はこれよりも高い値であ
ると、負荷電力に対するスイッチにおける電力損失の割
合が大きくなり、効率が低下する。この種の問題を解決
するために、例えば、本件出願人に係る特開２０００−
２３４５８号公報に開示されているように、軽負荷時に
ＤＣ−ＤＣコンバータを間欠的に動作させることが知ら
れている。このようにＤＣ−ＤＣコンバータを間欠的に
動作させると、出力電圧の安定性は低下するが、スイッ
チング回数が少なくなるためにスイッチング損失が少な
くなり、ＤＣ−ＤＣコンバータの効率が向上する。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところで、ＤＣ−ＤＣ
コンバータを駆動期間と休止期間とを交互に配置して間
欠的に駆動すると、休止期間中の出力電圧の低下を補う
ために駆動期間の始まりにスイッチのオン時間幅が長く
なり、スイッチ及びトランスに比較的大きな電流が流
れ、トランスから磁歪音が発生し、使用者に不快感を与
えることがある。前述の特開２０００−２３４５８号公
報においては、間欠的制御のために方形波パルスを使用
し、このパルスによって電圧帰還制御を断続する。この
結果として、間欠的なスイッチング動作が生じる。ま
た、上記公報の技術では、間欠制御の方形波パルスを変
形して電圧帰還制御回路に加えているので、間欠動作中
におけるスイッチ電流の増大が抑制され、トランスの磁
歪音即ち音鳴りが抑制される。しかし、この方法では電
圧帰還制御回路を間欠パルスで制御する方法であるた
め、電圧帰還制御回路の回路素子の特性のバラツキ、温
度変化等を十分に考慮しなければ音鳴りを確実に防止す
ることができない。また、間欠的駆動のために独立した
パルス発生器をトランスの２次側に設けなければなら
ず、部品点数が増加した。
【０００４】そこで、本発明の目的は、トランス、リア
クトル等のインダクタンス手段の磁歪音の抑制を比較的
簡単な回路で達成することができるＤＣ−ＤＣコンバー
タを提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決し、上記
目的を達成するための本発明は、負荷に直流電力を供給
するためのＤＣ−ＤＣコンバータであって、直流電圧を
供給するための第１及び第２の電源端子と、前記直流電
圧を繰返してオン・オフするために前記第１の電源端子
と前記第２の電源端子との間に接続され、且つ制御端子
を有しているスイッチと、前記スイッチに対して直列に
接続されたインダクタンス手段と、前記インダクタンス
手段に接続された整流平滑回路と、前記整流平滑回路の
出力電圧を示す信号を直接又は間接に検出する出力電圧
検出手段と、前記スイッチに流れる電流を検出する電流
検出手段と、第１の傾斜を有する電圧と前記第１の傾斜
と逆の第２の傾斜を有する電圧とを含む電圧波形を、前
記スイッチのオン・オフ繰返し周期の複数倍の時間より
も長い所定周期で繰返して発生するものであり、前記電
圧波形が前記電流検出手段から得られた電流検出電圧を
横切るように設定されている波形発生回路と、前記スイ
ッチのオン時間を制限するためのものであって、前記電
流検出手段から得られた電流検出電圧と前記波形発生回
路から得られた電圧波形とを比較し、前記電圧波形が前
記電流検出電圧の一方の側の値を有している時に第１の
レベルの電圧を出力し、前記電圧波形が前記電流検出電
圧の他方の側の値を有している時に第２のレベルの電圧
を出力するスイッチオン時間制限用比較器と、前記スイ
ッチをオン・オフ制御するための制御パルスを形成して
前記制御端子に供給するものであって、前記出力電圧検
出手段の出力に応答して前記出力電圧を一定に制御する
ように前記制御パルスの幅を制御し、且つ前記比較器の
出力に応答して前記比較器の出力が前記第１のレベルの
出力を発生している時に前記制御パルスの発生を禁止又
は前記制御パルスの前記スイッチへの供給を禁止する制
御パルス形成回路とを備えたＤＣ−ＤＣコンバータに係
わるものである。
【０００６】なお、請求項２に示すように、前記第１の
電源端子が正極端子、前記第２の電源端子が負極端子で
あり、前記電流検出手段は、前記スイッチと前記第２の
電源端子との間に接続された前記電流検出抵抗と、前記
電流検出抵抗のスイッチ側の端子をグランドに接続する
手段と、前記電流検出抵抗に対してバイアス用直流電源
を介して並列に接続された第１及び第２の分圧用抵抗の
直列回路とを有し、前記第１及び第２の分圧用抵抗の相
互接続点とグランドとの間の電圧を電流検出電圧として
出力するものであることが望ましい。また、請求項３に
示すように、更に、前記電圧波形が前記電流検出電圧よ
りも低い側から高い側に向って横切る正の傾斜を有して
いる区間を示す信号を前記波形発生回路に基づいて得る
正傾斜区間信号取得手段と、前記正傾斜を有している区
間における前記制御パルスの発生及び供給を許可する手
段とを有していることが望ましい。また、請求項４に示
すように、前記波形発生回路は、鋸波又は三角波発生用
コンデンサと、前記コンデンサの充放電回路と、第１の
基準値（Ｖth1 ）と第２の基準値（Ｖth2 ）とを選択的
にとることができる可変基準電圧回路と、前記コンデン
サの電圧と前記可変基準電圧回路の前記第１及び第２の
基準電圧とを比較するコンデンサ充放電制御用比較器と
を備え、前記コンデンサの電圧が前記第１の基準値（Ｖ
th1 ）よりも高い値から前記第１の基準値（Ｖth1 ）に
達した時に前記可変基準電圧回路の出力を前記第１の基
準値（Ｖth1 ）から第２の基準値（Ｖth2 ）に切換え、
前記コンデンサの電圧が前記第２の基準値（Ｖth2 ）よ
りも低い値から前記第２の基準値（Ｖth2 ）に達した時
に前記可変基準電圧回路の出力を前記第２の基準値（Ｖ
th2 ）から前記第１の基準値（Ｖth1 ）に切換えるよう
に前記コンデンサ充放電制御用比較器の出力端子が前記
可変基準電圧回路に接続され、前記コンデンサ充放電制
御用比較器の出力が低レベルの時に前記コンデンサを充
電し、前記コンデンサ充放電用比較器の出力が高レベル
の時に前記コンデンサを放電させるように前記コンデン
サ充放電用比較器の出力端子が前記コンデンサ充放電回
路に接続されていることが望ましい。また、請求項５に
示すように、前記正傾斜区間信号取得手段は、前記コン
デンサ充放電用比較器の出力を抽出する出力抽出回路で
あることことが望ましい。また、請求項６に示すよう
に、前記許可する手段は、前記スイッチオン時間制限用
比較器と前記コンデンサ充放電用比較器の前記出力抽出
回路とに接続されたＡＮＤ回路であることが望ましい。
また、請求項７に示すように、負荷に直流電力を供給す
るためのＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、直流電圧を供
給するための第１及び第２の電源端子と、前記直流電圧
を繰返して他オン・オフするために前記第１の電源端子
と前記第２の電源端子との間に接続され、且つ制御端子
を有しているスイッチと、前記スイッチに対して直列に
接続されたインダクタンス手段と、前記インダクタンス
手段に接続された整流平滑回路と、前記整流平滑回路の
出力電圧を示す信号を直接又は間接に検出する出力電圧
検出手段と、前記スイッチに流れる電流を検出する電流
検出手段と、第１の傾斜を有する電圧と前記第１の傾斜
と逆の第２の傾斜を有する電圧とを含む電圧波形を、前
記スイッチのオン・オフ繰返し周期の複数倍の時間より
も長い所定周期で繰返して発生するものであり、前記ス
イッチのオン・オフ動作期間における前記スイッチの複
数回のオン期間に対応して前記電流検出手段から得られ
る複数の突出波形の一部のピークが前記第１の傾斜を有
する電圧に到達することができるように前記電圧波形の
レベルが設定されている波形発生回路と、前記波形発生
回路と前記電流検出手段とに接続され、前記電流検出手
段から得られた電流検出電圧と前記波形発生回路から得
られた電圧波形とを比較し、前記スイッチのオン時間幅
を制限するためのパルスを発生するオン期間制限用比較
器と、前記波形発生回路が前記第１の傾斜電圧を発生し
ている時に第１のレベルの電圧となり、前記波形発生回
路が第２の傾斜電圧を発生している時に第２の電圧レベ
ルになる２値信号を波形発生回路に基づいて得る２値信
号取得手段と、前記スイッチをオン・オフ制御するため
のスイッチ制御パルスを形成して前記制御端子に供給す
るものであって、前記出力電圧検出手段の出力に応答し
て前記出力電圧を一定に制御するように前記スイッチ制
御パルスの幅を制御し、且つ前記２値信号取得手段から
前記第１のレベルの電圧が発生している時に前記スイッ
チ制御パルスの発生又は供給を禁止し且つ前記比較器か
ら前記オン時間幅を制限するためのパルスが発生した時
に前記スイッチ制御パルスの発生又は供給を禁止するス
イッチ制御パルス形成回路とを設けることができる．ま
た、請求項８に示すように、前記波形発生回路は、鋸波
又は三角波発生用コンデンサと、前記コンデンサの充放
電回路と、第１の基準値（Ｖth1 ）と第２の基準値（Ｖ
th2 ）とを選択的にとることができる可変基準電圧回路
と、前記コンデンサの電圧と前記可変基準電圧回路の前
記第１及び第２の基準電圧とを比較するコンデンサ充放
電制御用比較器とを備え、前記コンデンサの電圧が前記
第１の基準値（Ｖth1 ）よりも高い値から前記第１の基
準値（Ｖth1 ）に達した時に前記可変基準電圧回路の出
力を前記第１の基準値（Ｖth1 ）から第２の基準値（Ｖ
th2 ）に切換え、前記コンデンサの電圧が前記第２の基
準値（Ｖth2 ）よりも低い値から前記第２の基準値（Ｖ
th2 ）に達した時に前記可変基準電圧回路の出力を前記
第２の基準値（Ｖth2 ）から前記第１の基準値（Ｖth1
）に切換えるように前記コンデンサ充放電制御用比較
器の出力端子が前記可変基準電圧回路に接続され、前記
コンデンサ充放電制御用比較器の出力が低レベルの時に
前記コンデンサを充電し、前記コンデンサ充放電用比較
器の出力が高レベルの時に前記コンデンサを放電させる
ように前記コンデンサ充放電用比較器の出力端子が前記
コンデンサ充放電回路に接続されていることが望まし
い。また、請求項９に示すように、前記２値信号取得手
段は、前記コンデンサ充放電用比較器の出力を抽出する
出力抽出回路であることが望ましい。また、請求項１０
に示すように、前記スイッチ制御パルス形成回路は、
前記スイッチのオン・オフ周期を決定するためのトリガ
用パルスを一定又は可変周期で繰返して発生するパルス
発生器と、前記出力電圧検出回路の出力に応答して電圧
帰還制御信号を形成する電圧帰還制御信号形成手段と、
前記電圧帰還制御信号形成手段と前記電流検出手段とに
接続され、前記電流検出電圧が前記電圧帰還制御信号に
一致した時に出力状態が反転するオン幅決定用比較器
と、前記パルス発生器に接続された第１の入力端子と前
記オン幅決定用比較器に接続された第２の入力端子と出
力端子とを有し、前記トリガ用パルスに応答して前記出
力端子が第１の状態から第２の状態に転換し、前記オン
幅決定用比較器の前記一致を示す出力に応答して前記出
力端子が前記第２の状態から前記第１の状態に転換する
フリップフロップと、前記パルス発生器と前記フリップ
フロップとに接続され、前記パルス発生器から前記トリ
ガ用パルスが発生していない期間であると同時に前記フ
リップフロップの出力端子が第２の状態にある時に前記
スイッチをオンに制御するための制御パルスを出力する
論理回路と、前記スイッチオン時間制限用比較器の出力
によって前記フリップフロップをリセットする手段とを
有していることが望ましい。また、請求項１１に示すよ
うに、更に、通常負荷を示す信号と前記通常負荷よりも
軽い軽負荷を示す信号とを選択的に発生するモード切換
制御信号発生回路と、前記モード切換制御信号発生回路
の出力が軽負荷を示している時にのみ前記波形発生回路
から電圧波形を発生させる制御手段とを有していること
ことが望ましい。また、請求項１２に示すように、前記
インダクタンス手段はトランスであり、前記トランスは
１次巻線と２次巻線とを有し、前記スイッチは前記１次
巻線に直列に接続され、前記整流平滑回路は前記２次巻
線に接続されていることが望ましい。また、請求項１３
に示すように、前記インダクタンス手段はトランスであ
り、前記トランスは１次、２次及び３次巻線を有し、前
記スイッチは前記１次巻線に直列に接続され、前記整流
平滑回路は第１の負荷に電力を供給するための第１の整
流平滑回路と前記第１の負荷よりも軽い第２の負荷に電
力を供給するための第２の整流平滑回路とから成り、前
記第１の整流平滑回路は前記２次巻線に接続され、前記
第２の整流平滑回路は前記３次巻線に接続され、第１の
負荷はオン・オフされるものであり、前記出力電圧検出
回路は前記第１の整流平滑回路に接続されていることが
望ましい。
【０００７】
【発明の効果】各請求項の発明によれば、波形発生回路
を間欠動作とインダクタンス手段の電流制御との両方に
使用しているので、比較的簡単な回路で間欠動作及び磁
歪音の抑制を達成することができる。
【０００８】
【実施形態】次に、図１〜図１８を参照して本発明の実
施形態に従う間欠動作が可能なＤＣ−ＤＣコンバータを
説明する。
【０００９】
【第１の実施形態】図１に示す本発明の第１の実施形態
に従うフライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータは、大別し
て直流電源１と、トランス２と、電界効果トランジスタ
（ＦＥＴ）から成るスイッチ３と、整流平滑回路４と、
出力電圧検出回路５と、電流検出回路６と、スイッチ制
御パルス形成回路７と、駆動回路８と、鋸波発生回路９
と、スイッチオン時間制限用比較器１０と、モード切換
制御回路１１と、過電流防止回路１２とから成る。
【００１０】インダクタンス手段としてのトランス２は
磁気コア１３に巻回された１次巻線１４と２次巻線１５
とを有する。漏れインダクタンスを有する１次巻線１４
とスイッチ３と電流検出回路６の抵抗１６との直列回路
は電源１に接続された第１の電源端子１ａと第２電源端
子１ｂとの間に接続されている。１次巻線１４に電磁結
合された２次巻線１５は、黒丸で示すように１次巻線１
４と逆の極性を有する。スイッチ３のオン期間にトラン
ス２にエネルギが蓄積され、スイッチ３のオフ期間にト
ランス２からエネルギが放出される。
【００１１】整流平滑回路４は整流ダイオード１７と平
滑用コンデンサ１８とから成り、平滑用コンデンサ１８
は整流ダイオード１７を介して２次巻線１５に並列に接
続されている。ダイオード１７はスイッチ３のオフの期
間に導通する方向性を有する。平滑用コンデンサ１８に
接続された対の出力端子１９ａ、１９ｂは負荷２０を接
続するためのものである。
【００１２】出力電圧検出回路５は、電圧検出抵抗２
１、２２と、誤差増幅器２３と、基準電圧源２４と、発
光ダイオード２５とから成る。抵抗２１、２２は出力端
子１９ａ、１９ｂ間の電圧を検出し、この検出電圧を誤
差増幅器２３の一方の入力端子に送る。誤差増幅器２３
は検出電圧と基準電圧源２４の基準電圧との差の値を出
力する。発光ダイオード２５は出力端子１９ａと誤差増
幅器２３の出力端子との間に接続されており、出力電圧
に比例的に変化する光出力を発生する。
【００１３】電流検出回路６は、１次巻線１４及びスイ
ッチ３を流れる電流Ｉ1 を検出するためのものであっ
て、スイッチ３に直列に接続された電流検出抵抗１６
と、この抵抗１６に並列に接続されたバイアス回路２６
とから成る。バイアス回路２６は、図２に示すようにバ
イアス用直流電源２７と第１及び第２の分圧用抵抗２
８、２９とから成る。バイアス用直流電源２７は第１及
び第２の分圧用抵抗２８、２９を介して電流検出抵抗１
６に並列に接続されている。電流検出抵抗１６はスイッ
チ３と負極側の第２の電源端子１ｂとの間に接続され、
電流検出抵抗１６のスイッチ側の端子はグランドに接続
されている。また、バイアス用直流電源２７の負端子も
グランドに接続されている。電流検出抵抗１６の両端子
間電圧をＶa 、電源２７の電圧をＶb 、抵抗２８、２９
の値をＲ1 、Ｒ2 とすれば、電流検出ライン３０とグラ
ンドとの間に、 Ｖc ＝Ｖb −（Ｖa ＋Ｖb ）Ｒ1 ／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ） の電流検出電圧が得られる。バイアス電圧Ｖb は電流Ｉ
1 のピーク値における抵抗１６の電圧Ｖa よりも大きく
設定されているので、ライン３０の電圧Ｖc は図４
（Ｃ）及び図５（Ｃ）に示すようにＶａ＝０の時にバイ
アス電圧Ｖbを抵抗Ｒ1とＲ2とで分割した電圧Ｖbb を最
大値として、このバイアス電圧Ｖbb よりも低い領域で
変化する。要するに、電流検出電圧Ｖc は、図４（Ｂ）
及び図５（Ｂ）に示す電流Ｉ1 の波形を反転させ且つ電
圧Ｖb でバイアスしたものに相当する波形を有する。な
お、１次巻線１４はインダクタンスを有するので、スイ
ッチ３のオン期間にここを流れる電流Ｉ1 は傾斜を有し
て立上り図４（Ｂ）及び図５（Ｂ）に示すように三角波
状の突出波形になる。
【００１４】スイッチ制御パルス形成回路７は、スイッ
チ制御信号形成回路とも呼ぶことが出来るものであっ
て、出力電圧検出回路５の発光ダイオード２５に光結合
されていると共に、電流検出回路６及び比較器１０及び
過電流検出回路１２に接続され、スイッチ３をオン・オ
フ制御するための制御パルス即ちスイッチ制御信号を形
成し、周知の駆動回路８を介してスイッチ３の制御端子
（ゲート）に送る。このスイッチ制御パルス形成回路７
は、図２に示すように、大別してパルス発生器３１と、
オン終了時点決定回路３２と、リセット優先のＲＳフリ
ップフロップ３３と、ＮＯＲゲート３４と、ＯＲゲート
３５とから成る。
【００１５】パルス発生器３１は、例えば３０〜３００
kHz 程度の繰返し周波数で図４（Ａ）に示すパルスを繰
返して発生するものである。このパルス発生器３１の出
力Ｖosc に含まれるパルスの周期Ｔ1 はスイッチ３のオ
ン・オフ周期に一致している。この実施形態ではパルス
発生器３１の周波数が一定になっているが、負荷２０の
大きさに応じて変えることもできる。
【００１６】オン終了時点決定回路３２は、オン幅決定
回路とも呼ぶことができるものであって、電圧帰還制御
に基づくスイッチ３のオン終了時点を決定するための回
路であり、電圧帰還信号形成回路３６と、オン終了時点
決定用比較器３７から成る。オン終了時点決定用比較器
３７の正入力端子は電圧帰還制御信号形成回路３６に接
続され、負入力端子は電流検出ライン３０に接続されて
いる。電圧帰還信号形成回路３６は、ホトトランジスタ
３８と抵抗３９と電源４０とから成る。図１の発光ダイ
オード２５に光結合されたホトトランジスタ３８は光入
力の強さに反比例的に抵抗値が変化するものである。ホ
トトランジスタ３８の一端（コレクタ）は電源４０に接
続され、ホトトランジスタ３８の他端（エミッタ）は抵
抗３９を介してグランドに接続されているので、抵抗３
９に得られる帰還電圧Ｖf は出力電圧Ｖ0 に比例的に変
化する。比較器３７は、図４（Ｃ）に示すように電流検
出電圧Ｖc と電圧帰還信号Ｖf とを比較し、電流検出電
圧Ｖc が電圧帰還信号Ｖfに一致した時に図４（Ｄ）に
示すように高レベルのパルスを発生する。図４（Ｄ）の
パルスの発生時点は、出力電圧Ｖ0 の制御動作中におけ
るスイッチ３のオン時間の終了時点を意味する。
【００１７】ＲＳフリップフロップ３３のセット端子Ｓ
はパルス発生器３１の出力端子に接続され、リセット端
子ＲはＯＲゲート３５を介してオン終了時点決定用比較
器３７に接続され且つＯＲゲート３５を介して図１のソ
フトスタート用比較器１０の出力ライン１０ａ及び過電
流保護回路１２の比較器４１の出力ライン４１ａに接続
されている。ＮＯＲゲート３４の一方の入力端子はパル
ス発生器３１に接続され、他方の入力端子はフリップフ
ロップ３３の反転出力端子Ｑ− に接続され、出力端子
は図１の駆動回路８を介してスイッチ３の制御端子即ち
ゲートに接続されている。フリップフロップ３３は、例
えば図４（Ａ）のｔ0 に示すクロックパルスの立上りで
トリガされ、この位相反転出力端子Ｑ− はｔ0 で高レ
ベル即ち第１の状態から低レベル即ち第２の状態に転換
する。また、図４（Ｄ）のｔ2 時点に示す比較器３７の
出力パルスの立上り時点でリセット端子Ｒがトリガさ
れ、フリップフロップ３３の位相反転出力端子Ｑ− は
低レベル（第２の状態）から高レベル（第１の状態）に
戻る。これにより、フリップフロップ３３からは、図４
（Ｅ）に示す信号が発生し、ＮＯＲゲート３４からは図
４（Ｆ）に示すスイッチ制御信号即ちスイッチ制御パル
スが発生する。なお、ＮＯＲゲート３４は周知のように
全ての入力が低レベルの時にのみ高レベルの出力を発生
する論理回路である。従って、図４（Ｆ）に示すように
ＮＯＲゲート３４の出力はｔ1 〜ｔ2 期間に高レベルに
なり、この期間にスイッチ３がオンになる。
【００１８】過電流防止回路１２は、比較器４１と基準
電圧源４２とから成る。比較器４１の負入力端子は電流
検出ライン３０に接続され、正入力端子は基準電圧源４
２に接続されている。基準電圧源４２の電圧は図５
（Ｃ）に示す正常負荷時即ち通常負荷時における電流検
出電圧Ｖcの電圧レベルよりも低く設定されている。従
って、負荷２０の短絡等の過負荷状となって電流Ｉ1 の
ピークが増大しても、このピークの情報を含む電流検出
電圧Ｖc が過電流保護回路１２の基準電圧源４２の電圧
に達すると、比較器４１からパルスが発生し、これが図
２のＯＲゲート３５を介してフリップフロップ３３のリ
セット端子Ｒに入力し、フリップフロップ３３の出力端
子Ｑ− が高レベルに転換し、逆にＮＯＲゲート３４の
出力が低レベル状態に転換し、スイッチ３がオフにな
り、過電流が防止される。
【００１９】波形発生回路としての鋸波発生回路９は、
図５（Ｃ）に示す鋸波電圧Ｖt を発生する。鋸波電圧Ｖ
t はスイッチ３のオン・オフ周期Ｔ1 の複数倍よりも長
い周期を有して鋸波電圧Ｖtを発生する。鋸波電圧Ｖt
は、図５（Ｃ）のｔ7 〜ｔ9に示す第１の傾斜即ち正傾
斜電圧とｔ9 〜ｔ11に示す第２の傾斜即ち負傾斜電圧と
から成る。また、鋸波電圧Ｖt は電圧Ｖbb よりも高い
部分と低い部分との両方を有するように設定されてい
る。なお、図５（Ｃ）の電圧Ｖbb のレベルは図４(Ｃ)
と同様にＶa＝０の時に、バイアス電圧Ｖbを抵抗Ｒ1と
Ｒ2とで分割した値を示している。
【００２０】鋸波発生回路９は、図３に示すように大別
して鋸波用コンデンサ４３と、直流電源４４と、充放電
回路４５と、鋸波用比較器４６と、可変基準電圧源４７
とから成る。コンデンサ４３の一端は、充放電回路４５
に接続されていると共に比較器４６の正入力端子に接続
されている。コンデンサ４３の他端はグランドに接続さ
れている。充放電回路４５は、スイッチ素子としての２
つのＰチャネルＦＥＴ４８、４９と、スイッチ素子とし
ての３つのＮチャネルＦＥＴ５０、５１、５２と、第１
及び第２の定電流源回路５３、５４とから成る。スイッ
チ素子としてのＦＥＴ４８、４９、５０、５１はカレン
トミラ-回路を構成している。ＰチャネルＦＥＴ４８は
電源４４とコンデンサ４３との間に接続されている。第
１の定電流源回路５３はコンデンサ４３に並列に接続さ
れている。従って、コンデンサ４３はＦＥＴ４８を流れ
る電流Ｉa と定電流源回路５３の電流Ｉb との差の電流
Ｉa −Ｉb によって充電され図５（Ｃ）の鋸波電圧Ｖt
のｔ7 〜ｔ9 区間の値を発生する。充電回路を形成する
ＦＥＴ４８のオン・オフを制御するために、Ｐチャネル
ＦＥＴ４９のソースが電源４４に接続され、ゲートがＦ
ＥＴ４８のゲートに接続され、ドレインがＮチャネルＦ
ＥＴ５０を介してグランドに接続されている。また、Ｎ
チャネルＦＥＴ５０のドレインはＰチャネルＦＥＴ４８
のゲートにも接続されている。ＮチャネルＦＥＴ５１の
ドレインは第２の定電流源回路５４を介して電源４４に
接続され、そのゲートはＦＥＴ５０のゲートに接続され
ている。また、ＦＥＴ５１のドレイン・ゲート間が接続
されている。ＮチャネルＦＥＴ５２はＦＥＴ５１に並列
に接続され、このＦＥＴ５２のゲートは比較器４６の出
力端子４６に接続されている。可変基準電圧回路４７は
３つの抵抗５５、５６、５７の直列回路とＮチャネルト
ランジスタ５８とから成る。３つの抵抗５５、５６、５
７の直列回路は電源４４とグランドとの間に接続されて
いる。抵抗５５と抵抗５６との接続点５９が比較器４６
の負入力端子に接続されている。抵抗５６と抵抗５７と
の接続点６０にＦＥＴ５８のドレインが接続され、ＦＥ
Ｔ５８のソースがグランドに接続されている。ＦＥＴ５
８のゲートは比較器４６の出力端子に接続されている。
なお、電源４４を省いて図２の電源２７又は別の電源を
共用することができる。
【００２１】鋸波発生回路９のオン・オフは、モード切
換制御回路１１によって制御される。モード切換制御回
路１１は、図３に示すようにモード切換スイッチ６１と
負荷状態検出回路６２とから成る。モード切換スイッチ
６１はコンデンサ４３に並列に接続されている。負荷状
態検出回路６２は比較器６３と基準電圧源６４とローパ
スフィルタ即ちＬＰＦ６５とから成る。基準電圧源６４
は図４（Ｃ）のｔ0 〜ｔ5 に示す正常負荷状態時の電圧
帰還信号Ｖf のレベルよりも低く且つ図４（Ｃ）のｔ7
〜ｔ15に示す軽負荷状態における電圧帰還信号Ｖf の平
均値よりも高く設定されている。比較器６３の正入力端
子はＬＰＦ６５を介して図２の電圧帰還信号Ｖf の出力
ライン３６ａに接続されている。比較器６３の負入力端
子は基準電圧源６４に接続されている。従って、比較器
６３は電圧帰還信号Ｖf のレベルが基準電圧源６４の値
よりも高い時に正常負荷状態即ち通常負荷状態（ノーマ
ルモード）を示す高レベル電圧を出力し、スイッチ６１
をオンに制御し、電圧制御信号Ｖf のレベルが基準電圧
源６４の値よりも低い時に軽負荷状態（例えばスタンバ
イモード）を示す低レベル電圧を出力し、スイッチ６１
をオフに制御する。勿論、負荷状態検出回路６２は図３
の回路に限定されるものではなく、種々変形可能なもの
である。例えば負荷２０に通常負荷と軽負荷との切換制
御手段を含む場合には、この切換制御手段の切換信号を
使用してスイッチ６１をオン・オフすることができる。
【００２２】負荷２０が通常負荷状態のために図３のス
イッチ６１がオンの時にはコンデンサ４３がスイッチ６
１で短絡されるので、鋸波出力ライン９ａの電圧Ｖt は
図５（Ｃ）のｔ1 以前に示すように零ボルトに保たれ
る。負荷２０がスタンバイモード等のために通常負荷よ
りも軽い軽負荷状態になりスイッチ６１がオフの時に
は、コンデンサ４３の充放電動作が生じ、図５（Ｃ）の
ｔ2 〜ｔ12に示す鋸波電圧Ｖt が発生する。次に、この
動作を説明する。図３の基準電圧回路４７の抵抗５５、
５６の相互接続点５９の電位は、ＦＥＴ５８のオン時に
第１の基準値Ｖth1 （０．５Ｖ）となり、オフ時に第２
の基準値Ｖth2（３Ｖ）となる。今、コンデンサ４３の
放電が進んで図５のｔ7 時点で比較器４６の正入力端子
の鋸波電圧Ｖt が第１の基準値Ｖth1 （０．５Ｖ）に達
すると、比較器４６の出力が図５（Ｅ）に示すように高
レベルから低レベルに転換し、ＦＥＴ５８がオフに転換
する。このため比較器４６の負入力端子の電位が第２の
基準電圧Ｖth2 （３Ｖ）に転換し、比較器４６の出力は
ｔ7 〜ｔ9 区間において低レベルに保持される。ｔ7 〜
ｔ9 区間では充放電回路４５のＦＥＴ５２もオフにな
り、代ってＦＥＴ４８、４９、５０、５１がオンにな
る。この結果、ＦＥＴ４８を介してコンデンサ４３に充
電電流が流れ、図５（Ｃ）のｔ7 〜ｔ9 に示すようにコ
ンデンサ４３の電圧Ｖt は正の傾斜を有して増大する。
ｔ9 時点でコンデンサ４３の電圧Ｖt が第２の基準電圧
Ｖth2 （３Ｖ）に達すると、比較器４６の出力が低レベ
ルから高レベルに転換する。この結果、ＦＥＴ５８はオ
ンになり、比較器４６の負入力端子は第１の基準電圧Ｖ
th1 （０．５Ｖ）に転換し、比較器４６の出力がｔ9 〜
ｔ11の区間に高レベルに保持される。このｔ9 〜ｔ11区
間にはＦＥＴ５２がオン、ＦＥＴ４８、４９、５０、５
１がオフになる。この結果、コンデンサ４３の電荷は定
電流源回路５３を介して放出され、コンデンサ４３の電
圧Ｖt はｔ9 〜ｔ11区間で負の傾斜を有して低下する。
【００２３】軽負荷状態の時にスイッチ３のオン幅を強
制的に狭めるための比較器１０の正入力端子はライン９
ａを介してコンデンサ４３に接続され、負入力端子は電
流検出回路６の出力ライン３０に接続され、出力端子は
図２のＯＲゲート３５を介してフリップフロップ３３の
リセット端子Ｒに接続されている。従って、図５（Ｃ）
に示すように比較器１０においてライン９ａの鋸波電圧
Ｖt とライン３０の電流検出電圧Ｖc とが比較され、図
５（Ｄ）に示す出力が得られる。図５のｔ1 時点よりも
前の正常負荷時には鋸波電圧Ｖt が零ボルトであるの
で、比較器１０の出力電圧Ｖ10 は低レベルであり、比
較器１０の出力はスイッチ制御パルス形成回路７におけ
るパルス幅の制限に無関係である。図５のｔ2 以後に示
す軽負荷時には鋸波電圧Ｖt が周期的に変化し、ｔ3 以
前、ｔ8 〜ｔ10、及びｔ12以後においては、鋸波電圧Ｖ
t が電流検出電圧Ｖc よりも高いので、比較器１０の出
力電圧Ｖ10は高レベルに保たれる。比較器１０の出力電
圧Ｖ10が高レベルの時には、フリップフロップ３３のリ
セット端子Ｒにリセット信号が継続的に入力した状態と
なり、パルス発生器３１の出力パルスにフリップフロッ
プ３３が応答しなくなり、フリップフロップ３３はリセ
ット状態を保持し、この位相反転出力端子Ｑ− は図４
（Ｅ）のｔ7 〜ｔ9 区間に示すように高レベルに保た
れ、ＮＯＲゲート３４の出力は図４（Ｆ）に示すように
低レベルに保たれ、スイッチ３はオフに保たれる。図５
のｔ3 時点で鋸波電圧Ｖｔが電流検出電圧Ｖｃを横切
り、比較器１０の出力電圧Ｖ10が低レベルになると、図
２のフリップフロップ３３がパルス発生器３１の出力パ
ルスに応答可能となり、図４（Ｅ）に示すようにｔ9 時
点でフリップフロップ３３はセット状態となり、この反
転出力端子Ｑ− は低レベルになる。この結果、ＮＯＲ
ゲート３４の出力が図４（Ｆ）に示すようにｔ10で高レ
ベルになってスイッチ３がオンになり、この電流Ｉ1 が
図４（Ｂ）に示すように流れ始める。図４のｔ8 以前及
び図５のｔ3 以前ではスイッチ３がオフに保たれている
ので、出力電圧Ｖ0 が徐々に低下し、電圧帰還信号Ｖf
も図４（Ｃ）に示すように低下している。このため、も
し、電流検出電圧Ｖc が電圧帰還信号Ｖf に交差するま
でスイッチ３のオンを維持すると、図４（Ｂ）に示すよ
うに電流Ｉ1 が過大になり、トランス２で磁歪音が発生
する恐れがある。そこで、本実施形態では、図５（Ｃ）
に示すように鋸波電圧Ｖt と電流検出電圧Ｖc を比較
し、電流検出電圧Ｖc が鋸波電圧Ｖt に達した時点ｔ4
、ｔ5 、ｔ6 等において比較器１０の出力電圧Ｖ10を
高レベルにすることによって図２のフリップフロップ３
３をリセットさせる。即ち、電流検出電圧Ｖc が電圧帰
還信号Ｖf に達する前に強制的にフリップフロップ３３
をリセットし、スイッチ３をオフに転換する。鋸波電圧
Ｖt は負の傾斜を有して変化しているので、スイッチ３
の電流Ｉ1 のピーク値は図５（Ｂ）のｔ4 、ｔ5 、ｔ6
に示すように徐々に高くなり、スイッチ３のオン期間に
おけるソフトスタート動作が生じる。図５のｔ3 〜ｔ8
のオン期間にスイッチ３のオン・オフが開始すると、平
滑用コンデンサ１８が充電され、出力電圧Ｖ0 が上昇す
る。これにより、図４（Ｃ）のｔ14時点に示すように電
流検出電圧Ｖc が電圧帰還信号Ｖf に達すると、定電圧
制御動作が開始する。図５のｔ8時点で比較器１０の出
力電圧Ｖ10が高レベルに転換すると、再びフリップフロ
ップ３３がパルス発生器３１の出力パルスに応答しなく
なり、オフ期間になる。軽負荷状態の時には図５のｔ3
〜ｔ10の区間と同一の動作の繰返しが生じる。
【００２４】上述から明らかなように本実施例によれば
次の効果が得られる。 （１） 鋸波電圧Ｖt と電流検出電圧Ｖc との比較によ
ってスイッチ３のオン・オフの間欠動作のオフ期間即ち
非駆動期間とオン期間即ち駆動期間とを決定すると共
に、オン期間（駆動期間）におけるスイッチ３の電流Ｉ
1 のピークを徐々に高めるためのソフトスタート制御を
実行しているので、比較的簡単な回路で上記の２つの動
作が可能になり、ＤＣ−ＤＣコンバータのコストの低減
を図ることができる。 （２） オン期間即ち駆動期間の初期においてスイッチ
３の電流Ｉ1 が異常に高くならないので、トランス２の
磁歪音の発生を防ぐことができる。 （３） 軽負荷時にスイッチ３のオン・オフが間欠的に
生じるので、単位時間当りのスイッチング回数が少なく
なり、効率の向上を図ることができる。 （４） モード切換制御回路１１に負荷状態検出回路６
２を設けたので、スタンバイモード等の軽負荷状態を容
易に検出し、自動的に間欠的動作に切換えることができ
る。これにより、軽負荷時の効率向上を自動的に達成す
ることができる。 （５） 電流検出回路６を、オン終了時点決定回路３２
の比較器３７と、オン幅制限用比較器１０と、過電流保
護用比較器４１とで共用しているので、ＤＣ−ＤＣコン
バータの小型化及び低コスト化を図ることができる。な
お、この実施形態では、トランス２の１次巻線１４と電
源１とホトトランジスタ３８とスイッチ３と抵抗１６と
を除いてトランス２の１次側回路が集積回路で形成され
ている。集積回路において抵抗は比較的大きな面積を必
要とするが、電流検出回路６の抵抗２８、２９を３つの
比較器１０、３７、４１で共用することによって集積回
路の半導体チップ面積を大幅に低減できる。 （６） 鋸波発生回路９はトランス２の１次側に設けら
れ、スイッチ制御パルス形成回路７と同一の集積回路に
形成されているので、部品点数の低減が達成される。 （７） 鋸波発生回路９においてコンデンサ４３の充電
及び放電を第１及び第２の定電流回路５３、５４とＦＥ
Ｔ４８、４９、５０、５１、５２とで制御しているの
で、電流検出電圧Ｖc と比較するための鋸波電圧Ｖt を
正確に発生することができ、ソフトスタート効果を安定
的に得ることができる。
【００２５】
【第２の実施形態】次に、図６〜図８を参照して第２の
実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。但し、図
６〜図８及び後述する図９〜図１８において、図１〜図
５と実質的に同一の部分には同一の符号を付してその説
明を省略する。また、第２の実施形態及び後述する別の
実施形態の説明においても必要に応じて図１〜図５も参
照する。
【００２６】図６のＤＣ−ＤＣコンバータは、図１のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータに論理積回路即ちＡＮＤゲート７１
を追加し、この他は図１と同一に形成したものである。
図７から明らかなように、ＡＮＤゲート７１の一方の入
力端子はオン時間制限用比較器１０に接続され、他方の
入力端子は鋸波発生回路９の比較器４６に接続されてい
る。ＡＮＤゲート７１の出力端子は、図２のフリップフ
ロップ３３のリセット端子ＲにＯＲゲート３５を介して
接続される。
【００２７】鋸波発生回路９の比較器４６の出力電圧Ｖ
46は図８（Ｅ）に示すように変化し、鋸波電圧Ｖt の正
の傾斜区間ｔ7 〜ｔ9 に低レベル出力になる。この結
果、ＡＮＤゲート７１の出力電圧Ｖ71は図８（Ｆ）に示
すように変化する。図８（Ｆ）の波形は図８（Ｄ）の波
形のｔ7 〜ｔ9 区間及びｔ11〜ｔ13区間を低レベルにし
たものに相当する。従って、図８のオン期間即ち駆動期
間はｔ3 〜ｔ9 及びｔ10〜ｔ13であり、図５に比べてｔ
8 〜ｔ9 、ｔ12〜ｔ13だけ長くなっている。また、図８
ではｔ7 〜ｔ8 区間及びｔ11〜ｔ12区間で発生する比較
器１０の出力電圧Ｖ10の高レベルパルスが削除されてい
る。第２の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータは、オン期
間の終り近くの動作が変更された他は第１の実施形態と
同一である。
【００２８】第２の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータに
よれば、第１の実施形態と同一の効果を得ることがで
き、更に、間欠動作におけるオン期間の後半における動
作を安定化させることができる。即ち、第１の実施形態
の図５では、ｔ7〜ｔ9においてコンデンサ４３の充電が
開始されるが、比較器１０の出力によるコンデンサ４３
の充電途中で比較器１０の出力によってスイッチ３のオ
ン幅が狭められる可能性がある。もし、このようにスイ
ッチ３のオン幅が狭められると、出力端子１９ａ、１９
ｂ間の出力電圧Ｖ0が低下し、モ−ド切換制御回路１１
が誤って正常負荷状態を示す出力を発生し、コンデンサ
４３が短絡され、間欠動作を継続することができなくな
るおそれがある。これに対し、図６〜図８の第２の実施
形態では、ｔ7〜ｔ9区間においてはＡＮＤゲ−ト７１が
設けられ、ここにコンパレ−タ４６の出力Ｖ46が入力し
ているので、ｔ7〜ｔ9において鋸波発生回路９によるス
イッチ３のオンの制限が発生せず、スイッチ３はオン・
オフ動作を維持する。この結果、間欠動作による出力電
圧Ｖ0の低下を抑えて間欠動作を安定的に継続すること
ができる。
【００２９】
【第３の実施形態】次に、図９〜図１２を参照して第３
の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。図９に
示す第３の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータは、変形さ
れた電流検出回路６ａと変形されたスイッチ制御パルス
形成回路７´と変形された鋸波発生回路９´とを設け、
比較器４１、１０の正入力端子と負入力端子とを図１と
逆にし、ＮＯＴ回路７１ａ、ＡＮＤゲ−ト７１ｂ、ＯＲ
ゲート７２を設け、この他は図１と同一に形成したもの
である。
【００３０】図９の電流検出回路６ａはスイッチ３に直
列に接続された電流検出抵抗１６のみから成る。電流検
出抵抗１６はスイッチ３と第２の電源端子１ｂとの間に
接続され、第２の電源端子１ｂがグランドに接続されて
いる。電流検出抵抗１６のスイッチ側端子に接続された
電流検出ライン３０は、オン幅制限用比較器１０の正入
力端子及び過電流防止用比較器４１の正入力端子に接続
されている。比較器１０の負の入力端子は鋸波発生回路
９の出力ラインに接続されている。比較器４１の負の入
力端子は基準電圧源４２に接続されている。ＯＲゲート
７２の一方の入力端子はＡＮＤゲ−ト７１ｂを介して比
較器１０に接続され、他方の入力端子は図１１に示すよ
うに鋸波発生回路９の比較器４６に接続されている。Ｏ
Ｒゲート７２の出力ライン７２ａは図１０に示すリセッ
ト優先構成のフリップフロップ３３のリセット端子Ｒに
ＯＲゲート３５を介して接続されている。ＡＮＤゲ−ト
７１ｂの一方の入力端子は比較器１０に接続され、他方
の入力端子はＮＯＴ回路７１ａを介してモ−ド切換制御
回路１１の出力端子に接続されている。
【００３１】図９及び図１０において変形されたスイッ
チ制御パルス形成回路７′は、比較器３７の入力端子の
極性を図２と逆にし、且つホトトランジスタ３８と抵抗
３９の位置を図２と逆にし、この他は図１及び図２と同
一に形成したものである。
【００３２】変形された鋸波発生回路９′は、図１２
（Ｃ）に示すように鋸波電圧Ｖt の正傾斜区間ｔ3 〜ｔ
9 と負傾斜区間ｔ9 〜ｔ10とに対応するオフ期間とオン
期間との比率を適切に設定するように回路定数が変えら
れている点を除いて図３の鋸波発生回路９と同一であ
る。なお、図１２では正傾斜区間と負傾斜区間とがほぼ
等しく設定されているので、鋸波電圧Ｖｔを三角波電圧
と呼ぶこともできる。
【００３３】図１２は図９のＶ0 、Ｉ1 、Ｖc 、Ｖt 、
Ｖ10、Ｖ46、Ｖ72の状態を図５及び図８と同様に示すも
のである。第３の実施形態では電流検出抵抗１６の電圧
にバイアス電圧が付加されないので、図１２（Ｃ）から
明らかなように電流検出電圧Ｖc は図１２（Ｂ）の電流
Ｉ1 の波形と同様な形状を有する。鋸波電圧Ｖt は正傾
斜電圧区間ｔ3 〜ｔ9 がオン期間となり、負傾斜電圧区
間ｔ9 〜ｔ10がオフ期間となるように形成されている。
オン期間ｔ3 〜ｔ9 、オフ期間ｔ9 〜ｔ10の情報は、図
１１に示す比較器４６の出力電圧Ｖ46から得ている。こ
の電圧Ｖ46は図１２（Ｅ）に示すように鋸波電圧Ｖt の
正傾斜及び負傾斜に対応して低レベル及び高レベルにな
る。比較器１０は図１２（Ｃ）に示すように鋸波電圧Ｖ
t の正傾斜電圧と電流検出電圧Ｖc とを比較して図１２
（Ｄ）の出力を発生する。図１２（Ｄ）のｔ4 、ｔ5 、
ｔ6 で発生するパルスは、図５及び図８でｔ4 、ｔ5 、
ｔ6 で発生するパルスと等価である。比較器１０の出力
は図１２（Ｄ）から明らかなようにｔ2 よりも後の間欠
動作中におけるオフ期間ｔ2 〜ｔ3 、ｔ9 〜ｔ10等で低
レベルであり、フリップフロップ３３をリセット状態に
保つ機能を有さない。そこで、図１２（Ｄ）の比較器１
０の出力電圧Ｖ10と図１２（Ｅ）の比較器４６の出力電
圧Ｖ46とがＯＲゲート７２で加算されて図１２（Ｆ）に
示す電圧Ｖ72が作成され、フリップフロップ３３に与え
られている。また、正常負荷状態における比較器１０の
出力の伝送が、ＡＮＤゲ−ト７１ｂによって阻止されて
いる。即ち、正常負荷状態が検出されている時には比較
器６３の出力が高レベルであるからＮＯＴ回路７１ａの
出力が逆に低レベルになり、ＡＮＤゲ−ト７１ｂの出力
は低レベルに保持され、比較器１０の出力の伝送が阻止
される。図１２（Ｆ）の波形は、図８（Ｆ）の波形と等
価である。
【００３４】上述から明らかなように、電流検出回路６
ａにバイアス回路を含まない第３の実施形態のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータによっても第１及び第２の実施形態と同一
の効果を得ることができる。
【００３５】
【第４の実施形態】第４の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバ
ータは図１のＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチ制御パル
ス形成回路７を図１３のスイッチ制御パルス形成回路７
ａに変形し、この他は図１と同一に形成したものであ
る。図１３の第４の実施形態に従うスイッチ制御パルス
形成回路７ａは、図２に示す第１の実施形態のオン終了
時点決定回路３２を変形したオン終了時点決定回路３２
ａ及び電圧検出回路５ａを設け、この他は図２と同一に
形成したものである。図１３のオン終了時点決定回路３
２ａは、電流検出回路６の出力に基づいてスイッチ３の
オン終了時点を決定せずに、電圧検出回路５の出力に基
づいてオン終了時点を決定している。
【００３６】このオン終了時点決定回路３２ａは、電源
端子７３とグランドとの間に接続されたホトトランジス
タ３８とコンデンサ７４との直列回路を有する。ホトト
ランジスタ３８は発光ダイオード２５に光結合されてい
る。従って、コンデンサ７４は出力電圧Ｖ0 に比例した
速度で充電される。コンデンサ７４を放電させるために
トランジスタから成る放電用スイッチ７５がコンデンサ
７４に並列接続されている。放電用スイッチ７５の制御
端子はＮＯＴ回路７６を介してＮＯＲゲート３４に接続
されているので、スイッチ３のオフ期間にオンになり、
コンデンサ１４の充電を禁止する。比較器３７の正入力
端子はコンデンサ７４に接続され、負入力端子は基準電
圧源３８に接続されている。従って、図１４（Ａ）に示
すようにコンデンサ７４の鋸波電圧Ｖ74が基準電圧源７
７の電圧Ｖｒ１に達すると、比較器３７から図７４
（Ｂ）に示すパルスが発生し、フリップフロップ３３が
リセットされ、スイッチ３のオン期間が終了する。コン
デンサ７４の充電速度は出力電圧Ｖ0 に比例するので、
出力電圧Ｖ0 の変化によって基準電圧Ｖｒ１までに達す
る時間長が図１４で破線で示すように変化し、スイッチ
３のオン時間幅が変化する。
【００３７】第４の実施形態はスイッチ３のオン終了時
点の決定方法以外は第１の実施形態と同一であるので、
第１の実施形態と同一の効果を得ることができる。な
お、図１３第４の実施形態の回路形式を第２及び第３の
実施形態及び後述する第５〜第８の実施形態にも適用す
ることができる。
【００３８】
【第５の実施形態】第５の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバ
ータは、図１のスイッチ制御パルス形成回路７を図１５
のスイッチ制御パルス形成回路７ｂに変形し、この他は
図１と同一に形成したものである。図１５のスイッチ制
御パルス形成回路７ｂは、図２と同一の電圧帰還信号形
成回路３６とＰＷＭパルス形成用比較器７８と鋸波発生
器７９と間欠動作時のオン制限回路８０とから成る。鋸
波発生器７９は、図２のパルス発生器３１と同一の周波
数で鋸波電圧又は三角波電圧を発生する。比較器７８は
電圧帰還信号形成回路３６の出力電圧Ｖf と鋸波発生器
７９の鋸波とを比較して周知のＰＷＭパルスを形成す
る。オン制限回路８０は、スイッチ制御パルス制限用ス
イッチ８１と、フリップフロップ８２とＯＲゲート８３
とから成る。モード検出回路６２は、図３のモード検出
回路６２と同一に構成されており、正常負荷時に高レベ
ル出力、軽負荷時に低レベル出力を発生する。モード検
出回路６２はＯＲゲート８３を介してスイッチ８１の制
御端子に接続されているので、正常負荷時にはスイッチ
８１がオンに保たれ、比較器７８の出力パルスはスイッ
チ８１及び駆動回路８を介して図１のスイッチ３に送ら
れる。フリップフロップ８２のセット端子Ｓは、図１の
オン制限用比較器１０の出力ライン１０ａに接続され、
リセット端子ＲはＰＷＭ用比較器７８に接続され、反転
出力端子Ｑ− はＯＲゲート８３を介してスイッチ８１
の制御端子に接続されている。軽負荷時に、図５（Ｄ）
に示す信号Ｖ10がフリップフロップ８２のセット端子Ｓ
に入力すると、信号Ｖ10の高レベル期間にフリップフロ
ップ８２がセット状態となり、反転出力端子Ｑ− は低
レベルになり、オン制限スイッチ８１がオフになり、Ｐ
ＷＭ制御パルスの伝送が遮断される。フリップフロップ
８２は比較器７８から発生する次のＰＷＭパルスでリセ
ットされ、次のセット信号を待機する。
【００３９】図１５の実施形態によっても、図５と同様
にパルス幅の制限が生じるので、第１の実施形態と同一
の効果を得ることができる。なお、図１５の実施形態を
前述した第２〜第４の実施形態、及び後述する第６〜第
８の実施形態にも適用することができる。
【００４０】
【第６の実施形態】第６の実施形態は図１のモード切換
制御回路１１を図１６に示すモード切換制御回路１１ａ
に変形し、この他は図１と同一に形成したものである。
【００４１】図１６のモード切換制御回路１１ａは、図
３のスイッチ６１と同一の機能を有するホトトランジス
タ６１ａと、発光ダイオード８４と、スイッチ８５と、
電源端子８６と、軽負荷モード指令発生回路８７とから
成る。発光ダイオード８４はスイッチ８５と抵抗８８と
を介して電源端子８６とグランドとの間に接続されてい
る。軽負荷モード指令発生回路８７は軽負荷モード時に
スイッチ８５をオフに制御し、正常負荷時にオンに制御
する。これにより、図１６の回路によっても図３の回路
と同様にコンデンサ４３を充放電して鋸波電圧Ｖt を形
成することができる。従って、第６の実施形態によって
も第１の実施形態と同一の効果を得ることができる。な
お、図１６のモード切換制御回路１１ａを第２〜第５の
実施形態及び後述する第７及び第８の実施形態のＤＣ−
ＤＣコンバータにも適用可能である。
【００４２】
【第７の実施形態】図１７に示す第７の実施形態のＤＣ
−ＤＣコンバータは、図１のＤＣ−ＤＣコンバータのト
ランス２をリアクトル２ａとし、且つ図１の２次巻線１
５に相当するものを省き、整流平滑回路４をスイッチ３
と電流検出抵抗１６とに対して並列に接続し、この他は
図１と同一に構成したものである。このＤＣ−ＤＣコン
バータにおいては、スイッチ３のオン期間にリアクトル
としての巻線１４に蓄積されたエネルギはスイッチ３の
オフ期間に負荷２０に供給される。図１７のＤＣ−ＤＣ
コンバータにおいて、スイッチ３のオン期間には整流ダ
イオード１７が逆バイアス状態となってリアクトル２ａ
に対するエネルギの蓄積動作が生じ、スイッチ３のオフ
期間には整流ダイオード１７が順バイアス状態となって
リアクトル２ａの蓄積エネルギの放出動作が生じる。こ
れにより、コンデンサ１８は、電源１の電圧と巻線１４
の電圧との加算値で充電される。要するに、図１７のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータは昇圧タイプのスイッチングレギュ
レータとして動作する。図１７のＤＣ−ＤＣコンバータ
の制御回路は第1の実施形態と同一であるので、第1の実
施形態と同一の効果を得ることができる。なお、図１７
の第７の実施形態のリアクトル２ａの形式を第２、第
３、第４、第５及び第６の実施形態にも適用することが
できる。
【００４３】
【第８の実施形態】第８の実施形態は、負荷の接続形式
及び制御用電源回路を変形し、この他は図１の第１の実
施形態と同一に構成したものである。図１８のトランス
２ｂは、１次巻線１４及び２次巻線１５の他に３次巻線
９０及び４次巻線９１を有する。１次、２次、３次及び
４次巻線１４、１５、９０、９１は相互に電磁結合され
ている。３次巻線９０に接続された第２の整流平滑回路
９２は、ダイオード９３とコンデンサ９４とから成る。
第２の整流平滑回路９２の出力端子９５ａ、９５ｂ間に
は第１の負荷２０よりも大幅に小さい第２の負荷９６が
接続されている。この実施形態では正常負荷時には第１
及び第２の負荷２０、９６がオン状態となり、スタンバ
イモード等の軽負荷時には第１の負荷２０がオフ状態、
第２の負荷９６がオン状態になる。
【００４４】図１８の制御回路９７は、図１のスイッチ
制御パルス形成回路７、駆動回路８、鋸波発生回路９、
比較器１０、モード切換制御回路２６をまとめて示すも
のである。この制御回路９７に電力を供給するために４
次巻線９１にダイオード９８とコンデンサ９９とから成
る第３の整流平滑回路１００が接続されている。制御回
路９７の電源端子１０１には第４の整流平滑回路１００
が接続され且つ起動抵抗１０２を介して電源１が接続さ
れている。制御回路９７の内部構成は図１と同様に形成
されているので、第８の実施形態によっても第１の実施
形態と同様な効果を得ることができる。なお、第２〜第
６の実施形態においても図１８の第８の実施形態の負荷
形式及び制御電源形式を採用することができる。
【００４５】
【変形例】本発明は上述の実施形態に限定されるもので
なく、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 鋸波発生回路９、９′を三角波又は正弦波又は
台形波等の繰返しから成る電圧波形を発生する波形発生
回路とすることができる。 （２） パルス発生器３１の出力周波数を負荷２０の大
きさ又は電源１の電圧値に応じて変化させることができ
る。 （３） スイッチ３がオンの期間に整流平滑回路４のダ
イオード１７がオンになるように２次巻線１５の極性を
設定した周知のフォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータにも
本発明を適用することができる。 （４） 出力電圧Ｖ0 を整流平滑回路４から直接に検出
する代りに、例えば図１８の４次巻線９１に接続された
第３の整流平滑回路１００から検出することができる。
第３の整流平滑回路１００の出力電圧は出力電圧の情報
を含んでいる。 （５） スイッチ３、ＦＥＴ４８〜５２、５８をバイポ
ーラトランジスタ、ＩＧＢＴ、センス（sense）ＭＯＳ
ＦＥＴ等の別の半導体スイッチにすることができる。 （６） 発光ダイオード２５とホトトランジスタ３８と
の光結合の部分を電気的結合回路とすることができる。 （７） スイッチ３のオン及びオフ時のスイッチング損
失を低減するための周知の共振回路を付加することがで
きる。 （８） 電流検出回路６、６ａの代りにホール素子等の
磁電変換装置による電流検出手段を設けることができ
る。 （９） 常に軽負荷状態の時にはモード切換制御回路１
１を省き、常に間欠動作させることができる。 （１０） 各実施形態において電源２７，４０，４４を
独立に設けずに共通電源とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に従うＤＣ−ＤＣコン
バータを示す回路図である。
【図２】図１の電流検出回路及び制御パルス形成回路を
詳しく示すブロック図である。
【図３】図１の鋸波発生回路、モード切換制御回路及び
比較器１０を詳しく示す回路図である。
【図４】図１、図２及び図３の各部の状態を示す波形図
である。
【図５】図１及び図３の各部の状態を示す波形図であ
る。
【図６】第２の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータを示す
回路図である。
【図７】図６の鋸波発生回路、比較器１０、モード切換
制御回路及びＡＮＤゲートを示す回路図である。
【図８】図６及び図７の各部の状態を示す波形図であ
る。
【図９】第３の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータを示す
回路図である。
【図１０】図９の電流検出回路及び制御パルス形成回路
を示す回路図である。
【図１１】図９の鋸波発生回路、比較器１０、モード切
換制御回路及びＯＲゲートを示す回路図である。
【図１２】図９、図１０及び図１１の各部の状態を示す
波形図である。
【図１３】第４の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータの制
御パルス形成回路及び電圧検出回路を示す回路図であ
る。
【図１４】図１３の比較器３７の入力及び出力を示す波
形図である。
【図１５】第５の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータの制
御パルス形成回路とモード検出回路とを示す回路図であ
る。
【図１６】第６の実施形態のモード切換制御回路と鋸波
発生用コンデンサを示す回路図である。
【図１７】第７の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータを示
す回路図である。
【図１８】第８の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータを示
す回路図である。
【符号の説明】
１ 電源 ２ トランス ３ スイッチ ４ 整流平滑回路 ５ 電圧検出回路 ６ 電流検出回路 ７ 制御パルス形成回路 ９ 鋸波発生回路 １０ 比較器 １１ モード切換制御回路

Claims (13)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 負荷に直流電力を供給するためのＤＣ−
    ＤＣコンバータであって、 直流電圧を供給するための第１及び第２の電源端子と、 前記直流電圧を繰返してオン・オフするために前記第１
    の電源端子と前記第２の電源端子との間に接続され、且
    つ制御端子を有しているスイッチと、 前記スイッチに対して直列に接続されたインダクタンス
    手段と、 前記インダクタンス手段に接続された整流平滑回路と、 前記整流平滑回路の出力電圧を示す信号を直接又は間接
    に検出する出力電圧検出手段と、 前記スイッチに流れる電流を検出する電流検出手段と、 第１の傾斜を有する電圧と前記第１の傾斜と逆の第２の
    傾斜を有する電圧とを含む電圧波形を、前記スイッチの
    オン・オフ繰返し周期の複数倍の時間よりも長い所定周
    期で繰返して発生するものであり、前記電圧波形が、前
    記電流検出手段から得られた電流検出電圧を横切るよう
    に設定されている波形発生回路と、 前記スイッチのオン時間を制限するためのものであっ
    て、前記電流検出手段から得られた電流検出電圧と前記
    波形発生回路から得られた前記電圧波形とを比較し、前
    記電圧波形が前記電流検出電圧の一方の側の値を有して
    いる時に第１のレベルの電圧を出力し、前記電圧波形が
    前記電流検出電圧の他方の側の値を有している時に第２
    のレベルの電圧を出力するスイッチオン時間制限用比較
    器と、 前記スイッチをオン・オフ制御するための制御パルスを
    形成して前記制御端子に供給するものであって、前記出
    力電圧検出手段の出力に応答して前記出力電圧を一定に
    制御するように前記制御パルスの幅を制御し、且つ前記
    比較器の出力に応答して前記比較器の出力が前記第１の
    レベルの出力を発生している時に前記制御パルスの発生
    を禁止又は前記制御パルスの前記スイッチへの供給を禁
    止する制御パルス形成回路とを備えたＤＣ−ＤＣコンバ
    ータ。
  2. 【請求項２】 前記第１の電源端子が正極端子、前記第
    ２の電源端子が負極端子であり、 前記電流検出手段は、 前記スイッチと前記第２の電源端子との間に接続された
    前記電流検出抵抗と、 前記電流検出抵抗のスイッチ側の端子をグランドに接続
    する手段と、 前記電流検出抵抗に対してバイアス用直流電源を介して
    並列に接続された第１及び第２の分圧用抵抗の直列回路
    とを有し、前記第１及び第２の分圧用抵抗の相互接続点
    とグランドとの間の電圧を電流検出電圧として出力する
    ものであることを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣ
    コンバータ。
  3. 【請求項３】 更に、前記電圧波形が前記電流検出電圧
    よりも低い側から高い側に向って横切る正の傾斜を有し
    ている区間を示す信号を前記波形発生回路に基づいて得
    る正傾斜区間信号取得手段と、 前記正傾斜を有している区間における前記制御パルスの
    発生及び供給を許可する手段とを有していることを特徴
    とする請求項１又は２記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
  4. 【請求項４】 前記波形発生回路は、 鋸波又は三角波発生用コンデンサと、 前記コンデンサの充放電回路と、 第１の基準値（Ｖth1 ）と第２の基準値（Ｖth2 ）とを
    選択的にとることができる可変基準電圧回路と、 前記コンデンサの電圧と前記可変基準電圧回路の前記第
    １及び第２の基準電圧とを比較するコンデンサ充放電制
    御用比較器とを備え、前記コンデンサの電圧が前記第１
    の基準値（Ｖth1 ）よりも高い値から前記第１の基準値
    （Ｖth1 ）に達した時に前記可変基準電圧回路の出力を
    前記第１の基準値（Ｖth1 ）から第２の基準値（Ｖth2
    ）に切換え、前記コンデンサの電圧が前記第２の基準
    値（Ｖth2 ）よりも低い値から前記第２の基準値（Ｖth
    2）に達した時に前記可変基準電圧回路の出力を前記第
    ２の基準値（Ｖth2 ）から前記第１の基準値（Ｖth1 ）
    に切換えるように前記コンデンサ充放電制御用比較器の
    出力端子が前記可変基準電圧回路に接続され、 前記コンデンサ充放電制御用比較器の出力が低レベルの
    時に前記コンデンサを充電し、前記コンデンサ充放電用
    比較器の出力が高レベルの時に前記コンデンサを放電さ
    せるように前記コンデンサ充放電用比較器の出力端子が
    前記コンデンサ充放電回路に接続されている請求項２又
    は３記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
  5. 【請求項５】 前記正傾斜区間信号取得手段は、前記コ
    ンデンサ充放電用比較器の出力を抽出する出力抽出回路
    であることを特徴とする請求項４記載のＤＣ−ＤＣコン
    バータ。
  6. 【請求項６】 前記許可する手段は、前記スイッチオン
    時間制限用比較器と前記コンデンサ充放電用比較器の前
    記出力抽出回路とに接続されたＡＮＤ回路であることを
    特徴とする請求項４又は５記載のＤＣ−ＤＣコンバー
    タ。
  7. 【請求項７】 負荷に直流電力を供給するためのＤＣ−
    ＤＣコンバータであって、 直流電圧を供給するための第１及び第２の電源端子と、 前記直流電圧を繰返して他オン・オフするために前記第
    １の電源端子と前記第２の電源端子との間に接続され、
    且つ制御端子を有しているスイッチと、 前記スイッチに対して直列に接続されたインダクタンス
    手段と、 前記インダクタンス手段に接続された整流平滑回路と、 前記整流平滑回路の出力電圧を示す信号を直接又は間接
    に検出する出力電圧検出手段と、 前記スイッチに流れる電流を検出する電流検出手段と、 第１の傾斜を有する電圧と前記第１の傾斜と逆の第２の
    傾斜を有する電圧とを含む電圧波形を、前記スイッチの
    オン・オフ繰返し周期の複数倍の時間よりも長い所定周
    期で繰返して発生するものであり、前記スイッチのオン
    ・オフ動作期間における前記スイッチの複数回のオン期
    間に対応して前記電流検出手段から得られる複数の突出
    波形の一部のピークが前記第１の傾斜を有する電圧に到
    達することができるように前記電圧波形のレベルが設定
    されている波形発生回路と、 前記波形発生回路と前記電流検出手段とに接続され、前
    記電流検出手段から得られた電流検出電圧と前記波形発
    生回路から得られた電圧波形とを比較し、前記スイッチ
    のオン時間幅を制限するためのパルスを発生するオン期
    間制限用比較器と、 前記波形発生回路が前記第１の傾斜電圧を発生している
    時に第１のレベルの電圧となり、前記波形発生回路が第
    ２の傾斜電圧を発生している時に第２の電圧レベルにな
    る２値信号を波形発生回路に基づいて得る２値信号取得
    手段と、 前記スイッチをオン・オフ制御するためのスイッチ制御
    パルスを形成して前記制御端子に供給するものであっ
    て、前記出力電圧検出手段の出力に応答して前記出力電
    圧を一定に制御するように前記スイッチ制御パルスの幅
    を制御し、且つ前記２値信号取得手段から前記第１のレ
    ベルの電圧が発生している時に前記スイッチ制御パルス
    の発生又は供給を禁止し且つ前記比較器から前記オン時
    間幅を制限するためのパルスが発生した時に前記スイッ
    チ制御パルスの発生又は供給を禁止するスイッチ制御パ
    ルス形成回路とを備えていることを特徴とするＤＣ−Ｄ
    Ｃコンバータ。
  8. 【請求項８】 前記波形発生回路は、 鋸波又は三角波発生用コンデンサと、 前記コンデンサの充放電回路と、 第１の基準値（Ｖth1 ）と第２の基準値（Ｖth2 ）とを
    選択的にとることができる可変基準電圧回路と、 前記コンデンサの電圧と前記可変基準電圧回路の前記第
    １及び第２の基準電圧とを比較するコンデンサ充放電制
    御用比較器とを備え、前記コンデンサの電圧が前記第１
    の基準値（Ｖth1 ）よりも高い値から前記第１の基準値
    （Ｖth1 ）に達した時に前記可変基準電圧回路の出力を
    前記第１の基準値（Ｖth1 ）から第２の基準値（Ｖth2
    ）に切換え、前記コンデンサの電圧が前記第２の基準
    値（Ｖth2 ）よりも低い値から前記第２の基準値（Ｖth
    2）に達した時に前記可変基準電圧回路の出力を前記第
    ２の基準値（Ｖth2 ）から前記第１の基準値（Ｖth1 ）
    に切換えるように前記コンデンサ充放電制御用比較器の
    出力端子が前記可変基準電圧回路に接続され、 前記コンデンサ充放電制御用比較器の出力が低レベルの
    時に前記コンデンサを充電し、前記コンデンサ充放電用
    比較器の出力が高レベルの時に前記コンデンサを放電さ
    せるように前記コンデンサ充放電用比較器の出力端子が
    前記コンデンサ充放電回路に接続されている請求項７記
    載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
  9. 【請求項９】 前記２値信号取得手段は、前記コンデン
    サ充放電用比較器の出力を抽出する出力抽出回路である
    ことを特徴とする請求項８記載のＤＣ−ＤＣコンバー
    タ。
  10. 【請求項１０】 前記スイッチ制御パルス形成回路は、 前記スイッチのオン・オフ周期を決定するためのトリガ
    用パルスを一定又は可変周期で繰返して発生するパルス
    発生器と、 前記出力電圧検出回路の出力に応答して電圧帰還制御信
    号を形成する電圧帰還制御信号形成手段と、 前記電圧帰還制御信号形成手段と前記電流検出手段とに
    接続され、前記電流検出電圧が前記電圧帰還制御信号に
    一致した時に出力状態が反転するオン幅決定用比較器
    と、 前記パルス発生器に接続された第１の入力端子と前記オ
    ン幅決定用比較器に接続された第２の入力端子と出力端
    子とを有し、前記トリガ用パルスに応答して前記出力端
    子が第１の状態から第２の状態に転換し、前記オン幅決
    定用比較器の前記一致を示す出力に応答して前記出力端
    子が前記第２の状態から前記第１の状態に転換するフリ
    ップフロップと、 前記パルス発生器と前記フリップフロップとに接続さ
    れ、前記パルス発生器から前記トリガ用パルスが発生し
    ていない期間であると同時に前記フリップフロップの出
    力端子が第２の状態にある時に前記スイッチをオンに制
    御するための制御パルスを出力する論理回路と、 前記スイッチオン時間制限用比較器の出力によって前記
    フリップフロップをリセットする手段とを有しているこ
    とを特徴とする請求項１乃至９のいずれかに記載のＤＣ
    −ＤＣコンバータ。
  11. 【請求項１１】 更に、通常負荷を示す信号と前記通常
    負荷よりも軽い軽負荷を示す信号とを選択的に発生する
    モード切換制御信号発生回路と、 前記モード切換制御信号発生回路の出力が軽負荷を示し
    ている時にのみ前記波形発生回路から電圧波形を発生さ
    せる制御手段とを有していることを特徴とする請求項１
    乃至１０のいずれかに記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
  12. 【請求項１２】 前記インダクタンス手段はトランスで
    あり、 前記トランスは１次巻線と２次巻線とを有し、 前記スイッチは前記１次巻線に直列に接続され、 前記整流平滑回路は前記２次巻線に接続されていること
    を特徴とする請求項１乃至１１のいずれかに記載のＤＣ
    −ＤＣコンバータ。
  13. 【請求項１３】 前記インダクタンス手段はトランスで
    あり、 前記トランスは１次、２次及び３次巻線を有し、 前記スイッチは前記１次巻線に直列に接続され、 前記整流平滑回路は第１の負荷に電力を供給するための
    第１の整流平滑回路と前記第１の負荷よりも軽い第２の
    負荷に電力を供給するための第２の整流平滑回路とから
    成り、 前記第１の整流平滑回路は前記２次巻線に接続され、前
    記第２の整流平滑回路は前記３次巻線に接続され、 第１の負荷はオン・オフされるものであり、 前記出力電圧検出回路は前記第１の整流平滑回路に接続
    されていることを特徴とする請求項１乃至１２のいずれ
    かに記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
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