JPH11235028A - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
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- JPH11235028A JPH11235028A JP10031393A JP3139398A JPH11235028A JP H11235028 A JPH11235028 A JP H11235028A JP 10031393 A JP10031393 A JP 10031393A JP 3139398 A JP3139398 A JP 3139398A JP H11235028 A JPH11235028 A JP H11235028A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
- H02M3/3385—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
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- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 過負荷や過電圧などの出力電圧の異常時に、
出力をシャットダウンすることのできるスイッチング電
源装置を提供する。 【解決手段】 スイッチング電源装置１０の出力電圧に
比例して帰還巻線Ｎｂに生じる逆極性の電圧で負電圧を
作り出す負電圧発生回路１１ａと、負電圧発生回路１１
ａの出力電圧の異常を検出する異常電圧検出回路１１ｂ
と、異常電圧検出回路１１ｂに従ってＦＥＴＱ１のスイ
ッチング動作を停止させるスイッチング停止回路１１ｃ
からなる保護回路１１を設ける。 【効果】 出力電圧の異常時にスイッチング素子のスイ
ッチング動作を停止して出力をシャットダウンすること
によって、不必要な電力の消費や発熱による部品の破損
を防ぐことができる。
出力をシャットダウンすることのできるスイッチング電
源装置を提供する。 【解決手段】 スイッチング電源装置１０の出力電圧に
比例して帰還巻線Ｎｂに生じる逆極性の電圧で負電圧を
作り出す負電圧発生回路１１ａと、負電圧発生回路１１
ａの出力電圧の異常を検出する異常電圧検出回路１１ｂ
と、異常電圧検出回路１１ｂに従ってＦＥＴＱ１のスイ
ッチング動作を停止させるスイッチング停止回路１１ｃ
からなる保護回路１１を設ける。 【効果】 出力電圧の異常時にスイッチング素子のスイ
ッチング動作を停止して出力をシャットダウンすること
によって、不必要な電力の消費や発熱による部品の破損
を防ぐことができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング電源
装置、特にＲＣＣ（リンギング・チョーク・コンバー
タ）方式を用いたスイッチング電源装置に関する。
装置、特にＲＣＣ（リンギング・チョーク・コンバー
タ）方式を用いたスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に、ＣＲＴディスプレイやファクシ
ミリなどの機器は安定した直流電圧を必要とし、商用交
流電源から安定した直流電圧を供給するために、構成が
比較的簡単で効率の高いＲＣＣ方式のスイッチング電源
装置が広く用いられている。
ミリなどの機器は安定した直流電圧を必要とし、商用交
流電源から安定した直流電圧を供給するために、構成が
比較的簡単で効率の高いＲＣＣ方式のスイッチング電源
装置が広く用いられている。
【０００３】図６に、従来のＲＣＣ方式のスイッチング
電源装置を示す。図６において、スイッチング電源装置
１は、入力回路２、インバータ回路３、電圧検出回路
４、制御回路５から構成されている。
電源装置を示す。図６において、スイッチング電源装置
１は、入力回路２、インバータ回路３、電圧検出回路
４、制御回路５から構成されている。
【０００４】入力回路２は、整流用のダイオードブリッ
ジＤＢと、ＡＣ電源とダイオードブリッジＤＢの入力端
との間に設けられたヒューズＦおよびラインフィルタＬ
Ｆ、ダイオードブリッジＤＢの出力端に並列に設けられ
た平滑用のコンデンサＣ１から構成されている。
ジＤＢと、ＡＣ電源とダイオードブリッジＤＢの入力端
との間に設けられたヒューズＦおよびラインフィルタＬ
Ｆ、ダイオードブリッジＤＢの出力端に並列に設けられ
た平滑用のコンデンサＣ１から構成されている。
【０００５】インバータ回路３は、１次巻線Ｎ１、１次
巻線Ｎ１とは逆極性の２次巻線Ｎ２および１次巻線Ｎ１
と同極性の帰還巻線Ｎｂを有するトランスＴ、１次巻線
Ｎ１の他端に直列に接続されたスイッチング素子である
ＦＥＴＱ１、１次巻線Ｎ１の一端とＦＥＴＱ１の制御端
子であるゲートとの間に接続された起動抵抗Ｒ１、２次
巻線Ｎ２の他端に直列に接続された整流用のダイオード
Ｄ１、およびダイオードＤ１のカソードと２次巻線Ｎ２
の一端との間に接続された平滑用のコンデンサＣ２で構
成されている。
巻線Ｎ１とは逆極性の２次巻線Ｎ２および１次巻線Ｎ１
と同極性の帰還巻線Ｎｂを有するトランスＴ、１次巻線
Ｎ１の他端に直列に接続されたスイッチング素子である
ＦＥＴＱ１、１次巻線Ｎ１の一端とＦＥＴＱ１の制御端
子であるゲートとの間に接続された起動抵抗Ｒ１、２次
巻線Ｎ２の他端に直列に接続された整流用のダイオード
Ｄ１、およびダイオードＤ１のカソードと２次巻線Ｎ２
の一端との間に接続された平滑用のコンデンサＣ２で構
成されている。
【０００６】また、インバータ回路３の出力側に設けた
電圧検出回路４は、抵抗Ｒ２、フォトカプラＰＣの発光
側の発光ダイオードＰＤ、シャントレギュレータＳｒ、
抵抗Ｒ３、Ｒ４、ツェナーダイオードＺ１から構成され
ている。抵抗Ｒ２と発光ダイオードＰＤ、シャントレギ
ュレータＳｒは直列に接続されてインバータ回路３のコ
ンデンサＣ２に並列に設けられ、抵抗Ｒ３とＲ４も直列
に接続されて同じくコンデンサＣ２に並列に設けられて
いる。さらにツェナーダイオードＺ１もコンデンサＣ２
に並列に設けられている。そして、抵抗Ｒ３とＲ４の接
続部はシャントレギュレータＳｒに接続されている。
電圧検出回路４は、抵抗Ｒ２、フォトカプラＰＣの発光
側の発光ダイオードＰＤ、シャントレギュレータＳｒ、
抵抗Ｒ３、Ｒ４、ツェナーダイオードＺ１から構成され
ている。抵抗Ｒ２と発光ダイオードＰＤ、シャントレギ
ュレータＳｒは直列に接続されてインバータ回路３のコ
ンデンサＣ２に並列に設けられ、抵抗Ｒ３とＲ４も直列
に接続されて同じくコンデンサＣ２に並列に設けられて
いる。さらにツェナーダイオードＺ１もコンデンサＣ２
に並列に設けられている。そして、抵抗Ｒ３とＲ４の接
続部はシャントレギュレータＳｒに接続されている。
【０００７】また、制御回路５は、帰還巻線Ｎｂの一端
とＦＥＴＱ１のゲートとの間に直列に接続された抵抗Ｒ
５およびコンデンサＣ３、ＦＥＴＱ１のゲートと帰還巻
線Ｎｂの他端との間に接続されたトランジスタＱ２、帰
還巻線Ｎｂの一端にアノードを接続されたダイオードＤ
２、ダイオードＤ２のカソードとトランジスタＱ２のベ
ースとの間に接続された抵抗Ｒ６、トランジスタＱ２の
ベースと帰還巻線Ｎｂの他端との間に接続されたコンデ
ンサＣ４、コンデンサＣ４に並列に接続された抵抗Ｒ
７、ダイオードＤ２のカソードとトランジスタＱ２のベ
ースとの間に直列に接続された抵抗Ｒ８とフォトカプラ
ＰＣの受光側のフォトトランジスタＰＴ、帰還巻線Ｎｂ
の一端にカソードを接続されたダイオードＤ３、ダイオ
ードＤ３のアノードと帰還巻線Ｎｂの他端との間に直列
に接続された抵抗Ｒ９とコンデンサＣ５、抵抗Ｒ９とコ
ンデンサＣ５の接続部とトランジスタＱ２のベースとの
間に接続された抵抗Ｒ１０から構成されている。
とＦＥＴＱ１のゲートとの間に直列に接続された抵抗Ｒ
５およびコンデンサＣ３、ＦＥＴＱ１のゲートと帰還巻
線Ｎｂの他端との間に接続されたトランジスタＱ２、帰
還巻線Ｎｂの一端にアノードを接続されたダイオードＤ
２、ダイオードＤ２のカソードとトランジスタＱ２のベ
ースとの間に接続された抵抗Ｒ６、トランジスタＱ２の
ベースと帰還巻線Ｎｂの他端との間に接続されたコンデ
ンサＣ４、コンデンサＣ４に並列に接続された抵抗Ｒ
７、ダイオードＤ２のカソードとトランジスタＱ２のベ
ースとの間に直列に接続された抵抗Ｒ８とフォトカプラ
ＰＣの受光側のフォトトランジスタＰＴ、帰還巻線Ｎｂ
の一端にカソードを接続されたダイオードＤ３、ダイオ
ードＤ３のアノードと帰還巻線Ｎｂの他端との間に直列
に接続された抵抗Ｒ９とコンデンサＣ５、抵抗Ｒ９とコ
ンデンサＣ５の接続部とトランジスタＱ２のベースとの
間に接続された抵抗Ｒ１０から構成されている。
【０００８】次に、図６に示したスイッチング電源装置
１の動作について、図７に示すスイッチング電源装置１
の各部の電圧および電流の変化を示すグラフを用いて説
明する。図７において、ＶｇｓはＦＥＴＱ１のゲート−
ソース間電圧、Ｖ１は１次巻線Ｎ１に加わる電圧、Ｉ１
は１次巻線Ｎ１を流れる電流、ＶｄｓはＦＥＴＱ１のド
レイン−ソース間電圧、Ｖｂｅ２はトランジスタＱ２の
ベース−エミッタ間電圧、Ｖｂは帰還巻線Ｎｂに生じる
電圧、Ｖ２は２次巻線Ｎ２に生じる電圧、Ｉ２は２次巻
線Ｎ２を流れる電流を表している。また、グラフ上部に
示したＯＮ、ＯＦＦはＦＥＴＱ１がＯＦＦからＯＮにな
る（以降ターンオンと呼ぶ）タイミング、およびＯＮか
らＯＦＦになる（以降ターンオフと呼ぶ）タイミングを
示している。
１の動作について、図７に示すスイッチング電源装置１
の各部の電圧および電流の変化を示すグラフを用いて説
明する。図７において、ＶｇｓはＦＥＴＱ１のゲート−
ソース間電圧、Ｖ１は１次巻線Ｎ１に加わる電圧、Ｉ１
は１次巻線Ｎ１を流れる電流、ＶｄｓはＦＥＴＱ１のド
レイン−ソース間電圧、Ｖｂｅ２はトランジスタＱ２の
ベース−エミッタ間電圧、Ｖｂは帰還巻線Ｎｂに生じる
電圧、Ｖ２は２次巻線Ｎ２に生じる電圧、Ｉ２は２次巻
線Ｎ２を流れる電流を表している。また、グラフ上部に
示したＯＮ、ＯＦＦはＦＥＴＱ１がＯＦＦからＯＮにな
る（以降ターンオンと呼ぶ）タイミング、およびＯＮか
らＯＦＦになる（以降ターンオフと呼ぶ）タイミングを
示している。
【０００９】まず、起動時の電源をＯＮにした瞬間には
ＦＥＴＱ１はＯＦＦであるため１次巻線Ｎ１には電流Ｉ
１は流れないが、起動抵抗Ｒ１を通してＦＥＴＱ１のゲ
ート−ソース間に形成される内部容量に電流が流れ込
む。これによってＦＥＴＱ１のゲート−ソース間電圧Ｖ
ｇｓが上昇し、ＦＥＴＱ１の閾値を超えた時点でＦＥＴ
Ｑ１がターンオンしはじめる。ＦＥＴＱ１がターンオン
しはじめるとＦＥＴＱ１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄ
ｓがほぼ０Ｖになり、トランスＴの１次巻線Ｎ１に電源
電圧が印加されて電流Ｉ１が流れ始め、これによって帰
還巻線Ｎｂと２次巻線Ｎ２に電圧ＶｂおよびＶ２が生じ
る。帰還巻線Ｎｂに生じた電圧Ｖｂによって、帰還巻線
Ｎｂから抵抗Ｒ５とコンデンサＣ３を介してＦＥＴＱ１
のゲートに電流が流れ込み、ＦＥＴＱ１のゲート−ソー
ス間電圧Ｖｇｓの上昇を加速し、ＦＥＴＱ１が完全にタ
ーンオンする。なお、２次巻線Ｎ２に発生した電圧Ｖ２
は整流用のダイオードＤ１に対して逆方向の電圧になる
ため、２次巻線Ｎ２には電流Ｉ２は流れない。
ＦＥＴＱ１はＯＦＦであるため１次巻線Ｎ１には電流Ｉ
１は流れないが、起動抵抗Ｒ１を通してＦＥＴＱ１のゲ
ート−ソース間に形成される内部容量に電流が流れ込
む。これによってＦＥＴＱ１のゲート−ソース間電圧Ｖ
ｇｓが上昇し、ＦＥＴＱ１の閾値を超えた時点でＦＥＴ
Ｑ１がターンオンしはじめる。ＦＥＴＱ１がターンオン
しはじめるとＦＥＴＱ１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄ
ｓがほぼ０Ｖになり、トランスＴの１次巻線Ｎ１に電源
電圧が印加されて電流Ｉ１が流れ始め、これによって帰
還巻線Ｎｂと２次巻線Ｎ２に電圧ＶｂおよびＶ２が生じ
る。帰還巻線Ｎｂに生じた電圧Ｖｂによって、帰還巻線
Ｎｂから抵抗Ｒ５とコンデンサＣ３を介してＦＥＴＱ１
のゲートに電流が流れ込み、ＦＥＴＱ１のゲート−ソー
ス間電圧Ｖｇｓの上昇を加速し、ＦＥＴＱ１が完全にタ
ーンオンする。なお、２次巻線Ｎ２に発生した電圧Ｖ２
は整流用のダイオードＤ１に対して逆方向の電圧になる
ため、２次巻線Ｎ２には電流Ｉ２は流れない。
【００１０】ＦＥＴＱ１がターンオンして帰還巻線Ｎｂ
に正極性の電圧Ｖｂが生じると、それによってダイオー
ドＤ２と抵抗Ｒ６、および後述する抵抗Ｒ８とフォトト
ランジスタＰＴを介してコンデンサＣ４が充電され、コ
ンデンサＣ４の両端の電圧、すなわちトランジスタＱ２
のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅ２が上昇する。なお、
このときの充電スピード（時定数）は抵抗Ｒ６、Ｒ７、
Ｒ８およびコンデンサＣ４の値によって決定される。ト
ランジスタＱ２のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅ２が上
昇してトランジスタＱ２の閾値を超えるとトランジスタ
Ｑ２がＯＮする。トランジスタＱ２がＯＮすると、トラ
ンジスタＱ２のコレクタ−エミッタ間電圧、すなわちＦ
ＥＴＱ１のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓがほぼ０Ｖとな
って、ＦＥＴＱ１をターンオフさせるように働く。
に正極性の電圧Ｖｂが生じると、それによってダイオー
ドＤ２と抵抗Ｒ６、および後述する抵抗Ｒ８とフォトト
ランジスタＰＴを介してコンデンサＣ４が充電され、コ
ンデンサＣ４の両端の電圧、すなわちトランジスタＱ２
のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅ２が上昇する。なお、
このときの充電スピード（時定数）は抵抗Ｒ６、Ｒ７、
Ｒ８およびコンデンサＣ４の値によって決定される。ト
ランジスタＱ２のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅ２が上
昇してトランジスタＱ２の閾値を超えるとトランジスタ
Ｑ２がＯＮする。トランジスタＱ２がＯＮすると、トラ
ンジスタＱ２のコレクタ−エミッタ間電圧、すなわちＦ
ＥＴＱ１のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓがほぼ０Ｖとな
って、ＦＥＴＱ１をターンオフさせるように働く。
【００１１】ＦＥＴＱ１がターンオフしはじめると１次
巻線Ｎ１に加わる電圧Ｖ１が０Ｖになり、流れていた電
流Ｉ１も０になる。しかし、ＦＥＴＱ１がＯＮのときに
１次巻線Ｎ１に流れた電流Ｉ１によってトランスＴに蓄
積されていた磁気エネルギーのために、２次巻線Ｎ２お
よび帰還巻線Ｎｂにはそれまでと逆極性の電圧が生じ
る。２次巻線Ｎ２に生じた逆極性の電圧Ｖ２によって発
生した電流Ｉ２はダイオードＤ１を通ってコンデンサＣ
２で平滑化されて出力される。また、帰還巻線Ｎｂに生
じた逆極性の電圧Ｖｂは、ＦＥＴＱ１のゲート−ソース
間に形成された内部容量から、コンデンサＣ３と抵抗Ｒ
５を介して急速に電荷を吸収し、ＦＥＴＱ１を完全にタ
ーンオフさせる。そして同時に、コンデンサＣ４に蓄積
された電荷も抵抗Ｒ１０、Ｒ９およびダイオードＤ３を
介して吸収するが、コンデンサＣ４には逆方向の電圧が
加わることになるため、コンデンサＣ４は放電後にさら
に逆方向に充電され、トランジスタＱ２のベース−エミ
ッタ間電圧Ｖｂｅ２も負にバイアスされ、トランジスタ
Ｑ２はＯＦＦする。すなわち、トランジスタＱ２はＦＥ
ＴＱ１をターンオフするきっかけを与えるときにのみ一
瞬だけＯＮになる。
巻線Ｎ１に加わる電圧Ｖ１が０Ｖになり、流れていた電
流Ｉ１も０になる。しかし、ＦＥＴＱ１がＯＮのときに
１次巻線Ｎ１に流れた電流Ｉ１によってトランスＴに蓄
積されていた磁気エネルギーのために、２次巻線Ｎ２お
よび帰還巻線Ｎｂにはそれまでと逆極性の電圧が生じ
る。２次巻線Ｎ２に生じた逆極性の電圧Ｖ２によって発
生した電流Ｉ２はダイオードＤ１を通ってコンデンサＣ
２で平滑化されて出力される。また、帰還巻線Ｎｂに生
じた逆極性の電圧Ｖｂは、ＦＥＴＱ１のゲート−ソース
間に形成された内部容量から、コンデンサＣ３と抵抗Ｒ
５を介して急速に電荷を吸収し、ＦＥＴＱ１を完全にタ
ーンオフさせる。そして同時に、コンデンサＣ４に蓄積
された電荷も抵抗Ｒ１０、Ｒ９およびダイオードＤ３を
介して吸収するが、コンデンサＣ４には逆方向の電圧が
加わることになるため、コンデンサＣ４は放電後にさら
に逆方向に充電され、トランジスタＱ２のベース−エミ
ッタ間電圧Ｖｂｅ２も負にバイアスされ、トランジスタ
Ｑ２はＯＦＦする。すなわち、トランジスタＱ２はＦＥ
ＴＱ１をターンオフするきっかけを与えるときにのみ一
瞬だけＯＮになる。
【００１２】ＦＥＴＱ１がＯＦＦのときに２次巻線Ｎ２
に流れる電流Ｉ２は、トランスＴからの磁気エネルギー
の放出とともに徐々に減少して最後には０になる。２次
巻線Ｎ２に流れる電流Ｉ２が０になると、２次巻線Ｎ２
および帰還巻線Ｎｂに生じる電圧Ｖ２およびＶｂはその
まま放置すれば０Ｖを境にして振動しながら減衰する傾
向を示す。このとき帰還巻線Ｎｂにおいて逆極性から一
時的に正極性になる電圧のことをキック電圧という。帰
還巻線Ｎｂにキック電圧が生じると、帰還巻線Ｎｂから
抵抗Ｒ５とコンデンサＣ３を介して、ＦＥＴＱ１のゲー
トとソースの間に形成される内部容量に電流が流れ込ん
でＦＥＴＱ１のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓを上昇させ
る。キック電圧が一定以上の大きさを持っていると、ゲ
ート−ソース間電圧Ｖｇｓが閾値を超えてＦＥＴＱ１が
ターンオンする。この時、起動抵抗Ｒ１は大きな値に設
定されているために流れる電流は少なく、起動時のよう
な起動抵抗Ｒ１を流れる電流によってＦＥＴＱ１をター
ンオンさせるという働きはしない。そして、ＦＥＴＱ１
のターンオンとともに２次巻線Ｎ２および帰還巻線Ｎｂ
に生じる電圧Ｖ２およびＶｂは強制的に正極性に引き上
げられて、電圧の振動は強制終了させられる。
に流れる電流Ｉ２は、トランスＴからの磁気エネルギー
の放出とともに徐々に減少して最後には０になる。２次
巻線Ｎ２に流れる電流Ｉ２が０になると、２次巻線Ｎ２
および帰還巻線Ｎｂに生じる電圧Ｖ２およびＶｂはその
まま放置すれば０Ｖを境にして振動しながら減衰する傾
向を示す。このとき帰還巻線Ｎｂにおいて逆極性から一
時的に正極性になる電圧のことをキック電圧という。帰
還巻線Ｎｂにキック電圧が生じると、帰還巻線Ｎｂから
抵抗Ｒ５とコンデンサＣ３を介して、ＦＥＴＱ１のゲー
トとソースの間に形成される内部容量に電流が流れ込ん
でＦＥＴＱ１のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓを上昇させ
る。キック電圧が一定以上の大きさを持っていると、ゲ
ート−ソース間電圧Ｖｇｓが閾値を超えてＦＥＴＱ１が
ターンオンする。この時、起動抵抗Ｒ１は大きな値に設
定されているために流れる電流は少なく、起動時のよう
な起動抵抗Ｒ１を流れる電流によってＦＥＴＱ１をター
ンオンさせるという働きはしない。そして、ＦＥＴＱ１
のターンオンとともに２次巻線Ｎ２および帰還巻線Ｎｂ
に生じる電圧Ｖ２およびＶｂは強制的に正極性に引き上
げられて、電圧の振動は強制終了させられる。
【００１３】これ以降は起動時と同様の動作を繰り返す
ことになり、ＦＥＴＱ１のターンオンとターンオフが繰
り返され、スイッチング電源装置として動作する。な
お、コンデンサＣ４はＦＥＴＱ１がＯＦＦのときに逆極
性に充電されているため、正極性への再充電には起動時
よりも時間がかかり、ＦＥＴＱ１のＯＮ時間は定常時に
は起動時より長くなる。
ことになり、ＦＥＴＱ１のターンオンとターンオフが繰
り返され、スイッチング電源装置として動作する。な
お、コンデンサＣ４はＦＥＴＱ１がＯＦＦのときに逆極
性に充電されているため、正極性への再充電には起動時
よりも時間がかかり、ＦＥＴＱ１のＯＮ時間は定常時に
は起動時より長くなる。
【００１４】最後に電圧安定化動作について説明する。
電圧検出回路４においては、出力電圧を２つの抵抗Ｒ３
とＲ４で分割して検出し、これをシャントレギュレータ
Ｓｒに入力している。シャントレギュレータＳｒは入力
された電圧と内部の基準電圧とを比較し、その差に応じ
た電流を流すように機能する。
電圧検出回路４においては、出力電圧を２つの抵抗Ｒ３
とＲ４で分割して検出し、これをシャントレギュレータ
Ｓｒに入力している。シャントレギュレータＳｒは入力
された電圧と内部の基準電圧とを比較し、その差に応じ
た電流を流すように機能する。
【００１５】そこで、スイッチング電源装置１に接続さ
れる負荷（図示せず）が軽くなって出力電圧が上昇する
と、抵抗Ｒ３とＲ４の接続部の電圧も上昇し、シャント
レギュレータＳｒへの入力電圧が上昇し、より多くの電
流を流そうとする。シャントレギュレータＳｒに流れる
電流が増えると、それに直列に接続されたフォトカプラ
ＰＣの発光ダイオードＰＤに流れる電流も増え、発光ダ
イオードＰＤから出る光の量も増える。発光ダイオード
ＰＤから出る光の量が増えると、制御回路５に接続され
ているフォトカプラＰＣのフォトトランジスタＰＴを流
れる電流も増える。フォトトランジスタＰＴを流れる電
流は、前述のように帰還巻線Ｎｂに生じる電圧Ｖｂが正
極性のときに抵抗Ｒ６を流れる電流とともにコンデンサ
Ｃ４を充電する電流となるため、フォトトランジスタＰ
Ｔを流れる電流が増えると、コンデンサＣ４を充電する
時間が短縮される。その結果トランジスタＱ２がＯＮす
るまでの時間が短縮され、ＦＥＴＱ１がターンオフする
までの時間、すなわちＦＥＴＱ１のＯＮしている時間が
短縮される。ＦＥＴＱ１のＯＮしている時間が短いとト
ランスＴに蓄えられる磁気エネルギーも少なくなり、２
次巻線Ｎ２に生じる電圧Ｖ２も低下し、出力電圧が低下
する。なお、ＦＥＴＱ１がＯＦＦしている時間は変化し
ないのでＦＥＴＱ１のＯＮしている時間の短縮分だけス
イッチング電源装置１のスイッチング周波数は上昇す
る。
れる負荷（図示せず）が軽くなって出力電圧が上昇する
と、抵抗Ｒ３とＲ４の接続部の電圧も上昇し、シャント
レギュレータＳｒへの入力電圧が上昇し、より多くの電
流を流そうとする。シャントレギュレータＳｒに流れる
電流が増えると、それに直列に接続されたフォトカプラ
ＰＣの発光ダイオードＰＤに流れる電流も増え、発光ダ
イオードＰＤから出る光の量も増える。発光ダイオード
ＰＤから出る光の量が増えると、制御回路５に接続され
ているフォトカプラＰＣのフォトトランジスタＰＴを流
れる電流も増える。フォトトランジスタＰＴを流れる電
流は、前述のように帰還巻線Ｎｂに生じる電圧Ｖｂが正
極性のときに抵抗Ｒ６を流れる電流とともにコンデンサ
Ｃ４を充電する電流となるため、フォトトランジスタＰ
Ｔを流れる電流が増えると、コンデンサＣ４を充電する
時間が短縮される。その結果トランジスタＱ２がＯＮす
るまでの時間が短縮され、ＦＥＴＱ１がターンオフする
までの時間、すなわちＦＥＴＱ１のＯＮしている時間が
短縮される。ＦＥＴＱ１のＯＮしている時間が短いとト
ランスＴに蓄えられる磁気エネルギーも少なくなり、２
次巻線Ｎ２に生じる電圧Ｖ２も低下し、出力電圧が低下
する。なお、ＦＥＴＱ１がＯＦＦしている時間は変化し
ないのでＦＥＴＱ１のＯＮしている時間の短縮分だけス
イッチング電源装置１のスイッチング周波数は上昇す
る。
【００１６】逆に、スイッチング電源装置１に接続され
る負荷（図示せず）が重くなって出力電圧が低下する
と、フォトカプラＰＣのフォトトランジスタＰＴを流れ
る電流が減少し、コンデンサＣ２の充電時間が延長さ
れ、ＦＥＴＱ１がターンオフするまでの時間、すなわち
ＦＥＴＱ１のＯＮしている時間が長くなり、２次巻線Ｎ
２に生じる電圧Ｖ２が上昇し、出力電圧が上昇する。な
お、ＦＥＴＱ１のＯＮしている時間が長くなるため、ス
イッチング電源装置１のスイッチング周波数は低下す
る。
る負荷（図示せず）が重くなって出力電圧が低下する
と、フォトカプラＰＣのフォトトランジスタＰＴを流れ
る電流が減少し、コンデンサＣ２の充電時間が延長さ
れ、ＦＥＴＱ１がターンオフするまでの時間、すなわち
ＦＥＴＱ１のＯＮしている時間が長くなり、２次巻線Ｎ
２に生じる電圧Ｖ２が上昇し、出力電圧が上昇する。な
お、ＦＥＴＱ１のＯＮしている時間が長くなるため、ス
イッチング電源装置１のスイッチング周波数は低下す
る。
【００１７】このようにしてスイッチング電源装置１は
電圧の安定化が図られている。
電圧の安定化が図られている。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】ところで、スイッチン
グ電源装置１において、負荷が短絡状態になるなどして
過負荷の状態になった場合、出力電圧が低下し、出力電
圧の低下を補うために、フォトトランジスタＰＴを流れ
る電流を少なくすることによってＦＥＴＱ１のＯＮして
いる時間を長くして出力電圧を上げるように制御回路５
が動作する。しかし、フォトトランジスタＰＴを流れる
電流がほとんど無くなっても、抵抗Ｒ６を流れてコンデ
ンサＣ４に流れ込む電流があるために、ＦＥＴＱ１のＯ
Ｎ時間は一定以上には長くならず、出力電圧はさらに低
下する。帰還巻線Ｎｂに生じる電圧Ｖｂの逆極性の電圧
は２次巻線Ｎ２に生じる電圧Ｖ２、すなわち出力電圧に
比例するため、出力電圧が低下すると電圧Ｖｂの逆極性
の電圧も小さくなる。帰還巻線Ｎｂに生じる電圧Ｖｂの
逆極性の電圧は、コンデンサＣ４を逆方向に充電するこ
とによって、トランジスタＱ２がＯＮになるまでの時間
を長くしてターンオフの時期を決める働きがあるので、
これが小さくなると抵抗Ｒ６を流れる電流によるコンデ
ンサＣ４の充電時間が早くなり、ＦＥＴＱ１のターンオ
フが早くなり、ＦＥＴＱ１のＯＮしている時間が短くな
る。その結果、スイッチング電源１の動作が、出力電圧
が低いにも関わらず、スイッチング周波数が高く、大き
な電流（短絡電流）が流れる状態になる。そして、これ
がＦＥＴＱ１やダイオードＤ１や負荷の異常発熱による
破損を招くなどの問題がある。
グ電源装置１において、負荷が短絡状態になるなどして
過負荷の状態になった場合、出力電圧が低下し、出力電
圧の低下を補うために、フォトトランジスタＰＴを流れ
る電流を少なくすることによってＦＥＴＱ１のＯＮして
いる時間を長くして出力電圧を上げるように制御回路５
が動作する。しかし、フォトトランジスタＰＴを流れる
電流がほとんど無くなっても、抵抗Ｒ６を流れてコンデ
ンサＣ４に流れ込む電流があるために、ＦＥＴＱ１のＯ
Ｎ時間は一定以上には長くならず、出力電圧はさらに低
下する。帰還巻線Ｎｂに生じる電圧Ｖｂの逆極性の電圧
は２次巻線Ｎ２に生じる電圧Ｖ２、すなわち出力電圧に
比例するため、出力電圧が低下すると電圧Ｖｂの逆極性
の電圧も小さくなる。帰還巻線Ｎｂに生じる電圧Ｖｂの
逆極性の電圧は、コンデンサＣ４を逆方向に充電するこ
とによって、トランジスタＱ２がＯＮになるまでの時間
を長くしてターンオフの時期を決める働きがあるので、
これが小さくなると抵抗Ｒ６を流れる電流によるコンデ
ンサＣ４の充電時間が早くなり、ＦＥＴＱ１のターンオ
フが早くなり、ＦＥＴＱ１のＯＮしている時間が短くな
る。その結果、スイッチング電源１の動作が、出力電圧
が低いにも関わらず、スイッチング周波数が高く、大き
な電流（短絡電流）が流れる状態になる。そして、これ
がＦＥＴＱ１やダイオードＤ１や負荷の異常発熱による
破損を招くなどの問題がある。
【００１９】一方、スイッチング電源装置１において、
たとえばシャントレギュレータＳｒとフォトダイオード
ＰＤとの接続が断線するなどした場合、今度は出力電圧
検出回路４から制御回路５への帰還がかからなくなり、
フォトトランジスタＰＴに電流が流れなくなるため、Ｆ
ＥＴＱ１のＯＮしている時間が異常に長くなり、その結
果、出力電圧が異常に高くなる（過電圧になる）。この
場合は、ツェナーダイオードＺ１によって一定以上に出
力電圧があがらないようにして負荷を保護するが、さら
に出力電圧が上昇するとツェナーダイオードＺ１自身が
破損して短絡状態となることによって、過負荷の時と同
様に出力電圧が低下し、大きな電流が流れ、ＦＥＴＱ１
やダイオードＤ１や負荷の異常発熱による破損を招くと
いう問題がある。
たとえばシャントレギュレータＳｒとフォトダイオード
ＰＤとの接続が断線するなどした場合、今度は出力電圧
検出回路４から制御回路５への帰還がかからなくなり、
フォトトランジスタＰＴに電流が流れなくなるため、Ｆ
ＥＴＱ１のＯＮしている時間が異常に長くなり、その結
果、出力電圧が異常に高くなる（過電圧になる）。この
場合は、ツェナーダイオードＺ１によって一定以上に出
力電圧があがらないようにして負荷を保護するが、さら
に出力電圧が上昇するとツェナーダイオードＺ１自身が
破損して短絡状態となることによって、過負荷の時と同
様に出力電圧が低下し、大きな電流が流れ、ＦＥＴＱ１
やダイオードＤ１や負荷の異常発熱による破損を招くと
いう問題がある。
【００２０】そこで、本発明では、過負荷や過電圧など
の出力電圧の異常時に出力をシャットダウンすることの
できるスイッチング電源装置を提供する。
の出力電圧の異常時に出力をシャットダウンすることの
できるスイッチング電源装置を提供する。
【００２１】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明のスイッチング電源装置は、１次巻線、２次
巻線および帰還巻線を有するトランスと、前記１次巻線
に直列に接続されたスイッチング素子と、該スイッチン
グ素子の制御端子と前記帰還巻線との間に設けられた制
御回路と、前記２次巻線に接続された整流回路とを備え
たスイッチング電源装置において、前記帰還巻線に生じ
る逆極性の電圧の異常に対応して前記スイッチング素子
のスイッチング動作を停止させる保護回路を設けたこと
を特徴とする。
に、本発明のスイッチング電源装置は、１次巻線、２次
巻線および帰還巻線を有するトランスと、前記１次巻線
に直列に接続されたスイッチング素子と、該スイッチン
グ素子の制御端子と前記帰還巻線との間に設けられた制
御回路と、前記２次巻線に接続された整流回路とを備え
たスイッチング電源装置において、前記帰還巻線に生じ
る逆極性の電圧の異常に対応して前記スイッチング素子
のスイッチング動作を停止させる保護回路を設けたこと
を特徴とする。
【００２２】また、本発明のスイッチング電源装置は、
前記保護回路が、前記帰還巻線に生じる逆極性の電圧で
負電圧を作り出す負電圧発生回路と、該負電圧発生回路
の出力電圧の異常を検出する異常電圧検出回路と、該異
常電圧検出回路に従って前記スイッチング素子のスイッ
チング動作を停止させるスイッチング停止回路からなる
ことを特徴とする。
前記保護回路が、前記帰還巻線に生じる逆極性の電圧で
負電圧を作り出す負電圧発生回路と、該負電圧発生回路
の出力電圧の異常を検出する異常電圧検出回路と、該異
常電圧検出回路に従って前記スイッチング素子のスイッ
チング動作を停止させるスイッチング停止回路からなる
ことを特徴とする。
【００２３】また、本発明のスイッチング電源装置は、
前記異常電圧検出回路が、前記負電圧発生回路の出力電
圧の低下を検出する電圧低下検出回路を有することを特
徴とする。
前記異常電圧検出回路が、前記負電圧発生回路の出力電
圧の低下を検出する電圧低下検出回路を有することを特
徴とする。
【００２４】また、本発明のスイッチング電源装置は、
前記異常電圧検出回路が、前記負電圧発生回路の出力電
圧の上昇を検出する電圧上昇検出回路を有することを特
徴とする。
前記異常電圧検出回路が、前記負電圧発生回路の出力電
圧の上昇を検出する電圧上昇検出回路を有することを特
徴とする。
【００２５】このように構成することにより、本発明の
スイッチング電源装置は、過負荷や過電圧などの出力電
圧の異常時にスイッチング素子のスイッチング動作を停
止することができる。
スイッチング電源装置は、過負荷や過電圧などの出力電
圧の異常時にスイッチング素子のスイッチング動作を停
止することができる。
【００２６】
【発明の実施の形態】図１に、本発明のスイッチング電
源装置の一実施例を示す。図１で、図６と同一もしくは
同等の部分には同じ記号を付し、その説明は省略する。
図１のスイッチング電源装置１０において、図６のスイ
ッチング電源装置１との違いは、スイッチング素子Ｑ１
と帰還巻線Ｎｂの間に保護回路１１を設けたことだけで
ある。
源装置の一実施例を示す。図１で、図６と同一もしくは
同等の部分には同じ記号を付し、その説明は省略する。
図１のスイッチング電源装置１０において、図６のスイ
ッチング電源装置１との違いは、スイッチング素子Ｑ１
と帰還巻線Ｎｂの間に保護回路１１を設けたことだけで
ある。
【００２７】保護回路１１はさらに、負電圧発生回路１
１ａと異常電圧検出回路１１ｂとスイッチング停止回路
１１ｃから構成されている。ここで、負電圧発生回路１
１ａは、帰還巻線Ｎｂの一端にカソードを接続したダイ
オードＤ４とダイオードＤ４のアノードと帰還巻線Ｎｂ
の他端との間に接続されたコンデンサＣ６からなる。ま
た、異常電圧検出回路１１ｂは、負電圧発生回路１１ａ
の出力端子となるダイオード４のアノードに自らのアノ
ードを接続したツェナーダイオードＺ２と、ツェナーダ
イオードＺ２のカソードと１次巻線Ｎ１の一端との間に
接続した抵抗Ｒ１０と、ツェナーダイオードＺ２のカソ
ードに自らのアノードを接続したダイオードＤ５からな
り、ここでは電圧低下検出回路として動作する。そし
て、スイッチング停止回路１１ｃは、異常電圧検出回路
１１ｂのダイオードＤ５のカソードと帰還巻線Ｎｂの他
端にベースおよびエミッタをそれぞれ接続したＮＰＮ型
のトランジスタＱ３と、トランジスタＱ３のベース−エ
ミッタ間にそれぞれ接続された抵抗Ｒ１１およびコンデ
ンサＣ７と、トランジスタＱ３のコレクタとＦＥＴＱ１
のゲートにカソードとアノードをそれぞれ接続したダイ
オードＤ５からなる。
１ａと異常電圧検出回路１１ｂとスイッチング停止回路
１１ｃから構成されている。ここで、負電圧発生回路１
１ａは、帰還巻線Ｎｂの一端にカソードを接続したダイ
オードＤ４とダイオードＤ４のアノードと帰還巻線Ｎｂ
の他端との間に接続されたコンデンサＣ６からなる。ま
た、異常電圧検出回路１１ｂは、負電圧発生回路１１ａ
の出力端子となるダイオード４のアノードに自らのアノ
ードを接続したツェナーダイオードＺ２と、ツェナーダ
イオードＺ２のカソードと１次巻線Ｎ１の一端との間に
接続した抵抗Ｒ１０と、ツェナーダイオードＺ２のカソ
ードに自らのアノードを接続したダイオードＤ５からな
り、ここでは電圧低下検出回路として動作する。そし
て、スイッチング停止回路１１ｃは、異常電圧検出回路
１１ｂのダイオードＤ５のカソードと帰還巻線Ｎｂの他
端にベースおよびエミッタをそれぞれ接続したＮＰＮ型
のトランジスタＱ３と、トランジスタＱ３のベース−エ
ミッタ間にそれぞれ接続された抵抗Ｒ１１およびコンデ
ンサＣ７と、トランジスタＱ３のコレクタとＦＥＴＱ１
のゲートにカソードとアノードをそれぞれ接続したダイ
オードＤ５からなる。
【００２８】次に、図２を利用して保護回路１１の動作
について説明する。図２は異常電圧検出回路１１ｂのツ
ェナーダイオードＺ２の両端の電位の、定常時と過負荷
時の状態を示しており、ＶｚａはツェナーダイオードＺ
２のアノード電位、Ｖｚｂは同じくカソード電位、Ｖｚ
２はツェナーダイオードＺ２の降伏電圧、Ｖｄａはダイ
オードＤ５が導通するときのアノード電位を示している
まず、保護回路１１の負電圧発生回路１１ａにおいて、
帰還巻線Ｎｂに生じる電圧Ｖｂが正極性の時にはダイオ
ードＤ４に加わる電圧が逆方向になるため負電圧発生回
路１１ａには電流は流れないが、帰還巻線Ｎｂに生じる
電圧Ｖｂが逆極性になるとダイオードＤ４に電流が流
れ、コンデンサＣ６が逆極性に充電され、その結果、コ
ンデンサＣ６とダイオードＤ４との接続部から負電圧が
出力される。そして、この負電圧発生回路１１ａの出力
電圧は、帰還巻線Ｎｂに生じる電圧Ｖｂの逆極性の電圧
の大きさに比例する。
について説明する。図２は異常電圧検出回路１１ｂのツ
ェナーダイオードＺ２の両端の電位の、定常時と過負荷
時の状態を示しており、ＶｚａはツェナーダイオードＺ
２のアノード電位、Ｖｚｂは同じくカソード電位、Ｖｚ
２はツェナーダイオードＺ２の降伏電圧、Ｖｄａはダイ
オードＤ５が導通するときのアノード電位を示している
まず、保護回路１１の負電圧発生回路１１ａにおいて、
帰還巻線Ｎｂに生じる電圧Ｖｂが正極性の時にはダイオ
ードＤ４に加わる電圧が逆方向になるため負電圧発生回
路１１ａには電流は流れないが、帰還巻線Ｎｂに生じる
電圧Ｖｂが逆極性になるとダイオードＤ４に電流が流
れ、コンデンサＣ６が逆極性に充電され、その結果、コ
ンデンサＣ６とダイオードＤ４との接続部から負電圧が
出力される。そして、この負電圧発生回路１１ａの出力
電圧は、帰還巻線Ｎｂに生じる電圧Ｖｂの逆極性の電圧
の大きさに比例する。
【００２９】ここで、異常電圧検出回路１１ｂのツェナ
ーダイオードＺ２の降伏電圧Ｖｚ２を、負電圧発生回路
１１ａの定常時の出力電圧の絶対値にダイオードＤ５の
導通電圧（約０．６Ｖ）を足した値より小さい値に設定
しておくと、ツェナーダイオードＺ２は定常的に降伏状
態になり、ツェナーダイオードＺ２のアノード電位Ｖｚ
ａは負電圧発生回路１１ａの出力電圧と同じなので、カ
ソード電位ＶｚｂはダイオードＤ５が導通するときのア
ノード電位Ｖｄａより低い値になる。
ーダイオードＺ２の降伏電圧Ｖｚ２を、負電圧発生回路
１１ａの定常時の出力電圧の絶対値にダイオードＤ５の
導通電圧（約０．６Ｖ）を足した値より小さい値に設定
しておくと、ツェナーダイオードＺ２は定常的に降伏状
態になり、ツェナーダイオードＺ２のアノード電位Ｖｚ
ａは負電圧発生回路１１ａの出力電圧と同じなので、カ
ソード電位ＶｚｂはダイオードＤ５が導通するときのア
ノード電位Ｖｄａより低い値になる。
【００３０】ダイオードＤ５が導通していない状態にお
いてはスイッチング停止回路１１ｃのトランジスタＱ３
のベース−エミッタ間電圧は０Ｖにバイアスされている
ためトランジスタＱ３はＯＦＦ状態となり、ＦＥＴＱ１
のゲートから第３のダイオードＤ６を介して電流が流れ
込むことはない。
いてはスイッチング停止回路１１ｃのトランジスタＱ３
のベース−エミッタ間電圧は０Ｖにバイアスされている
ためトランジスタＱ３はＯＦＦ状態となり、ＦＥＴＱ１
のゲートから第３のダイオードＤ６を介して電流が流れ
込むことはない。
【００３１】しかしながら、スイッチング電源装置１０
に接続される負荷（図示せず）が短絡状態になるなどし
て過負荷の状態になった場合、２次巻線Ｎ２に生じる電
圧Ｖ２が低下する。帰還巻線Ｎｂに生じる電圧Ｖｂの逆
極性の電圧は２次巻線Ｎ２に生じる電圧Ｖ２の大きさに
比例するため、２次巻線Ｎ２に生じる電圧Ｖ２が低下す
ると帰還巻線Ｎｂに生じる電圧Ｖｂの逆極性の電圧も低
下し、その結果として負電圧発生回路１１ａの出力電圧
も低下する。
に接続される負荷（図示せず）が短絡状態になるなどし
て過負荷の状態になった場合、２次巻線Ｎ２に生じる電
圧Ｖ２が低下する。帰還巻線Ｎｂに生じる電圧Ｖｂの逆
極性の電圧は２次巻線Ｎ２に生じる電圧Ｖ２の大きさに
比例するため、２次巻線Ｎ２に生じる電圧Ｖ２が低下す
ると帰還巻線Ｎｂに生じる電圧Ｖｂの逆極性の電圧も低
下し、その結果として負電圧発生回路１１ａの出力電圧
も低下する。
【００３２】負電圧発生回路１１ａの出力電圧が低下す
ると異常電圧検出回路１１ｂのツェナーダイオードＺ２
のアノードの電位Ｖｚａが上昇し、ツェナーダイオード
Ｚ２のカソードの電位Ｖｚｂ、すなわちダイオードＤ５
のアノードの電位も上昇する。そして、ダイオードＤ５
のアノードの電位がダイオードＤ５が導通するときの電
位Ｖｄａ以上に上昇すると、ダイオードＤ５を介してス
イッチング停止回路１１ｃのトランジスタＱ３のベース
に電流が流れ込む。
ると異常電圧検出回路１１ｂのツェナーダイオードＺ２
のアノードの電位Ｖｚａが上昇し、ツェナーダイオード
Ｚ２のカソードの電位Ｖｚｂ、すなわちダイオードＤ５
のアノードの電位も上昇する。そして、ダイオードＤ５
のアノードの電位がダイオードＤ５が導通するときの電
位Ｖｄａ以上に上昇すると、ダイオードＤ５を介してス
イッチング停止回路１１ｃのトランジスタＱ３のベース
に電流が流れ込む。
【００３３】スイッチング停止回路１１ｃのトランジス
タＱ３のベースに電流が流れ込むとトランジスタＱ３が
ＯＮ状態になる。トランジスタＱ３がＯＮ状態になる
と、起動抵抗Ｒ１を通ってきたり帰還巻線Ｎｂに生じる
キック電圧などによってＦＥＴＱ１のゲートに流れ込む
電流があっても、ダイオードＤ６を介してスイッチング
停止回路１１ｃの方に吸収してしまい、ＦＥＴＱ１が常
にＯＦＦ状態になるように強制され、ＦＥＴＱ１のスイ
ッチング動作が停止し、出力はシャットダウンする。
タＱ３のベースに電流が流れ込むとトランジスタＱ３が
ＯＮ状態になる。トランジスタＱ３がＯＮ状態になる
と、起動抵抗Ｒ１を通ってきたり帰還巻線Ｎｂに生じる
キック電圧などによってＦＥＴＱ１のゲートに流れ込む
電流があっても、ダイオードＤ６を介してスイッチング
停止回路１１ｃの方に吸収してしまい、ＦＥＴＱ１が常
にＯＦＦ状態になるように強制され、ＦＥＴＱ１のスイ
ッチング動作が停止し、出力はシャットダウンする。
【００３４】一方、今度はスイッチング電源装置１０の
出力電圧検出回路４の一部、例えば抵抗Ｒ２とフォトダ
イオードＰＤとの接続部が断線するなどして制御回路５
へのフィードバックがかからなくなった場合のことを考
える。この場合も、２次巻線Ｎ２に生じる電圧Ｖ２が上
昇し、ツェナーダイオードＺ１が破損して短絡状態にな
る。これは過負荷の時と同じ状態であり、過負荷の時と
同じように保護回路１１が動作し、ＦＥＴＱ１のスイッ
チング動作が停止し、出力はシャットダウンする。
出力電圧検出回路４の一部、例えば抵抗Ｒ２とフォトダ
イオードＰＤとの接続部が断線するなどして制御回路５
へのフィードバックがかからなくなった場合のことを考
える。この場合も、２次巻線Ｎ２に生じる電圧Ｖ２が上
昇し、ツェナーダイオードＺ１が破損して短絡状態にな
る。これは過負荷の時と同じ状態であり、過負荷の時と
同じように保護回路１１が動作し、ＦＥＴＱ１のスイッ
チング動作が停止し、出力はシャットダウンする。
【００３５】このようにして、過負荷などによって出力
電圧が異常に低下した場合や逆に出力電圧が異常に上昇
して出力側のツェナーダイオードが短絡した場合に、保
護回路１１の働きによってＦＥＴＱ１のスイッチング動
作を停止して出力をシャットダウンし、不必要な電力の
消費や発熱による部品の破損を防ぐことができる。
電圧が異常に低下した場合や逆に出力電圧が異常に上昇
して出力側のツェナーダイオードが短絡した場合に、保
護回路１１の働きによってＦＥＴＱ１のスイッチング動
作を停止して出力をシャットダウンし、不必要な電力の
消費や発熱による部品の破損を防ぐことができる。
【００３６】図３に、本発明のスイッチング電源装置の
別の実施例を示す。図３で、図１と同一もしくは同等の
部分には同じ記号を付し、その説明は省略する。図３の
スイッチング電源装置２０において、図１のスイッチン
グ電源装置１０との違いは、保護回路１１に代えて保護
回路２１を設けたことと出力電圧検出回路４からツェナ
ーダイオードＺ１を外して出力電圧検出回路２２とした
ことだけである。なお、保護回路２１においても、負電
圧発生回路１１ａの部分とスイッチング停止回路１１ｃ
の部分についてはスイッチング電源装置１０の保護回路
１１と同じであり、その説明は省略する。
別の実施例を示す。図３で、図１と同一もしくは同等の
部分には同じ記号を付し、その説明は省略する。図３の
スイッチング電源装置２０において、図１のスイッチン
グ電源装置１０との違いは、保護回路１１に代えて保護
回路２１を設けたことと出力電圧検出回路４からツェナ
ーダイオードＺ１を外して出力電圧検出回路２２とした
ことだけである。なお、保護回路２１においても、負電
圧発生回路１１ａの部分とスイッチング停止回路１１ｃ
の部分についてはスイッチング電源装置１０の保護回路
１１と同じであり、その説明は省略する。
【００３７】まず、異常電圧検出回路２１ｂは、帰還巻
線Ｎｂの他端にカソードを接続したツェナーダイオード
Ｚ３と、ツェナーダイオードＺ３のアノードと負電圧発
生回路１１ａの出力端子となるダイオード４のアノード
との間にそれぞれ接続された抵抗Ｒ１２およびコンデン
サＣ８と、ツェナーダイオードＺ３とダイオードＤ４の
アノードにベースとエミッタをそれぞれ接続したＮＰＮ
型のトランジスタＱ４と、トランジスタＱ４のコレクタ
に接続した抵抗Ｒ１３と、抵抗Ｒ１３と１次巻線Ｎ１の
一端との間に接続された抵抗Ｒ１０と、抵抗Ｒ１０およ
びＲ１３の接続部とトランジスタＱ４のコレクタにエミ
ッタとベースをそれぞれ接続したＰＮＰ型のトランジス
タＱ５と、トランジスタＱ５のコレクタにアノードを接
続したダイオードＤ６からなり、ここでは電圧上昇検出
回路として動作する。ダイオードＤ６のカソードはスイ
ッチング停止回路１１ｃのトランジスタＱ３のベースに
接続されている。
線Ｎｂの他端にカソードを接続したツェナーダイオード
Ｚ３と、ツェナーダイオードＺ３のアノードと負電圧発
生回路１１ａの出力端子となるダイオード４のアノード
との間にそれぞれ接続された抵抗Ｒ１２およびコンデン
サＣ８と、ツェナーダイオードＺ３とダイオードＤ４の
アノードにベースとエミッタをそれぞれ接続したＮＰＮ
型のトランジスタＱ４と、トランジスタＱ４のコレクタ
に接続した抵抗Ｒ１３と、抵抗Ｒ１３と１次巻線Ｎ１の
一端との間に接続された抵抗Ｒ１０と、抵抗Ｒ１０およ
びＲ１３の接続部とトランジスタＱ４のコレクタにエミ
ッタとベースをそれぞれ接続したＰＮＰ型のトランジス
タＱ５と、トランジスタＱ５のコレクタにアノードを接
続したダイオードＤ６からなり、ここでは電圧上昇検出
回路として動作する。ダイオードＤ６のカソードはスイ
ッチング停止回路１１ｃのトランジスタＱ３のベースに
接続されている。
【００３８】次に、保護回路２１の異常電圧検出回路２
１ｂの動作について、図４を利用して説明する。図４は
異常電圧検出回路２１ｂのツェナーダイオードＺ３の両
端の電位の、定常時と過電圧時の状態を示しており、Ｖ
ｚｃはツェナーダイオードＺ３のアノード電位を、Ｖｚ
ｄはツェナーダイオードＺ３が降伏する条件におけるカ
ソード電位を、Ｖｚ３はツェナーダイオードＺ３の降伏
電圧を示している保護回路２１の異常電圧検出回路２１
ｂにおいて、ツェナーダイオードＺ３の降伏電圧Ｖｚ３
は負電圧発生回路１１ａの出力電圧の絶対値よりも大き
く設定されている。そのためツェナーダイオードＺ３の
カソード−アノード間の電圧はツェナーダイオードＺ３
の降伏電圧Ｖｚ３より小さく、ツェナーダイオードＺ３
には電流が流れず、トランジスタＱ４のベース−エミッ
タ間電圧も０ＶのままであるためトランジスタＱ４はＯ
ＦＦのままである。トランジスタＱ４がＯＦＦの状態に
あると抵抗Ｒ１３には電流が流れないためトランジスタ
Ｑ５のベース−エミッタ間電圧も０Ｖのままで、トラン
ジスタＱ５はＯＦＦの状態にあり、トランジスタＱ５と
ダイオードＤ６を介してスイッチング停止回路１１ｃの
トランジスタＱ３のベースに電流が流れ込むことはな
く、スイッチング停止回路１１ｃは動作しない。
１ｂの動作について、図４を利用して説明する。図４は
異常電圧検出回路２１ｂのツェナーダイオードＺ３の両
端の電位の、定常時と過電圧時の状態を示しており、Ｖ
ｚｃはツェナーダイオードＺ３のアノード電位を、Ｖｚ
ｄはツェナーダイオードＺ３が降伏する条件におけるカ
ソード電位を、Ｖｚ３はツェナーダイオードＺ３の降伏
電圧を示している保護回路２１の異常電圧検出回路２１
ｂにおいて、ツェナーダイオードＺ３の降伏電圧Ｖｚ３
は負電圧発生回路１１ａの出力電圧の絶対値よりも大き
く設定されている。そのためツェナーダイオードＺ３の
カソード−アノード間の電圧はツェナーダイオードＺ３
の降伏電圧Ｖｚ３より小さく、ツェナーダイオードＺ３
には電流が流れず、トランジスタＱ４のベース−エミッ
タ間電圧も０ＶのままであるためトランジスタＱ４はＯ
ＦＦのままである。トランジスタＱ４がＯＦＦの状態に
あると抵抗Ｒ１３には電流が流れないためトランジスタ
Ｑ５のベース−エミッタ間電圧も０Ｖのままで、トラン
ジスタＱ５はＯＦＦの状態にあり、トランジスタＱ５と
ダイオードＤ６を介してスイッチング停止回路１１ｃの
トランジスタＱ３のベースに電流が流れ込むことはな
く、スイッチング停止回路１１ｃは動作しない。
【００３９】しかしながら、スイッチング電源装置２０
の出力電圧検出回路２２の一部、例えば抵抗Ｒ２とフォ
トダイオードＰＤとの接続部が断線するなどして制御回
路５へのフィードバックがかからなくなった場合、２次
巻線Ｎ２に生じる電圧Ｖ２が上昇する。帰還巻線Ｎｂに
生じる電圧Ｖｂの逆極性の電圧は２次巻線Ｎ２に生じる
電圧Ｖ２の大きさに比例するため、２次巻線Ｎ２に生じ
る電圧Ｖ２が上昇すると帰還巻線Ｎｂに生じる電圧Ｖｂ
の逆極性の電圧も上昇し、その結果として負電圧発生回
路１１ａの出力電圧も負の方向に上昇する。
の出力電圧検出回路２２の一部、例えば抵抗Ｒ２とフォ
トダイオードＰＤとの接続部が断線するなどして制御回
路５へのフィードバックがかからなくなった場合、２次
巻線Ｎ２に生じる電圧Ｖ２が上昇する。帰還巻線Ｎｂに
生じる電圧Ｖｂの逆極性の電圧は２次巻線Ｎ２に生じる
電圧Ｖ２の大きさに比例するため、２次巻線Ｎ２に生じ
る電圧Ｖ２が上昇すると帰還巻線Ｎｂに生じる電圧Ｖｂ
の逆極性の電圧も上昇し、その結果として負電圧発生回
路１１ａの出力電圧も負の方向に上昇する。
【００４０】異常電圧検出回路２１ｂにおいては、負電
圧発生回路１１ａの出力電圧が負の方向に上昇して、そ
の絶対値がツェナーダイオードＺ３の降伏電圧Ｖｚ３よ
り大きくなると、ツェナーダイオードＺ３が降伏する条
件を満たすカソード電位Ｖｚｄが負になり、ツェナーダ
イオードＺ３の実際のカソード電位である０Ｖより低く
なる。そのためツェナーダイオードＺ３が降伏状態にな
り、ツェナーダイオードＺ３から抵抗Ｒ１２に電流が流
れ、トランジスタＱ４のベース−エミッタ間電圧が閾値
を超えてトランジスタＱ４がＯＮになる。トランジスタ
Ｑ４がＯＮになると抵抗Ｒ１３を介してトランジスタＱ
５に電流が流れ、これによってトランジスタＱ５のベー
ス−エミッタ間電圧が閾値を超えてトランジスタＱ５が
ＯＮになる。トランジスタＱ５がＯＮになると、トラン
ジスタＱ５からダイオードＤ６を介してスイッチング停
止回路１１ｃのトランジスタＱ３のベースに電流が流れ
込む。
圧発生回路１１ａの出力電圧が負の方向に上昇して、そ
の絶対値がツェナーダイオードＺ３の降伏電圧Ｖｚ３よ
り大きくなると、ツェナーダイオードＺ３が降伏する条
件を満たすカソード電位Ｖｚｄが負になり、ツェナーダ
イオードＺ３の実際のカソード電位である０Ｖより低く
なる。そのためツェナーダイオードＺ３が降伏状態にな
り、ツェナーダイオードＺ３から抵抗Ｒ１２に電流が流
れ、トランジスタＱ４のベース−エミッタ間電圧が閾値
を超えてトランジスタＱ４がＯＮになる。トランジスタ
Ｑ４がＯＮになると抵抗Ｒ１３を介してトランジスタＱ
５に電流が流れ、これによってトランジスタＱ５のベー
ス−エミッタ間電圧が閾値を超えてトランジスタＱ５が
ＯＮになる。トランジスタＱ５がＯＮになると、トラン
ジスタＱ５からダイオードＤ６を介してスイッチング停
止回路１１ｃのトランジスタＱ３のベースに電流が流れ
込む。
【００４１】スイッチング停止回路１１ｃのトランジス
タＱ３のベースに電流が流れ込むとスイッチング停止回
路１１ｃが動作し、ＦＥＴＱ１がＯＦＦされ、出力はシ
ャットダウンする。なお、２次巻線Ｎ２に生じる電圧Ｖ
２の上昇を検出して保護回路２１が動作するので、出力
電圧検出回路２２にはツェナーダイオードＺ１は不要と
なっている。
タＱ３のベースに電流が流れ込むとスイッチング停止回
路１１ｃが動作し、ＦＥＴＱ１がＯＦＦされ、出力はシ
ャットダウンする。なお、２次巻線Ｎ２に生じる電圧Ｖ
２の上昇を検出して保護回路２１が動作するので、出力
電圧検出回路２２にはツェナーダイオードＺ１は不要と
なっている。
【００４２】このようにして、断線などによって出力電
圧が異常に上昇した場合、負荷に大きな電流が流れる前
に保護回路２１の働きによってＦＥＴＱ１のスイッチン
グ動作を停止して出力をシャットダウンし、不必要な電
力の消費や発熱による部品の破損を防ぐことができる。
なお、スイッチング電源装置２０においては過負荷に対
しては対応していない。
圧が異常に上昇した場合、負荷に大きな電流が流れる前
に保護回路２１の働きによってＦＥＴＱ１のスイッチン
グ動作を停止して出力をシャットダウンし、不必要な電
力の消費や発熱による部品の破損を防ぐことができる。
なお、スイッチング電源装置２０においては過負荷に対
しては対応していない。
【００４３】図５に、本発明のスイッチング電源装置の
さらに別の実施例を示す。図５で、図１または図３と同
一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明は
省略する。
さらに別の実施例を示す。図５で、図１または図３と同
一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明は
省略する。
【００４４】図５のスイッチング電源装置３０におい
て、図３のスイッチング電源装置２０との違いは、保護
回路３１の異常電圧検出回路３１ｂが、図３の保護回路
２１の異常電圧検出回路２１ｂと図１の保護回路１１の
異常電圧検出回路１１ｂの両者を含むことである。な
お、異常電圧検出回路３１ｂの中で、電圧上昇検出回路
として動作する部分と電圧低下検出回路として動作する
部分のうちの抵抗１０のみは共通となっている。また、
電圧上昇検出回路と電圧低下検出回路は互いに独立して
設けられ、互いに独立に動作するので、その動作につい
てはスイッチング電源装置１０および２０と全く同じで
あり、その説明は省略する。
て、図３のスイッチング電源装置２０との違いは、保護
回路３１の異常電圧検出回路３１ｂが、図３の保護回路
２１の異常電圧検出回路２１ｂと図１の保護回路１１の
異常電圧検出回路１１ｂの両者を含むことである。な
お、異常電圧検出回路３１ｂの中で、電圧上昇検出回路
として動作する部分と電圧低下検出回路として動作する
部分のうちの抵抗１０のみは共通となっている。また、
電圧上昇検出回路と電圧低下検出回路は互いに独立して
設けられ、互いに独立に動作するので、その動作につい
てはスイッチング電源装置１０および２０と全く同じで
あり、その説明は省略する。
【００４５】このように構成することによって、スイッ
チング電源装置３０においては過負荷の時と過電圧の時
の両方においてＦＥＴＱ１のスイッチング動作を停止し
て出力をシャットダウンし、不必要な電力の消費や部品
の破損を防ぐことができる。さらに、この場合は、過負
荷対策と過電圧対策の両方で、保護回路３１のうちの負
電圧発生回路１１ａとスイッチング停止回路１１ｃを共
有しているので、スイッチング電源装置３０の部品点数
を削減し、コストダウンを図ることができる。
チング電源装置３０においては過負荷の時と過電圧の時
の両方においてＦＥＴＱ１のスイッチング動作を停止し
て出力をシャットダウンし、不必要な電力の消費や部品
の破損を防ぐことができる。さらに、この場合は、過負
荷対策と過電圧対策の両方で、保護回路３１のうちの負
電圧発生回路１１ａとスイッチング停止回路１１ｃを共
有しているので、スイッチング電源装置３０の部品点数
を削減し、コストダウンを図ることができる。
【００４６】
【発明の効果】本発明のスイッチング電源装置によれ
ば、帰還巻線に生じる逆極性の電圧の異常に対応して動
作する保護回路によって、過負荷や過電圧による出力電
圧の異常を検出して、負荷に大きな電流が流れる前にス
イッチング素子のスイッチング動作を停止して出力をシ
ャットダウンすることができ、不必要な電力の消費や発
熱による部品の破損を防ぐことができる。
ば、帰還巻線に生じる逆極性の電圧の異常に対応して動
作する保護回路によって、過負荷や過電圧による出力電
圧の異常を検出して、負荷に大きな電流が流れる前にス
イッチング素子のスイッチング動作を停止して出力をシ
ャットダウンすることができ、不必要な電力の消費や発
熱による部品の破損を防ぐことができる。
【図１】本発明のスイッチング電源装置の一実施例を示
す回路図である。
す回路図である。
【図２】図１のスイッチング電源装置のツェナーダイオ
ードＺ２の両端の電位の変化を示す図である。
ードＺ２の両端の電位の変化を示す図である。
【図３】本発明のスイッチング電源装置の別の実施例を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図４】図３のスイッチング電源装置のツェナーダイオ
ードＺ３の両端の電位の変化を示す図である。
ードＺ３の両端の電位の変化を示す図である。
【図５】本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実
施例を示す回路図である。
施例を示す回路図である。
【図６】従来のスイッチング電源装置を示す回路図であ
る。
る。
【図７】図６のスイッチング電源装置の各部の電圧およ
び電流の時間変化を示す図である。
び電流の時間変化を示す図である。
２…入力回路 ３…インバータ回路 ４…電圧検出回路 ５…制御回路 １０…スイッチング電源装置 １１…保護回路 １１ａ…負電圧発生回路 １１ｂ…異常電圧検出回路 １１ｃ…スイッチング停止回路 Ｔ…トランス Ｎｂ…帰還巻線 Ｑ１…ＦＥＴ Ｑ２、Ｑ３…トランジスタ Ｄ４、D５、D６…ダイオード Ｚ２…ツェナーダイオード Ｃ６、Ｃ７…コンデンサ Ｒ１０、Ｒ１１…抵抗
Claims (4)
- 【請求項１】 １次巻線、２次巻線および帰還巻線を有
するトランスと、前記１次巻線に直列に接続されたスイ
ッチング素子と、該スイッチング素子の制御端子と前記
帰還巻線との間に設けられた制御回路と、前記２次巻線
に接続された整流回路とを備えたスイッチング電源装置
において、 前記帰還巻線に生じる逆極性の電圧の異常に対応して前
記スイッチング素子のスイッチング動作を停止させる保
護回路を設けたことを特徴とするスイッチング電源装
置。 - 【請求項２】 前記保護回路は、前記帰還巻線に生じる
逆極性の電圧で負電圧を作り出す負電圧発生回路と、該
負電圧発生回路の出力電圧の異常を検出する異常電圧検
出回路と、該異常電圧検出回路に従って前記スイッチン
グ素子のスイッチング動作を停止させるスイッチング停
止回路からなることを特徴とする、請求項１に記載のス
イッチング電源装置。 - 【請求項３】 前記異常電圧検出回路は、前記負電圧発
生回路の出力電圧の低下を検出する電圧低下検出回路を
有することを特徴とする、請求項２に記載のスイッチン
グ電源装置。 - 【請求項４】 前記異常電圧検出回路は、前記負電圧発
生回路の出力電圧の上昇を検出する電圧上昇検出回路を
有することを特徴とする、請求項２に記載のスイッチン
グ電源装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10031393A JPH11235028A (ja) | 1998-02-13 | 1998-02-13 | スイッチング電源装置 |
| US09/240,242 US6256179B1 (en) | 1998-02-13 | 1999-01-29 | Switching power supply apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10031393A JPH11235028A (ja) | 1998-02-13 | 1998-02-13 | スイッチング電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11235028A true JPH11235028A (ja) | 1999-08-27 |
Family
ID=12330031
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10031393A Pending JPH11235028A (ja) | 1998-02-13 | 1998-02-13 | スイッチング電源装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6256179B1 (ja) |
| JP (1) | JPH11235028A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7215517B2 (en) | 2002-05-08 | 2007-05-08 | Seiko Epson Corporation | Constant-voltage switching power supply provided with overvoltage output protecting circuit, and electronic apparatus provided with overvoltage protecting circuit |
| JP2008149244A (ja) * | 2006-12-15 | 2008-07-03 | Matsushita Electric Works Ltd | 静電霧化装置 |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3690601B2 (ja) * | 2002-04-15 | 2005-08-31 | スミダコーポレーション株式会社 | インバータトランス及びインバータ回路 |
| US8391025B2 (en) * | 2008-05-02 | 2013-03-05 | Advanced Energy Industries, Inc. | Preemptive protection for a power convertor |
| US7791912B2 (en) * | 2008-05-02 | 2010-09-07 | Advanced Energy Industries, Inc. | Protection method, system and apparatus for a power converter |
| US8885967B2 (en) * | 2009-01-19 | 2014-11-11 | Csr Technology Inc. | Method and apparatus for content adaptive sharpness enhancement |
| US8503814B2 (en) * | 2009-01-19 | 2013-08-06 | Csr Technology Inc. | Method and apparatus for spectrum estimation |
| US8159843B2 (en) | 2009-01-30 | 2012-04-17 | Power Integrations, Inc. | Method and apparatus to regulate an output voltage of a power converter at light/no load conditions |
| JP5430186B2 (ja) * | 2009-03-13 | 2014-02-26 | キヤノン株式会社 | 電源装置及び制御回路 |
| CN102646976A (zh) * | 2011-02-22 | 2012-08-22 | 台达电子工业股份有限公司 | 多电源并联供电系统 |
| TWI429162B (zh) | 2011-02-22 | 2014-03-01 | Delta Electronics Inc | 多電源並聯供電系統 |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5512261Y2 (ja) * | 1974-11-14 | 1980-03-17 | ||
| US4488210A (en) * | 1982-04-07 | 1984-12-11 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Power supply circuit of switching regulator type |
| US4447841A (en) * | 1982-06-30 | 1984-05-08 | Motorola Inc. | Overcurrent protection circuit for a multiple output switching power supply and method therefor |
| JPH02159975A (ja) * | 1988-12-09 | 1990-06-20 | Murata Mfg Co Ltd | 自励発振型コンバータ |
| JP3087618B2 (ja) * | 1995-07-27 | 2000-09-11 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源 |
| JP3492882B2 (ja) * | 1997-04-07 | 2004-02-03 | パイオニア株式会社 | スイッチング電源装置 |
| JP3175663B2 (ja) * | 1997-10-17 | 2001-06-11 | 株式会社村田製作所 | 自励発振型スイッチング電源装置 |
-
1998
- 1998-02-13 JP JP10031393A patent/JPH11235028A/ja active Pending
-
1999
- 1999-01-29 US US09/240,242 patent/US6256179B1/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7215517B2 (en) | 2002-05-08 | 2007-05-08 | Seiko Epson Corporation | Constant-voltage switching power supply provided with overvoltage output protecting circuit, and electronic apparatus provided with overvoltage protecting circuit |
| JP2008149244A (ja) * | 2006-12-15 | 2008-07-03 | Matsushita Electric Works Ltd | 静電霧化装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6256179B1 (en) | 2001-07-03 |
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