JP2010178618A - 一次側制御パワーコンバータのためのコントローラ、パワーコンバータのための集積回路、パワーコンバータ、電源のバイアス巻線電圧を調節するための方法、およびパワーコンバータのための集積回路コントローラ - Google Patents

Abstract

【課題】ある範囲の負荷条件にわたってパワーコンバータの出力電圧の調整を向上させるための方法および装置を提供する。
【解決手段】軽負荷／無負荷条件でパワーコンバータの出力電圧を調整するための例示的な装置は、ドライバ回路、フィードバック回路、および調節可能電圧基準回路を含む。ドライバ回路は、駆動信号を出力して電力スイッチをオン状態とオフ状態との間で切換えてパワーコンバータの出力を調整するように結合される。フィードバック回路はドライバ回路に結合され、さらに、出力電圧信号に応じてイネーブル信号を出力して電力スイッチをオン状態に切換えるように結合される。調節可能電圧基準回路は、パワーコンバータの出力に結合された負荷に応じてパワーコンバータのバイアス巻線電圧が非線形に調節されるように電圧基準を調節するよう結合される。
【選択図】図１Ａ

Description

背景情報
開示の分野
本発明は一般にパワーコンバータに関し、より具体的には、軽負荷／無負荷条件での出力電圧調整の向上に関する。

背景
携帯電話、携帯情報端末（personal digital assistant:ＰＤＡ）、ラップトップなどの多くの電気装置には、直流電源によって電力が供給される。電力は一般に高圧交流電力として壁コンセントを介して供給されるため、この高圧交流電力を多くの電気装置に使用可能な直流電力に変換するためのパワーコンバータなどの装置が必要である。動作時、パワーコンバータはコントローラを用いて、一般に負荷と称され得る電気装置に供給されるエネルギを調整し得る。一例では、コントローラは、出力電圧のフィードバック情報に応じて電力スイッチをオンとオフに切換えることによってエネルギパルスの伝達を制御して、パワーコンバータの出力における出力電圧を調整し続け得る。

あるアプリケーションでは、パワーコンバータは、パワーコンバータの入力側を出力側から分離するためのエネルギ伝達素子を含み得る。より具体的には、エネルギ伝達素子は、パワーコンバータの入力と出力との間に直流が流れるのを防止し、かつ一定の安全規則のために要求される、ガルバニック絶縁を提供し得る。エネルギ伝達素子の一般的な例は結合インダクタであり、入力側の入力巻線が受けた電気エネルギが磁気エネルギとして蓄えられ、パワーコンバータの出力側の出力巻線の両端で再び電気エネルギに変換される。

あるパワーコンバータの設計においては、出力電圧を指定の電圧範囲内に調整することが必要であり得る。これを達成するため、パワーコンバータの中には、「一次フィードバック」を用いてパワーコンバータの入力側から出力電圧を間接的に検知できるようにして、出力電圧を指定の範囲内に調整し得るものもある。一次フィードバックは、コストを低減するために、パワーコンバータの出力における出力電圧を直接検知する回路の代わりに用いられ得る。一次フィードバックの一例は、バイアス巻線を、エネルギ伝達素子の出力巻線にも磁気的に結合される（直接接続されない）ように、パワーコンバータの入力側に電気的に結合することである。これによってバイアス巻線が、パワーコンバータの入力側と電気接続を共有するバイアス巻線の両端にパワーコンバータの出力電圧を表わす電圧を生成することが可能になる。このように、パワーコンバータは、パワーコンバータの出力における出力電圧を直接検知することなく、出力電圧を表わすフィードバック信号を得る。

しかし、実質的に軽負荷／無負荷条件（負荷が要求する電力が非常に小さい、または電力を要求しない）でパワーコンバータ内の調整のために一次フィードバックを実現する際、出力電圧が所望の値から実質的に逸脱してしまうことがある。このため、軽負荷／無負荷条件では出力電圧が指定の出力電圧範囲外に出てしまうことがある。

特に明記しない限りさまざまな図面全体にわたって同様の参照番号は同様の部分を指す
以下の図面を参照して、本発明の非限定的および非網羅的な実施例および例を説明する。

本発明の教示内容に従った、例示的なパワーコンバータを示す機能ブロック図である。 本発明の教示内容に従った、図１Ａの電力スイッチ１０６を通るスイッチ電流Ｉ_SWを示す例示的な波形の図である。 本発明の教示内容に従った、バイアス巻線電圧波形を調節していない一次フィードバックパワーコンバータの出力電圧を示す例示的なグラフの図である。 本発明の教示内容に従った、調節済みバイアス電圧の例示的な波形を示す図である。 本発明の教示内容に従った、調節済みバイアス電圧の例示的な波形を示す図である。 本発明の教示内容に従った、電圧基準を調節してバイアス電圧を変更するための例示的なコントローラの機能ブロック図である。 本発明の教示内容に従った、電流制限を調節してバイアス電圧を変更するための例示的なコントローラの機能ブロック図である。 本発明の教示内容に従った、例示的な調節可能電圧基準回路を示す機能ブロック図である。 本発明の教示内容に従った、電力スイッチおよびコントローラを含む例示的な集積回路を示す機能ブロック図である。 本発明の教示内容に従った、調節可能電圧基準回路の例示的な概略図である。 本発明の教示内容に従った、パワーコンバータの出力電流に応じた図８の調節済み電圧基準の関係を示すグラフの図である。 本発明の教示内容に従った、出力電流に応じてバイアス電圧を調節するための方法を示すフローチャートの図である。

詳細な説明
ある範囲の負荷条件にわたってパワーコンバータの出力電圧の調整を向上させるための方法および装置を開示する。より具体的には、パワーコンバータの変化する負荷条件に応じてバイアス電圧を非線形に調節するための方法および装置を開示する。以下の説明では、本発明の完全な理解を与えるために多数の特定的な詳細を記載する。しかし、本発明を実践するには特定的な詳細を使用しなくてもよいことが当業者に明らかになるであろう。他の例では、本発明を不明瞭にするのを避けるために、周知の材料または方法は詳細に説明していない。

本明細書全体にわたって「１つの実施例」、「実施例」、「一例」または「例」への言及は、その実施例または例に関連して説明する特定の特徴、構造または特性が本発明の少なくとも１つの実施例に含まれることを意味する。したがって、本明細書全体のさまざまな箇所における「１つの実施例において」、「実施例において」、「一例」または「例」という語句は、必ずしもすべてが同一の実施例または例を指しているとは限らない。さらに、特定の特徴、構造または特性は、１つ以上の実施例または例において、いずれかの好適な組合せおよび／または下位の組合せで組合せられ得る。また、本明細書と共に与えられる図面は当業者に説明するためのものであり、図面は必ずしも同じ割合で描かれているとは限らないことが認識される。

図１Ａを参照して、機能ブロック図は、本発明の教示内容に従ったパワーコンバータ１００を示す。図示される例では、パワーコンバータ１００は、コントローラ１０４と電力
スイッチ１０６とをさらに含む集積回路１０２、エネルギ伝達素子１０８、フィードバック回路１１０、ダイオードＤ₁、出力キャパシタＣ_OUT、およびプリロード抵抗器Ｒ_PLを含む。集積回路１０２はさらに、ドレイン端子Ｄ、ソース端子Ｓ、フィードバック端子ＦＢ、およびバイパス端子ＢＰを含む。示されるように、フィードバック回路１１０は、バイアス巻線１２８、ダイオードＤ₂、第１の抵抗器および第２の抵抗器Ｒ₁およびＲ₂、ならびにバイアスキャパシタＣ_BIASを含むものとして示される。

示されるように、パワーコンバータ１００はフライバックコンバータとして構成される。動作時、パワーコンバータ１００は、以下「入力電圧」と称される無調整の直流入力電圧Ｖ_INから負荷１１９に出力電力を与える。図１の例では、エネルギ伝達素子１０８は、以下「変圧器」と称される結合インダクタであり、入力巻線１２４および出力巻線１２６を有する。「入力巻線」は「一次巻線」とも称され得、「出力巻線」は「二次巻線」とも称され得る。一例では、エネルギ伝達素子１０８はカルバニック絶縁を提供し得る。より具体的には、カルバニック絶縁は、パワーコンバータ１００の入力側と出力側との間に直流が流れるのを防止し、安全規則を満たすために通常必要とされる。示されるように、入力リターン１０５が、パワーコンバータ１００の「入力側」において示されるように回路に電気的に結合される。同様に、出力リターン１０７が、パワーコンバータ１００の「出力側」において回路に電気的に接続されている。

一例では、一次巻線１２４は、動作時、電力スイッチ１０６のオン状態時にエネルギ伝達素子１０８が入力電流Ｉ_INからエネルギを受け、電力スイッチ１０６のオフ状態時にエネルギ伝達素子１０８がパワーコンバータ１００の出力にエネルギを供給するように、電力スイッチ１０６に結合される。

示されるように、電力スイッチ１０６は、自身に電流を導通することができる「オン」状態と、自身に電流を導通しない「オフ」状態との間で切換えられ得る。動作時、コントローラ１０４はスイッチング信号Ｕ_SWを出力して、電力スイッチ１０６をオン状態とオフ状態との間で切換える。一例では、コントローラ１０４は、スイッチ１０６を動作させて出力電圧Ｖ_OUTを所望の値に調整し得る。一例では、コントローラ１０４は、スイッチ１０６が導通しているか非導通であり得る実質的に規則的なスイッチング期間Ｔ_Sを規定する発振器（図示せず）を含む。より具体的には、出力電圧Ｖ_OUTの調整は、出力電圧Ｖ_OUTを間接的に表わすフィードバック信号Ｕ_FBに応じて電力スイッチ１０６を切換えて、パワーコンバータ１００の入力から出力に伝達されるエネルギ量を制御することによって達成される。一例では、フィードバック信号Ｕ_FBは、バイアス電圧Ｖ_BIASを、出力電圧Ｖ_OUTの所望の値を表わす所望の電圧に直接調整し得る。たとえば、バイアス電圧Ｖ_BIASは、出力電圧Ｖ_OUTを５Ｖで間接的に調整するために２０Ｖで調整され得る。

一例では、電力スイッチ１０６は金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）である。一例では、集積回路１０２は、モノリシック集積回路として実現され得るか、または個別の電気部品で、もしくは個別の部品と集積回路との組合せで実現され得る。一例では、集積回路１０２は、コントローラ１０４および電力スイッチ１０６の両方を含むハイブリッドまたはモノリシック集積回路として製造される。別の例では、電力スイッチ１０６は集積回路１０２に含まれず、コントローラ１０４は、コントローラ１０４から分離した装置として製造される電力スイッチに結合される。パワーコンバータ１００の動作時、電力スイッチ１０６を切換えるとダイオードＤ₁に脈動電流が発生し、これが出力キャパシタＣ_OUTによってフィルタにかけられて、実質的に一定の出力電圧Ｖ_OUTが生成される。

示されるように、フィードバック回路１１０は、出力電圧Ｖ_OUTを電源の入力側から間接的に検知できるようにする一次フィードバックを提供するように適合される。動作時、
フィードバック回路１１０は、コントローラ１０４にフィードバック信号Ｕ_FBを与える。一例では、フィードバック信号Ｕ_FBはバイアス電圧Ｖ_BIASを表わし得る。示されるように、バイアス巻線１２８は出力巻線１２６に磁気的に結合される。この磁気的な結合のため、動作時、エネルギ伝達素子１０８は、電力スイッチ１０６のオフ状態時に出力巻線１２６およびバイアス巻線１２８にエネルギを供給する。より具体的には、出力巻線１２６の両端に誘起される電圧は、バイアス巻線１２８の両端の電圧に実質的に比例し得る。このように、キャパシタＣ_BIASの両端の電圧として定義されるバイアス電圧Ｖ_BIASは、電力スイッチ１０６のオフ状態時にダイオードＤ₂が導通しているときに出力電圧Ｖ_OUTを表わす電圧にまで増加して、キャパシタＣ_BIASを充電する。

示されるように、ダイオードＤ₂はバイアス巻線１２８とバイアスキャパシタＣ_BIASとの間に結合されて、電力スイッチ１０６の導通時にバイアスキャパシタＣ_BIASの放電を防止する。一例では、バイアス巻線電圧Ｖ_BIASは、直流電圧を含み、さらにリップル電圧とも称される時間的に変化する電圧の成分も含む。一例では、Ｖ_BIASのリップル電圧は、キャパシタＣ_BIASの充放電によって発生する。より具体的には、キャパシタＣ_BIASの充電は、エネルギがバイアス巻線１２８に伝達されてダイオードＤ₂が導通していると発生する。キャパシタＣ_BIASの放電は、ダイオードＤ₂が導通しておらず、エネルギが抵抗器Ｒ₁およびＲ₂を介して実質的に一定の比率で放電すると発生する。示されるように、抵抗器Ｒ₁および抵抗器Ｒ₂を含む抵抗分割器がバイアスキャパシタＣ_BIASの両端に結合される。一例では、抵抗分割器は、分割したバイアス電圧Ｖ_BIASを集積回路１０２のフィードバック端子ＦＢに与えるように結合される。

動作時、パワーコンバータ１００は、出力電圧Ｖ_OUTの所望の値を間接的に（磁気的な結合によって）表わすバイアス電圧Ｖ_BIASを直接調整することによって、一次フィードバックを実現する。したがって、出力電圧Ｖ_OUTが所望の値から変化すると、この出力電圧の変化に比例してバイアス電圧Ｖ_BIASが変化する。コントローラ１０４はそれに従って電力スイッチ１０６を切換えて、出力に供給される電力量を調節することによってバイアス電圧Ｖ_BIASを所望の値に戻す。このように、出力電圧Ｖ_OUTは、バイアス巻線電圧Ｖ_BIASによって間接的に調整される。

一例では、電力スイッチ１０６が出力電圧Ｖ_OUTを調整できるように、コントローラ１０４は、フィードバック信号Ｕ_FBに応じて電力スイッチ１０６がスイッチング期間Ｔ_Sの間導通可能となるか否かを判断する。上述のように、スイッチング期間Ｔ_Sは、コントローラ１０４内の発振器（図示せず）によって設定される一定の期間であり得る。スイッチ１０６が導通可能なスイッチング期間Ｔ_Sは、「イネーブル」期間である。スイッチ１０６が導通不可能なスイッチング期間Ｔ_Sは、「ディスエーブル」期間である。言い換えれば、コントローラ１０４は、各スイッチング期間中に電力スイッチ１０６をイネーブルにするかディスエーブルにするかを決定して、パワーコンバータ１００の出力へのエネルギの伝達を制御する。このように、コントローラ１０４は、フィードバック信号Ｕ_FBに応じてパワーコンバータ１００の出力電圧Ｖ_OUTを調整し得る。

次に図１Ｂを参照して、本発明の教示内容に従った、いくつかのイネーブルおよびディスエーブルスイッチング期間Ｔ_Sの間の図１Ａのスイッチ電流Ｉ_SWの例示的な波形が示される。示されるように、Ｔ₀からＴ_N+1までのいくつかのイネーブルおよびディスエーブルスイッチング期間Ｔ_S中のスイッチ１０６内のスイッチ電流Ｉ_SWの例示的な波形が、図１Ｂに示される。図１Ｂの例では、スイッチ１０６は、各イネーブルスイッチング期間Ｔ₀、Ｔ₁、およびＴ_Nの初めにオンになる。スイッチ１０６は、スイッチ１０６内のスイッチ電流Ｉ_SWが電流制限Ｉ_LIMITに達するまで導通する。スイッチ電流Ｉ_SWが電流制限Ｉ_LIMITに達すると、スイッチ電流は、ピークスイッチ電流Ｉ_SWPEAKと称されるピーク値にある。電流制限Ｉ_LIMITを調節することによって、スイッチング期間Ｔ_S内のスイッチ電流Ｉ_SWの
ピークが変更されるので、イネーブルスイッチング期間中の電力スイッチ１０６のオン時間中に蓄えられるエネルギ量を変更することができる。蓄えられるエネルギとピーク電流との関係は以下のように表わされる。

式中、Ｅ_TSはスイッチング期間Ｔ_S中に蓄えられるエネルギであり、Ｌは一次巻線１２４のインダクタンスであり、Ｉ_SWPEAKは電力スイッチ１０６内のピーク電流である。示される例を引き続き参照して、スイッチ１０６は、ディスエーブルスイッチング期間Ｔ₂、Ｔ_N-2、Ｔ_N-1、およびＴ_N+1の間は導通しない。

再び図１Ａを参照して、図示される例に示されるように、電力スイッチ１０６を流れるスイッチ電流Ｉ_SWを検知するための電流センサ１４６が結合される。より具体的には、さまざまな例において電流変圧器、または個別の抵抗器、または導通しているトランジスタの主要導通チャネル、またはトランジスタの一部を形成するセンスＦＥＴ素子であり得る電流センサ１４６が、スイッチ電流Ｉ_SWを測定するために用いられ得る。動作時、電流センサ１４６は、スイッチ電流Ｉ_SWを表わす電流検知信号Ｕ_SENSEを生成する。一例では、電流検知信号Ｕ_SENSEはコントローラ１０４によって用いられて、図１Ｂに示されるように各イネーブルスイッチング期間Ｔ_S中にいつスイッチ電流Ｉ_SWが電流制限Ｉ_LIMITに達するかを判断する。

動作時、コントローラ１０４は、パワーコンバータ１００の出力における負荷条件を連続的に検出し得、負荷条件に応じてバイアス電圧Ｖ_BIASを調節し得る。一例では、負荷条件はスイッチング信号Ｕ_SWに応じて検出され得る。たとえば、スイッチング信号Ｕ_SWが、電力スイッチ１０６がほぼすべてのスイッチング期間Ｔ_S中イネーブルにされるよう指示すると、これは、パワーコンバータ１００がほぼ最大電力量をパワーコンバータ１００の出力に供給していることになるため、高負荷条件に対応し得る。逆に、スイッチング信号Ｕ_SWが、電力スイッチ１０６がほぼすべてのスイッチング期間Ｔ_S中ディスエーブルにされるよう指示すると、これは、パワーコンバータ１００が少量の電力をパワーコンバータ１００に供給していることになるため、軽負荷／無負荷条件に対応し得る。無負荷条件とは、パワーコンバータ１００の出力に結合された負荷１１９が出力電流Ｉ_OUTを実質的に要求しない場合と定義され得る。高負荷条件とは、負荷１１９がほぼ最大量の出力電流Ｉ_OUTを要求する場合と定義され得る。さらに明確にすると、負荷の要求する電力が増加するにつれて、パワーコンバータ１００の出力に供給される出力電流Ｉ_OUTが増加する。出力に結合された負荷の要求する電力が減少するにつれて、パワーコンバータ１００の出力に供給される出力電流Ｉ_OUTが減少する。無負荷／軽負荷条件などの一定の例では、パワーコンバータ１００はパワーコンバータ１００の出力において所望の出力電圧を依然として維持する必要があり得る。しかし、負荷１１９の要求する電力量が低い無負荷条件の間は、スイッチング期間Ｔ_S中にパワーコンバータ１００の出力に供給されるエネルギによって、キャパシタＣ_OUTの両端の出力電圧Ｖ_OUTが実質的に増加し得る。

一例では、軽負荷／無負荷条件（負荷１１９が受ける出力電流Ｉ_OUTが少ないか全くない場合）で出力電圧Ｖ_OUTが実質的に増加しないように、パワーコンバータ１００の出力の両端にプリロード抵抗器Ｒ_PLが結合されてパワーコンバータ１００の出力において出力電流Ｉ_OUTのための付加的な経路を与え得る。言い換えれば、プリロード抵抗器Ｒ_PLは、最小量の出力電流Ｉ_OUTをパワーコンバータ１００の出力において常に用いることができるように設計され得る。

上述のように、電力スイッチ１０６のスイッチングを制御して、出力電圧Ｖ_OUTを表わすよう意図されているバイアス電圧Ｖ_BIASを調整する。動作時、バイアス電圧Ｖ_BIASが所望の値より高い場合、これは出力電圧Ｖ_OUTが所望の値よりも高いことを表わす。この場合、フィードバック信号Ｕ_FBは、バイアス電圧Ｖ_BIASが（たとえばダイオードＤ₂が導通していないときに抵抗器Ｒ₁およびＲ₂を介して放電することによって）所望の値を下回るまで、コントローラ１０４に電力スイッチ１０６をその後のスイッチング期間中ディスエーブルにするよう指示することによって、出力電圧Ｖ_OUTが所望の値を下回ったことを示す。

軽負荷／無負荷条件では、バイアス電圧Ｖ_BIASは、出力電圧Ｖ_OUTが所望の値にまで低下し得るよりも速い比率で所望の値にまで低下し得る。バイアス電圧の低下率は抵抗器キャパシタ（ＲＣ）時定数に基づいており、Ｒ₁、Ｒ₂およびＣ_BIASの値に関連している。したがって、すべての負荷条件下で、キャパシタＣ_BIASからある充電量を放電するのにかかる時間は実質的に一定である。しかし、キャパシタＣ_OUTからある充電量を放電するのにかかる時間は、パワーコンバータ１００の出力における負荷条件に依存する。より具体的には、パワーコンバータ１００は、動作上の要求に基づいて負荷１１９に供給される電力量を変化させる。したがって負荷１１９は、変化する出力電流Ｉ_OUTをパワーコンバータ１００の出力に供給できるように調節される可変抵抗とみなされ得る。軽負荷／無負荷条件中は、出力電圧Ｖ_OUTの減少率は、バイアス巻線電圧Ｖ_BIASの減少率よりも実質的に低くなり得る。したがって、バイアス電圧Ｖ_BIASが所望の値を下回ったためにフィードバック信号Ｕ_FBがコントローラ１０４にスイッチング期間をイネーブルにするよう指示すると、出力電圧Ｖ_OUTは依然として所望の値よりも高く、所望のエネルギよりも多くのエネルギを受けることになり得る。このように、出力電圧Ｖ_OUTは、軽負荷／無負荷条件では所望の値からさらに増加する。

次に図２を参照して、グラフ２００は、出力電圧Ｖ_OUTを表わす出力電圧プロット２０２を示す。示されるように、プロット２０２は、出力電流Ｉ_OUTに応じた出力電圧Ｖ_OUTの非線形の変化を示す。この関係は、以下の式２によって示される。

式中、Ｖ_OUTDESIREDは所望の（調整済み）出力電圧（図２に示す）を表わし、Ｖ_OUTはパワーコンバータ１００の出力における実際の出力電圧を表わし、Ｌは一次巻線１２４のインダクタンス値を表わし、Ｉ_SWPEAKは電力スイッチ１０６を通るピークスイッチ電流（図１Ｂに示す）を表わし、Ｖ_BIASはバイアス電圧であり、Ｃ_BIASはバイアスキャパシタのキャパシタンスであり、Ｐ_OUTはパワーコンバータ１００の出力に供給される電力量（Ｉ_OUTを乗じたＶ_OUT）であり、Ｐ_BIASはパワーコンバータ１００のバイアス巻線１２８に供給される電力量である。

式２に示されるように、括弧内の式は、出力電力Ｐ_OUTがゼロに近づくにつれて出力電圧が非線形に増加することを示す。より具体的には、所望の出力電圧Ｖ_OUTDESIREDと出力電圧Ｖ_OUTとの差が最も大きいのは、軽負荷／無負荷条件時である。パワーコンバータ１００が動作している間、目標はＶ_OUT／Ｖ_OUTDESIRED率を実質的に１に維持すること、言い換えれば出力電圧Ｖ_OUTを所望の出力電圧Ｖ_OUTDESIREDと実質的に同一に保つことであ
る。

次に図３Ａおよび図３Ｂを参照して、本発明の教示内容に従ったバイアス電圧波形が示される。図３Ａに示されるように、電圧基準が調節される際の第１の平均バイアス電圧Ｖ_AVGBIAS1Aと第２の平均バイアス電圧Ｖ_AVGBIAS2Aとの間の変化を示すために、第１のバイアス電圧波形３０２を第２のバイアス電圧波形３０４と比較する。示されるように、バイアス電圧波形３０２および３０４は、キャパシタＣ_BIASの電圧のリップル部分を示す。一例では、バイアス電圧Ｖ_BIASの直流値は約２０Ｖであり得、リップル電圧は約１Ｖであり得る。さらに示されるように、バイアス電圧波形３０２および３０４には周期性が関連付けられる。１つの期間はリップル期間Ｔ_RIPと定義される。より具体的には、リップル期間Ｔ_RIPは、バイアス電圧Ｖ_BIASの調整時の電力スイッチ１０６のオン状態同士の間の時間を同定する。より具体的には、電力スイッチ１０６は、バイアス電圧波形３０２が第１の調節可能基準値Ｖ_ADJREF1に達するとオン状態に切換わる。一例では、出力電圧Ｖ_OUTが間接的に調整されるように、電圧基準Ｖ_ADJREF1を用いてバイアス電圧Ｖ_BIASを調整し得る。

一例では、軽負荷／無負荷条件の間、リップル期間Ｔ_RIPはスイッチング期間Ｔ_Sよりも実質的に長い。たとえば、リップル期間Ｔ_RIPは、５０から２００の連続的にスキップしたスイッチング期間Ｔ_Sからなり得る。示されるように、リップル期間Ｔ_RIPの初めに、波形３０２は電圧ピークＶ_PEAK1Aに近づく。より具体的には、パワーコンバータ１００のダイオードＤ₂の導通時の１つのスイッチング期間中に電圧ピークＶ_PEAK1Aに達する。一例では、第１の基準Ｖ_ADJREF1から電圧ピークＶ_PEAK1Aへの電圧変化は、スイッチング期間Ｔ_S中にパワーコンバータ１００のバイアスキャパシタＣ_BIASに供給されるエネルギ量を表わし得る。

リップル期間Ｔ_RIPの残りの間、波形３０２の電圧は、基準電圧Ｖ_ADJREF1に達するまで減少する。より具体的には、波形３０２のバイアス電圧は、Ｒ₁、Ｒ₂、およびＣ_BIASの値によって決定されるＲＣ時定数に基づいた比率で減少する。波形３０２による一例に示されるように、パワーコンバータ１００の動作時、電力スイッチ１０６が導通していなければ、バイアスキャパシタＣ_BIASは抵抗器Ｒ₁およびＲ₂を介して放電する。平均バイアス巻線電圧Ｖ_AVGBIAS1Aは、バイアス電圧波形３０２の平均電圧である。

示されるように、電圧波形３０４は電圧波形３０２に似ているが、下方にずれている。さらに示されるように、バイアス電圧波形３０４の平均電圧を表わす平均バイアス電圧Ｖ_AVGBIAS2Aは、平均バイアス電圧Ｖ_AVGBIAS1Aから下方にずれている。この下方のずれが生じるのは、第２の電圧基準Ｖ_ADJREF2が第１の電圧基準Ｖ_ADJREF1よりも低いためである。１つの例示的な動作では、電力スイッチ１０６は、バイアス電圧波形３０４が第２の基準値Ｖ_ADJREF2に達するとオン状態に切換わる。示されるように、リップル期間Ｔ_RIPの初めに、波形３０４は電圧ピークＶ_PEAK2Aに近づく。より具体的には、パワーコンバータ１００のダイオードＤ₂の導通時の１つのスイッチング期間中に電圧ピークＶ_PEAK2Aに達する。リップル期間Ｔ_RIPの残りの間、波形３０４の電圧は、基準電圧Ｖ_ADJREF2に達するまで減少する。示されるように、電圧波形３０４のリップルは、電圧基準を第１の電圧基準Ｖ_ADJREF1から第２の電圧基準Ｖ_ADJREF2に下げることによって、第１の電圧ピークＶ_PEAK1Aから第２の電圧ピークＶ_PEAK2Aに減少している。示されるように、第１の基準電圧Ｖ_ADJREF1と第１のピーク電圧Ｖ_PEAK1Aとの間の電圧変化は、第２の基準電圧Ｖ_ADJREF2と第２のピーク電圧Ｖ_PEAK2Aとの間の電圧変化と同一である。これは、スイッチング期間Ｔ_SごとにバイアスキャパシタＣ_BIASに供給されるエネルギが実質的に変化していないためである。言い換えれば、第１のピーク電圧Ｖ_PEAK1Aから第２のピーク電圧Ｖ_PEAK2Aに変化したのはピーク電圧の大きさのみである。このように、第１の平均バイアス電圧Ｖ_AVGBIAS1Aが第２の平均バイアス電圧Ｖ_AVGBIAS2Aに減少している。本発明の教示内容に係る一例では
、バイアス電圧Ｖ_BIASは負荷条件に応じて、または言い換えれば負荷１１９が要求する出力電力Ｐ_OUTの量に応じて調節される。出力電圧Ｖ_OUTが調整されるため、負荷の変化も出力電流Ｉ_OUTの変化と称され得る。一例では、コントローラ１０４内のフィードバック電圧基準が非線形に調節されて、軽負荷／無負荷条件で出力電圧Ｖ_OUTの上昇を実質的に補償し得る。

次に図３Ｂを参照して、ピークスイッチ電流Ｉ_SWPEAKを制御するための電流制限Ｉ_LIMITが調節される際の第１の平均バイアス電圧Ｖ_AVGBIAS1Bと第２の平均バイアス電圧Ｖ_AVGBIAS2Bとの間の変化を示すために、第１のバイアス電圧波形３１０を第２のバイアス電圧波形３１２と比較する。示されるように、バイアス電圧波形３１０および３１２は、キャパシタＣ_BIASの電圧のリップル部分を示す。さらに示されるように、バイアス電圧波形３１０および３１２には周期性が関連付けられる。第１のリップル期間Ｔ_RIP1は電圧波形３１０に対応し、第２のリップル期間Ｔ_RIP2は電圧波形３１２に対応する。動作時、電力スイッチ１０６は、バイアス電圧波形３１０が基準値Ｖ_ADJREFに達すると、次のスイッチング期間Ｔ_S中にオン状態に切換わることができる。一例では、出力電圧Ｖ_OUTが間接的に調整されるように、電流制限Ｉ_LIMITを用いてバイアス電圧Ｖ_BIASを調整し得る。

示されるように、リップル期間Ｔ_RIP1の初めに、波形３１０は電圧ピークＶ_PEAK1Bに近づく。より具体的には、パワーコンバータ１００のダイオードＤ₂の導通時の１つのスイッチング期間中に電圧ピークＶ_PEAK1Bに達する。一例では、電圧基準Ｖ_ADJREFから第１の電圧ピークＶ_PEAK1Bへの波形３１０の電圧変化は、スイッチング期間Ｔ_S中にパワーコンバータ１００のバイアスキャパシタＣ_BIASに供給されるエネルギ量を表わし得る。リップル期間Ｔ_RIP1の残りの間、電圧波形３１０は基準電圧Ｖ_ADJREFに達するまで上昇する。平均バイアス巻線電圧Ｖ_AVGBIAS1Bは、バイアス電圧波形３１０の平均電圧である。

示されるように、ピーク電圧Ｖ_PEAK1Bが電圧ピークＶ_PEAK2Bにまで下にずれた結果として、電圧波形３１２の平均が電圧波形３１０から下方にずれている。さらに示されるように、バイアス電圧波形３１２の平均電圧を表わす平均バイアス電圧Ｖ_AVGBIAS2Bも下方にずれている。オン状態の間、電力スイッチ１０６は電流制限Ｉ_LIMITに応じてスイッチ電流Ｉ_SWを制限する。一例では、コントローラ１０４内の電流制限Ｉ_LIMITを調節すると、イネーブルスイッチング期間Ｔ_S中にバイアス巻線１２８に供給されるエネルギ量が変化する。エネルギとピーク電流との間のこの関係は、以下の式３に表わされる。

式中、Ｅはスイッチング期間中に供給されるエネルギであり、Ｌは一次巻線１２４のインダクタンスであり、Ｉ_SWPEAKは電力スイッチ１０６内のピーク電流である。このように、ピーク電圧の変化をバイアスキャパシタＣ_BIASの両端で制御することによって、平均バイアス電圧を制御することができる。

示されるように、リップル期間Ｔ_RIP2の初めに、波形３１２は電圧ピークＶ_PEAK2Bに近づく。より具体的には、パワーコンバータ１００のダイオードＤ₂の導通時の１つのスイッチング期間中に電圧ピークＶ_PEAK2Bに達する。リップル期間Ｔ_RIP2の残りの間、波形３１２の電圧は、基準電圧Ｖ_ADJREFに達するまで減少する。示されるように、電圧波形３１２のリップルは、電力スイッチ１０６を通るスイッチ電流Ｉ_SWが制限されるようにコントローラ１０４内の電流制限Ｉ_LIMITを下げることによって、第１の電圧ピークＶ_PEAK1Bから第２の電圧ピークＶ_PEAK2Bに減少している。

本発明の教示内容に係る一例では、バイアス電圧Ｖ_BIASは負荷条件に応じて調節され、言い換えればバイアス電圧Ｖ_BIASは、負荷１１９が要求する出力電力Ｐ_OUTの量に応じて調節される。出力電圧Ｖ_OUTが調整され続けるため、負荷の変化も出力電流Ｉ_OUTの変化と称され得る。一例では、コントローラ１０４内のフィードバック電圧基準を非線形に調節して、軽負荷／無負荷条件で出力電圧Ｖ_OUTの上昇を実質的に減少させることができる。

次に図４を参照して、本発明の教示内容に従った例示的なコントローラ４００が示される。より具体的には、コントローラ４００はパワーコンバータに組込まれて、本発明の教示内容に係るフィードバック電圧基準を調節することによってバイアス巻線電圧を調節し得る。パワーコンバータ４００の図示される例は、コントローラ電源４０２、保護回路４０４、ドライバ回路４０６、発振器４０８、フィードバック回路４１０、および調節可能電圧基準回路４１２を含む。示されるように、コントローラ４００は電力信号Ｕ_POWERおよびフィードバック信号Ｕ_FBを受信し、スイッチング信号Ｕ_SWを出力して電力スイッチを切換える。一例では、コントローラ４００、電力信号Ｕ_POWER、フィードバック信号Ｕ_FB、およびスイッチング信号Ｕ_SWは、それぞれ図１Ａのコントローラ１０４、電力信号Ｕ_POWER、フィードバック信号Ｕ_FB、およびスイッチング信号Ｕ_SWの可能性のある実現例を表わし得る。

示されるように、コントローラ電源４０２は電力を供給して、保護回路４０４、ドライバ回路４０６、発振器４０８、フィードバック回路４１０、および調節可能電圧基準回路４１２を動作させるように結合される。一例では、保護回路４０４はドライバ回路４０６に結合され、コントローラ４００内の回路が不適切な電圧または過剰電圧を受けている場合には保護信号Ｕ_PROTECTを出力してスイッチング信号Ｕ_SWの動作を禁止する。示されるように、発振器４０８はドライバ回路４０６に結合される。動作時、発振器４０８は、パワーコンバータ内の電力スイッチのスイッチング期間の時間周期を設定するクロック信号Ｕ_CLOCKを出力する。一例では、クロック信号Ｕ_CLOCKは、ドライバ回路４０６が次のスイッチング期間をイネーブルにするかディスエーブルにするかを決定できるように、各スイッチング期間の開始を示す。「イネーブル」スイッチング期間は、パワーコンバータの電力スイッチがその間の一部だけ電流を通すことが可能なスイッチング期間と定義され得る。「ディスエーブル」スイッチング期間は、パワーコンバータの電力スイッチが電流を導通することが不可能なスイッチング期間と定義され得る。

示されるように、フィードバック回路４１０はフィードバック信号Ｕ_FBを受信する。一例では、フィードバック信号Ｕ_FBは、パワーコンバータの出力電圧を間接的に表わすバイアス電圧Ｖ_BIASを表わす。フィードバック回路４１０はドライバ回路４０６に結合され、決定信号Ｕ_DECISONを出力するように結合される。動作時、決定信号Ｕ_DECISONはドライバ回路４０６によって用いられてバイアスキャパシタの両端の電圧を調整し得、これによってパワーコンバータの出力電圧を間接的に調整することができる。一例では、フィードバック回路４１０は、バイアス電圧を表わすフィードバック信号Ｕ_FBを基準（図示せず）と比較する。バイアス電圧が電圧基準を下回る場合、決定信号Ｕ_DECISONはドライバ回路４０６にパワーコンバータの電力スイッチを切換えるように指示して、出力により多くのエネルギを供給する。このように、決定信号Ｕ_DECISONは、スイッチング期間をイネーブルにすべきかディスエーブルにすべきかを判断する。示されるように、調節可能電圧基準回路４１２は、ドライバ回路４０６およびフィードバック回路４１０に結合される。動作時、調節可能電圧基準回路４１２は、フィードバック回路４１０内のフィードバック基準電圧を調節する調節可能電圧基準信号Ｕ_ADJREFを出力する。調節可能電圧基準回路４１２はドライバ回路４０６からスイッチング信号Ｕ_SWを受信して、パワーコンバータの出力における負荷を判断する。一例では、調節可能電圧基準回路４１２は、パワーコンバータの出力に結合された負荷によって取出される出力電流に応じて、フィードバック回路４１０内
の電圧基準を調節すべき量を判断する。動作時、調節可能電圧基準回路４１２は、有効スイッチング周波数に基づいて、負荷によって取出される出力電流を判断し得る。より具体的には、有効スイッチング周波数は、いくつかのスイッチング期間の電力スイッチの平均スイッチング周波数と定義され得る。調節可能電圧基準回路４１２が受信するスイッチング信号によって、有効スイッチング周波数を判断することができる。一例では、調節可能電圧基準回路４１２は、パワーコンバータの出力に結合された負荷の負荷条件に応じて、フィードバック回路４１０の電圧基準を非線形に調節する。

次に図５を参照して、本発明の教示内容に従った例示的なコントローラ５００が示される。より具体的には、コントローラ５００はパワーコンバータに組込まれて、本発明の教示内容に係る電力スイッチの電流制限を調節することによってバイアス巻線電圧を調節し得る。動作時、コントローラ５００は、パワーコンバータの電力スイッチを通るピーク電流を制御する。コントローラ５００内で電流制限を調節することによって、電力スイッチを通るピーク電流を制御することができるため、バイアス巻線電圧を調節することができる。一例では、電力スイッチ内のスイッチ電流が電流制限に達したことを電流検知信号Ｕ_SENSEが検出すると、スイッチング信号Ｕ_SWがドライバ回路５０６から出力されて、電力スイッチをディスエーブルにする。パワーコンバータ５００の図示される例は、コントローラ電源５０２、保護回路５０４、ドライバ回路５０６、発振器５０８、フィードバック回路５１０、および電流制限調節回路５１２を含む。示されるように、コントローラ５００は電力信号Ｕ_POWER、フィードバック信号Ｕ_FB、および電流検知信号Ｕ_SENSEを受信し、スイッチング信号Ｕ_SWを出力して電力スイッチを切換える。一例では、コントローラ電源５０２、保護回路５０４、ドライバ回路５０６、発振器５０８、フィードバック回路５１０、電力信号Ｕ_POWER、フィードバック信号Ｕ_FB、およびスイッチング信号Ｕ_SWは、それぞれ図４のコントローラ電源４０２、保護回路４０４、ドライバ回路４０６、発振器４０８、フィードバック回路４１０、電力信号Ｕ_POWER、フィードバック信号Ｕ_FB、およびスイッチング信号Ｕ_SWの可能性のある実現例を表わし得る。

示されるように、ドライバ回路５０６は検知信号Ｕ_SENSEを受信する。一例では、検知信号Ｕ_SENSEは、パワーコンバータの電力スイッチを導通するスイッチ電流を表わす。動作時、ドライバ回路５０６は電力スイッチを通る電流を制御して、パワーコンバータのバイアス巻線の両端の電圧を調節する。一例では、ドライバ回路５０６は、パワーコンバータの出力に結合された負荷に供給される出力電流に応じて、電力スイッチの電流制限を調節する。示されるように、電流制限調節回路５１２はドライバ回路５０６に結合される。動作時、電流制限調節回路５１２は、ドライバ回路５０６内の電流制限を調節する調節済み電流制限信号Ｕ_ADJLIMITを出力する。電流制限調節回路５１２はドライバ回路５０６からスイッチング信号Ｕ_SWを受信して、パワーコンバータの出力における負荷を判断する。一例では、電流制限調節回路５１２は、パワーコンバータの出力に結合された負荷によって取出される出力電流に応じて、ドライバ回路５０６内の電流制限をどの程度調節すべきかを判断する。動作時、電流制限調節回路５１２は、スイッチング信号Ｕ_SWに基づいて、負荷によって取出される出力電流を判断し得る。一例では、電流制限調節回路は、スイッチング信号Ｕ_SWから電力スイッチの有効スイッチング周波数を判断し得る。一例では、電流制限調節回路５１２は、パワーコンバータの出力に結合された負荷の負荷条件に応じて、ドライバ回路５０６の電流制限を非線形に調節する。

次に図６を参照して、本発明の教示内容に従った例示的な調節可能基準電圧回路６００が示される。調節可能基準電圧回路６００の図示される例は、第１の閾値調節回路６０２、第２の閾値調節回路６０４、Ｎ番目の閾値調節回路６０８、および平均化回路６０６を含む。示されるように、調節可能電圧基準回路６００は、電力スイッチのスイッチングを表わすスイッチング信号Ｕ_SWを受信するように結合され、調節可能電圧基準信号Ｕ_ADJREFを出力するように結合される。一例では、調節可能電圧基準回路６００は、図４の調節可
能電圧基準回路の可能性のある実現例であり得る。別の例では、調節可能電圧基準信号Ｕ_ADJREFおよびスイッチング信号Ｕ_SWは、それぞれ図１および図４の調節可能電圧基準信号Ｕ_ADJREFおよびスイッチング信号Ｕ_SWの可能性のある実現例を表わし得る。示されるように、第１の閾値調節回路６０２は平均化回路６０６に結合され、パワーコンバータの電力スイッチのスイッチングを表わすスイッチング信号を受信するように結合される。動作時、第１の閾値調節回路６０２は、基準閾値に対する第１の調節を表わす第１の閾値調節信号Ｕ_THRESH1を出力する。一例では、第１の閾値調節回路６０２は第１の負荷条件を判断し、第１の負荷条件よりも低い負荷を表わす第１の閾値調節信号Ｕ_THRESH1を平均化回路６０６に出力する。別の例では、第２の閾値調節回路６０４は第２の負荷条件を判断し、第２の負荷条件よりも低い負荷を表わす第２の閾値調節信号Ｕ_THRESH2を平均化回路６０６に出力する。第１および第２の調節回路６０２および６０４はそれぞれ、有効スイッチング周波数に応じて負荷条件を判断し得る。

示されるように、平均化回路６０６は、第１および第２の閾値調節信号Ｕ_THRESH1およびＵ_THRESH2に応じて、調節済み基準信号Ｕ_ADJREFを出力する。一例では、平均化回路６０６は、実質的に多数のスイッチング期間の閾値調節信号の平均の演算に応じて調節済み基準電圧信号Ｕ_ADJREFを出力する。したがって、調節済み電圧基準信号Ｕ_ADJREFは大きさが徐々に変化し、２、３のスイッチング期間において実質的に一定であると考えることができる。示されるように、調節可能電圧基準Ｕ_ADJREFに寄与するためのＮ個の閾値調節回路が存在するように、付加的な閾値回路が追加され得る。第２の閾値調節回路を追加することによって、平均化回路６０６は、スイッチング信号に応じて調節可能電圧基準Ｕ_ADJREFを非線形に調節する。より具体的には、スイッチング信号を用いて、パワーコンバータの出力に結合された負荷条件を判断することができる。

次に図７を参照して、本発明の教示内容に従った、パワーコンバータのための例示的な集積回路７００の概略が図示される。示されるように、集積回路７００は、ドレイン端子Ｄ、ソース端子Ｓ、バイパス端子ＢＰ、およびフィードバック端子ＦＢを含む。集積回路７００はさらに、電力スイッチ７０１、（Ｖ_SUPPLYを調整するための）レギュレータ７０２、保護回路７０４、調節可能電圧基準回路７０６、ドライバ回路７０８、発振器７１０、信号コンバータ７１１、およびフィードバック回路７１２を含む。一例では、保護回路７０４、ドライバ回路７０８、調節可能電圧基準回路７０６、発振器７１０およびフィードバック回路７１２は、図４および図５のそれぞれの対応物の可能性のある実現例を表わし得る。保護回路７０４はさらに、第１の比較器７１４および第２の比較器７１６を含む。ドライバ回路７０８はさらに、電流制限比較器７１８、リーディングエッジブランキングＬＥＢ回路７２０、第１のＡＮＤゲート７２２、第２のＡＮＤゲート７２４、第３のＡＮＤゲート７２６、ＯＲゲート７２８、およびＲＳフリップフロップ７３０を含む。

示されるように、電力スイッチ７０１はドレイン端子Ｄとソース端子Ｓとの間に結合される。動作時、電力スイッチがオン状態で電流を導通することが可能な場合、スイッチ電流が電力スイッチ７０１を流れる。レギュレータ７０２はドレイン端子Ｄに直接結合されて、電力を受けて集積回路７００内の回路に供給する。図示されていないが、レギュレータ７０２は、調整済み供給電圧を与えて集積回路７００内の構成部品に動作用電力を供給するように結合される。第１の比較器７１４はレギュレータ７０２に結合される。動作時、比較器７１４は、供給電圧Ｖ_SUPPLYを不足電圧基準Ｖ_UNDERと比較する。供給電圧Ｖ_SUPPLYが不足電圧基準Ｖ_UNDERを下回る場合、比較器７１４はＡＮＤゲート７２２にロー信号を出力して、電力スイッチ７０１のスイッチングを禁止する。示されるように、第２の比較器７１６はレギュレータ７０２に結合される。動作時、比較器７１６は、供給電圧Ｖ_SUPPLYを過電圧基準Ｖ_OVERと比較する。供給電圧Ｖ_SUPPLYが過電圧基準Ｖ_OVERよりも大きい場合、比較器７１６はＡＮＤゲート７２６にロー信号を出力して、電力スイッチ７０１がターンオンすることを禁止する。

示されるように、調節可能電圧基準回路７０６はフィードバック回路７１２に結合され、信号コンバータ７１１からイネーブル信号Ｕ_ENABLEを受信するように結合される。一例では、イネーブル信号Ｕ_ENABLEはスイッチング信号Ｕ_SWから判断され、イネーブルスイッチング期間Ｔ_Sを通してハイであり、ディスエーブルスイッチング期間Ｔ_Sを通してローである。別の例では、電圧基準回路７０６は、スイッチング信号Ｕ_SWを直接受信し得る。動作時、調節可能電圧基準回路７０６は、パワーコンバータの出力における負荷条件に応じてフィードバック回路７１２の電圧基準を調節する。より具体的には、調節可能電圧基準回路７０６は、信号コンバータ７１１からイネーブル信号Ｕ_ENABLEの受信に応じて負荷条件を判断する。示されるように、フィードバック回路７１２はフィードバック端子ＦＢおよび調節可能電圧基準回路７０６に結合される。動作時、フィードバック回路７１２は、バイアス巻線電圧信号Ｕ_VBIASが調節可能電圧基準Ｕ_ADJREFよりも大きい場合、ロー信号を出力して電力スイッチ７０１のスイッチングを禁止する。図示されるように、発振器７１０はＡＮＤゲート７２６およびＲＳフリップフロップ７３０に結合される。動作時、発振器７１０はクロック信号Ｕ_CLOCKを出力して、電力スイッチ７０１のスイッチング周波数を設定する。一例では、Ｕ_CLOCKは固定信号である。発振器７１０はさらに、最大デューティサイクル信号ＤＣ_MAXを出力して、電力スイッチ７０１が規定時間の間オン状態になることを防止するように結合される。より具体的には、デューティサイクルは、スイッチング期間Ｔ_Sの全時間に対する電力スイッチ７０１のオン時間の比率である。

示されるように、電流制限比較器７１８はＡＮＤゲート７２４に結合される。動作時、電流制限比較器７１８は、スイッチ電流Ｉ_SWを電流制限Ｉ_LIMITと比較する。スイッチ電流が電流制限Ｉ_LIMITに達すると、比較器７１８はハイ信号を出力して電力スイッチ７０１をオフ状態にする。このように、電力スイッチ７０１を通るスイッチ電流が制御される。示されるように、リーディングエッジブランキング（ＬＥＢ）回路７２０は、ＡＮＤゲート７２２の出力およびＡＮＤゲート７２４の入力に結合される。動作時、リーディングエッジブランキング回路７２０は、電力スイッチ７０１がオンになる際の電流のスパイクによって電流スイッチ７０１がオフになるのを防ぐ。より具体的には、ＬＥＢ回路７２０は、電流のオーバーシュートによって電流制限比較器７１８が電流スイッチをあまりにも早くオフ状態に切換えないように、各オン時間の開始を遅延させる。

示されるように、ＯＲゲート７２８は、信号を出力して電力スイッチ７０１をオン状態からオフ状態に切換えるように結合される。ＡＮＤゲート７２６は、信号を出力して電力スイッチ７０１をオフ状態からオン状態に切換えるように結合される。示されるように、ＲＳフリップフロップ７３０はＡＮＤゲート７２６およびＯＲゲート７２８に結合される。動作時、ＲＳフリップフロップ７３０は、ＡＮＤゲート７２６およびＯＲゲート７２８からの出力に応じてスイッチング信号Ｕ_SWを出力するように結合される。電流源７３２は、フィードバック端子ＦＢからの電流を受けるように結合される。

次に図８を参照して、本発明の教示内容に従った例示的な調節可能電圧基準回路８００が示される。示されるように、調節可能電圧基準回路８００は、第１の閾値調節回路８０２、第２の閾値調節回路８０４、反転器８０５、および平均化回路８０６を含む。一例では、閾値調節回路８０２、閾値調節回路８０４、および平均化回路８０６は、それぞれ図６の第１の閾値調節回路６０２、第２の閾値調節回路６０４、および平均化回路６０６の可能性のある実現例であり得る。示されるように、閾値調節回路８０２は、ｎチャネルトランジスタ８０８、ｐチャネルトランジスタ８１０、電流源８１２、キャパシタ８１４、および反転器８１６を含む。同様に、閾値調節回路８０４は、ｎチャネルトランジスタ８１８、ｐチャネルトランジスタ８２０、電流源８２２、キャパシタ８２４、および反転器８２６を含む。さらに示されるように、平均化回路８０６は、電流源８２８、電流源８３０、電流源８３２、電流源８３４、抵抗器８３６、抵抗器８３８、キャパシタ８４０、ｎ
チャネルトランジスタ８４２、ｎチャネルトランジスタ８４４、およびｎチャネルトランジスタ８４６を含む。より具体的には、ｎチャネルトランジスタおよびｐチャネルトランジスタは、ｎチャネルをオンにする論理信号はｐチャネルをオフにするように、反対の機能を実行する。

示されるように、トランジスタ８４２は反転イネーブル信号Ｕ_ENを受信するように結合される。１つの実施例によると、イネーブル信号Ｕ_ENABLEはイネーブルまたはディスエーブルスイッチング期間を表わす。より具体的には、イネーブル信号Ｕ_ENABLEは、電力スイッチが導通しているスイッチング期間（イネーブル期間）を通してずっとハイであり、電力スイッチが導通していないスイッチング期間（ディスエーブルスイッチング期間）を通してずっとローである。動作時、反転イネーブル信号Ｕ_ENはディスエーブルスイッチング期間中にハイになり（すなわち、このスイッチング期間中は電力スイッチはターンオンしない）、トランジスタ８４２がターンオンされて電流を通す。より具体的には、電流源８２８が、トランジスタ８４２を導通する電流を与える。このように、抵抗器８３６を通る電流が電流源８２８からの電流の量だけ減少するため、抵抗器８３６の両端の電圧が減少する。例示的な実施例によると、電力スイッチがスイッチング期間中にスイッチングしないたびに、抵抗器８３６の両端の電圧がある量だけ減少する。動作時、キャパシタ８４０は、抵抗器８３６の両端の電圧を平均化する。一例では、ディスエーブルスイッチング期間の後にイネーブル信号Ｕ_ENABLEがイネーブルにされると、トランジスタ８４２がターンオフし、電流源８３４の全電流がキャパシタ８４０を充電して調節可能電圧基準Ｖ_ADJREFを最大値にまで上昇させることができる。ｘ個のスイッチング期間が連続してディスエーブルにされると、トランジスタ８４４がターンオンし、抵抗器８３６の両端の電圧がより大量にいずれかのその後の連続ディスエーブルスイッチ期間中に減少するため、電圧Ｖ_ADJREFがより大きな比率で減少する。ｘ個のスイッチング期間が連続してディスエーブルにされると、トランジスタ８４６がターンオンし、キャパシタ８４０がより大量にディスエーブルスイッチング期間ごとに放電する。一例では、ｘ個のスイッチング期間はｙ個のスイッチング期間よりも少ない。たとえば、ｘ個のスイッチング期間は５であり得、ｙ個のスイッチング期間は１０であり得る。ｘおよびｙの値は、それぞれキャパシタ８１４および８２４のサイズによって決定され得る。より具体的には、キャパシタ８１４または８２４のサイズが増加すると、キャパシタ８１４または８２４の電圧が十分低くなってトランジスタ８４４または８４６のいずれか一方を起動して調節可能基準電圧Ｖ_ADJREFをさらに減少させる前に、さらなるディスエーブルスイッチング期間が経過する必要がある。したがって、パワーコンバータの出力に供給される出力電流が減少するにつれて、このように電圧基準を調節することによってバイアス電圧が非線形に調節され、パワーコンバータの出力における出力電圧が所望の値に保たれる。一例では、調節可能電圧回路８００は、フィードバック電圧基準の変化率の分解能を向上させるための付加的な閾値調節回路を含み得る。

示されるように、第１の電圧閾値調節回路８０２は、反転イネーブル信号Ｕ_ENを受信するように結合される。示されるように、電圧源Ｖ_SUPPLYはトランジスタ８１０に結合される。動作時、イネーブル信号Ｕ_ENがハイである場合、トランジスタ８０８はターンオンされトランジスタ８１０はターンオフされ、キャパシタ８１４は供給電圧Ｖ_SUPPLYの当初電圧から放電する。キャパシタ８１４がｘ個のスイッチング期間中放電すると、反転器８１６はハイ信号を出力する。このように、トランジスタ８４４は起動されてターンオンし、抵抗器８３６の両端の電圧はその後のディスエーブルスイッチング期間中さらに減少して、フィードバック電圧基準Ｖ_REFの変化率をさらに高める。同様に、第２の電圧閾値調節回路８０４は、反転イネーブル信号Ｕ_ENを受信するように結合される。示されるように、電圧源Ｖ_SUPPLYはトランジスタ８２０に結合される。動作時、反転イネーブル信号Ｕ_ENがハイである場合、トランジスタ８１８はターンオンされ、トランジスタ８２０はターンオフされ、キャパシタ８２４は供給電圧Ｖ_SUPPLYから放電する。キャパシタ８２４がｙ個の
スイッチング期間中放電すると、反転器８２６はハイ信号を出力する。このように、トランジスタ８４６は起動されてターンオンし、キャパシタ８４０の電圧は減少して、フィードバック電圧基準Ｖ_REFの変化率をさらに高める。示されるように、キャパシタ８４０は抵抗器８３８および抵抗器８３６を介して放電するように結合される。一例では、キャパシタ８４０は、電力スイッチのスイッチング期間の時間枠に関して比較的高い時定数を有する。これによって、電圧基準Ｖ_REFが複数のスイッチング期間にわたって徐々に変化することが可能となる。一例では、抵抗器８３８の値は１４ＭWであり、キャパシタ８４０の値は１４ｐＦである。

次に図９を参照して、グラフ９００は、負荷条件に応じた図８の電圧基準Ｖ_REFを示す。示されるように、出力電流Ｉ_OUTなしの電圧基準波形９０２の変化は、ゼロにより近い出力電流についてより大きい。すなわち、図示される例では、電圧基準波形９０２の傾きは、ゼロと第２の閾値との間の出力電流に対して最も大きい。電圧基準波形９０２はさらに、第２の閾値と第１の閾値との間の出力電流に対しての異なる（たとえばより小さい）傾き、および第１の閾値よりも大きい出力電流に対しての第３の傾き（たとえばさらに小さい）を含む。したがって一例では、基準電圧の非線形の調節は、各々が異なる傾きを有する複数の線形部分を含み得る。このように、調節可能電圧基準は、パワーコンバータの出力における所望の出力電圧をより正確に維持するために区分的に線形に設計される。

次に図１０を参照して、フローチャートは、一次側フィードバックパワーコンバータの調整を向上させるための方法１０００を示す。より具体的には、方法１０００は、バイアス電圧が負荷条件に応じて非線形に減少するように、調節可能基準電圧を非線形に減少させる。処理ブロック１０１０において、コントローラは、調節可能電圧基準に応じてパワーコンバータの出力電圧を調整する。決定ブロック１０２０において、負荷が第１の負荷条件よりも小さい場合、方法１０００は決定ブロック１０３０に進む。そうでない場合、方法１０００は決定ブロック１０１０に戻る。一例では、第１の負荷条件は、パワーコンバータの電力スイッチのスイッチング周波数に応じて判断され得る。処理ブロック１０３０において、コントローラは、負荷に応じて第１の比率で調節可能基準電圧の減少を開始する。処理ブロック１０４０において、負荷が第２の負荷条件よりも小さいか否かが判断される。負荷が第２の負荷条件よりも小さい場合、方法１０００はブロック１０５０に進む。そうでない場合、方法１０００は１０３０に戻る。処理ブロック１０５０において、調節可能基準電圧の減少率は、負荷に応じてさらに増加する。一例では、第２の比率は第１の比率よりも高い。動作時、負荷条件が無負荷条件（負荷が消費する出力電力がゼロ）に向かうにつれて、調節可能基準電圧は負荷に応じてより速い比率で減少する。一例では、調節可能基準電圧を調節するために２つよりも多い比率が用いられ得る。上述のように、フィードバック電圧基準を調節することによってバイアス巻線電圧が調節される。調節可能基準電圧とバイアス電圧との間に比例関係が存在するため、このようにして、方法１０００は負荷条件に応じてバイアス電圧を非線形に調節する。

１００ パワーコンバータ、１０２ 集積回路、１０４ コントローラ、１０５ 入力リターン、１０６ 電力スイッチ、１０７ 出力リターン、１０８ エネルギ伝達素子、１１０ フィードバック回路。

Claims (36)

1. 一次側制御パワーコンバータのためのコントローラであって、
   駆動信号を出力して電力スイッチをオン状態とオフ状態との間で切換えて前記パワーコンバータの出力を調整するように結合されたドライバ回路と、
   前記ドライバ回路に結合され、出力電圧信号に応じてイネーブル信号を出力して前記電力スイッチをオン状態に切換えるように結合されたフィードバック回路と、
   前記パワーコンバータの出力に結合された負荷に応じて前記パワーコンバータのバイアス巻線電圧が非線形に調節されるように電圧基準を調節するよう結合された調節可能電圧基準回路とを備える、コントローラ。
2. 電流センサが、前記電力スイッチを通るスイッチ電流を表わす電流検知信号を出力し、
   前記ドライバ回路は、前記負荷に応じて前記電力スイッチの電流を制限する、請求項１に記載のコントローラ。
3. 前記ドライバ回路に結合された発振器をさらに備え、
   前記発振器はクロック信号を出力して、前記電力スイッチの実質的に一定のスイッチング期間を設定する、請求項１に記載のコントローラ。
4. 前記調節可能電圧基準回路はさらに、前記電力スイッチの有効スイッチング周波数に応じて前記パワーコンバータの出力に結合された前記負荷を判断するように結合される、請求項３に記載のコントローラ。
5. 前記電圧基準は、前記スイッチの前記有効スイッチング周波数に応じて調節される、請求項４に記載のコントローラ。
6. 前記調節可能電圧基準回路はさらに、第１の閾値調節回路を含み、
   前記第１の閾値調節回路は、第１の負荷条件に応じて第１の量だけ前記電圧基準を調節する、請求項３に記載のコントローラ。
7. 前記調節可能電圧基準回路はさらに、第２の閾値調節回路を含み、
   前記第２の閾値調節回路は、第２の負荷条件に応じて第２の量だけ前記電圧基準を調節し、
   前記第１の量から前記第２の量へのパーセント変化は、前記第１の負荷条件から前記第２の負荷条件へのパーセント変化よりも大きいパーセント変化である、請求項４に記載のコントローラ。
8. 前記調節可能電圧基準回路はさらに、１つ以上の前記閾値調節回路によって生成された閾値調節信号に応じて前記電圧基準の値を変更する平均化回路を含む、請求項７に記載のコントローラ。
9. パワーコンバータのための集積回路であって、
   オン状態とオフ状態との間で切換わるように結合された電力スイッチと、
   前記電力スイッチをオン状態とオフ状態との間で切換えて前記パワーコンバータの出力を調整するように結合され、前記電力スイッチを流れるスイッチ電流がスイッチ電流閾値に達したことに応じて前記電力スイッチをディスエーブルにするように適合されたコントローラと、
   前記コントローラに結合され、前記パワーコンバータの出力電圧を表わすバイアス巻線電圧を受けるフィードバック端子とを備え、
   前記コントローラは、前記パワーコンバータの出力に結合された負荷に応じて前記バイ
   アス巻線電圧を非線形に調節するように結合される、集積回路。
10. 前記バイアス巻線電圧は、前記電力スイッチのスイッチング期間よりも実質的に長い期間の平均電圧である、請求項９に記載の集積回路。
11. 前記コントローラは、前記集積回路に含まれるフィードバック回路の調節可能基準電圧を調節して前記バイアス巻線電圧を調節するように結合される、請求項９に記載の集積回路。
12. 前記コントローラは、スイッチ電流制限を調節して前記バイアス巻線電圧を調節するように結合される、請求項９に記載の集積回路。
13. 前記コントローラは一次側コントローラである、請求項９に記載の集積回路。
14. 前記コントローラは、前記調節可能基準電圧を非線形に調節するように結合される、請求項１１に記載の集積回路。
15. 前記コントローラは、ある範囲の負荷条件の間、前記バイアス巻線電圧を調節するように結合される、請求項１４に記載の集積回路。
16. 前記コントローラは、電流制限を非線形に調節するように結合される、請求項１２に記載の集積回路。
17. パワーコンバータであって、
    電力スイッチと、
    前記電力スイッチに結合され、前記電力スイッチをオン状態とオフ状態との間で切換えて前記パワーコンバータの出力を調整するコントローラと、
    前記電力スイッチに結合され、前記パワーコンバータの入力を出力からガルバニック絶縁し、かつ前記パワーコンバータの入力と出力との間でエネルギを伝達するエネルギ伝達素子と、
    前記エネルギ伝達素子に結合されたバイアス巻線とを備え、
    前記バイアス巻線の両端のバイアス巻線電圧は、前記パワーコンバータの出力における出力電圧を表わし、
    前記コントローラは、前記パワーコンバータの出力に結合された負荷に応じて前記バイアス巻線電圧を非線形に調節する、パワーコンバータ。
18. 前記バイアス巻線電圧は、前記電力スイッチのスイッチング期間よりも実質的に長い期間の前記バイアス巻線の両端の平均電圧である、請求項１７に記載のパワーコンバータ。
19. 前記バイアス巻線電圧は、調節可能基準電圧を調節することによって調節される、請求項１８に記載のパワーコンバータ。
20. 前記バイアス巻線電圧は、スイッチ電流制限を調節することによって調節される、請求項１８に記載のパワーコンバータ。
21. 前記コントローラは集積回路に含まれる、請求項１７に記載のパワーコンバータ。
22. 前記電力スイッチおよび前記コントローラは、単一モノリシック集積装置に集積される、請求項１７に記載のパワーコンバータ。
23. 前記コントローラは、前記電力スイッチの有効スイッチング周波数に応じて、前記パワーコンバータの出力に結合された前記負荷を判断する、請求項１７に記載のパワーコンバータ。
24. 前記コントローラは、前記電力スイッチのディスエーブル期間の数の検出に応じてフィードバック電圧基準を調節する、請求項１７に記載のパワーコンバータ。
25. 電源のバイアス巻線電圧を調節するための方法であって、
    電力スイッチをオン状態とオフ状態との間で切換えることによってパワーコンバータの出力電圧を調整するステップを備え、前記電力スイッチは、前記電力スイッチを通るスイッチ電流がスイッチ電流がスイッチ電流閾値を超えるとオフ状態に戻るように適合され、前記方法はさらに、
    前記パワーコンバータの出力に結合された負荷の負荷条件を判断するステップと、
    前記負荷条件に応じてバイアス巻線電圧を非線形に調節するステップとを備える、方法。
26. 前記負荷条件に応じてバイアス巻線電圧を非線形に調節するステップは、調節可能基準電圧を非線形に調節するステップを含み、前記方法はさらに、
    前記バイアス巻線電圧が前記調節可能基準電圧よりも大きい場合、前記電力スイッチのスイッチングを禁止するステップを備える、請求項２５に記載のバイアス巻線電圧を調節するための方法。
27. 前記コントローラ内の電流制限基準を調節して前記バイアス巻線電圧を調節するステップをさらに備える、請求項２５に記載のバイアス巻線電圧を調節するための方法。
28. 前記電力スイッチを通るスイッチ電流を制限して前記バイアス巻線電圧を調節するステップをさらに備える、請求項２５に記載のバイアス巻線電圧を調節するための方法。
29. 一次側制御パワーコンバータのためのコントローラであって、
    駆動信号を出力して電力スイッチをオン状態とオフ状態との間で切換えて前記パワーコンバータの出力を調整するように結合されたドライバ回路と、
    前記ドライバ回路に結合され、出力電圧信号に応じてイネーブル信号を出力して前記電力スイッチをオン状態に切換えるように結合されたフィードバック回路と、
    電流検知信号を受信し、かつスイッチ電流がスイッチ電流閾値に達すると前記電力スイッチをオフ状態に切換えるように結合された電流制限回路と、
    前記パワーコンバータの出力に結合された負荷に応じて前記パワーコンバータのバイアス巻線電圧が非線形に調節されるように電流制限を調節するよう結合された調節可能電圧基準回路とを備える、コントローラ。
30. 前記バイアス巻線電圧は、前記駆動信号のスイッチング期間よりも実質的に長い期間の平均電圧である、請求項２９に記載のコントローラ。
31. パワーコンバータのための集積回路コントローラであって、
    駆動信号を出力して電力スイッチの切換を制御して前記パワーコンバータの出力を調整するように結合されたドライバ回路と、
    前記ドライバ回路に結合され、バイアス巻線電圧が調節可能基準電圧よりも大きい場合、前記電力スイッチのスイッチングを禁止するフィードバック回路と、
    前記パワーコンバータの出力における負荷条件に応じて前記調節可能基準電圧を非線形に調節するように結合された調節可能電圧基準回路とを備える、コントローラ。
32. 前記調節可能電圧基準回路は、
    前記パワーコンバータの出力における第１の負荷条件に応じて第１の閾値調節信号を出力するように結合された第１の閾値調節回路と、
    前記パワーコンバータの出力における第２の負荷条件に応じて第２の閾値調節信号を出力するように結合された第２の閾値調節回路と、
    調節可能電圧基準を生成し、かつ前記第１および第２の閾値調節信号に応じて前記調節可能電圧基準を調節するように結合された平均化回路とを備える、請求項３１に記載のコントローラ。
33. 前記平均化回路は、前記調節可能電圧基準を蓄えるように結合されたキャパシタを備え、
    前記キャパシタはさらに、前記第１および第２の閾値調節信号に応じて選択的に放電するように結合される、請求項３２に記載のコントローラ。
34. 前記平均化回路はさらに、第１および第２の電流源を備え、
    前記第１の電流源は、前記第１の閾値調節信号に応じて第１の比率で前記キャパシタの両端の平均電圧を選択的に減少させるように結合され、
    前記第２の電流源は、前記第２の閾値調節信号に応じて第２の比率で前記キャパシタの両端の平均電圧を減少させるように結合される、請求項３３に記載のコントローラ。
35. 前記第１の閾値調節回路は、前記駆動信号の第１の数の連続ディスエーブルスイッチング期間に応じて前記第１の閾値調節信号を出力するように結合され、
    前記第２の閾値調節回路は、前記駆動信号の第２の数の連続ディスエーブルスイッチング期間に応じて前記第２の閾値調節信号を出力するように結合される、請求項３２に記載のコントローラ。
36. 前記電力スイッチは前記集積回路コントローラに集積される、請求項３１に記載のコントローラ。

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