JPH11235028A - スイッチング電源装置 - Google Patents

スイッチング電源装置

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JPH11235028A
JPH11235028A JP10031393A JP3139398A JPH11235028A JP H11235028 A JPH11235028 A JP H11235028A JP 10031393 A JP10031393 A JP 10031393A JP 3139398 A JP3139398 A JP 3139398A JP H11235028 A JPH11235028 A JP H11235028A
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voltage
circuit
power supply
switching
switching power
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JP10031393A
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Tomohiro Yamada
知弘 山田
Akihiko Takita
章彦 滝田
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Murata Manufacturing Co Ltd
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Murata Manufacturing Co Ltd
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    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02MAPPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 過負荷や過電圧などの出力電圧の異常時に、
出力をシャットダウンすることのできるスイッチング電
源装置を提供する。 【解決手段】 スイッチング電源装置10の出力電圧に
比例して帰還巻線Nbに生じる逆極性の電圧で負電圧を
作り出す負電圧発生回路11aと、負電圧発生回路11
aの出力電圧の異常を検出する異常電圧検出回路11b
と、異常電圧検出回路11bに従ってFETQ1のスイ
ッチング動作を停止させるスイッチング停止回路11c
からなる保護回路11を設ける。 【効果】 出力電圧の異常時にスイッチング素子のスイ
ッチング動作を停止して出力をシャットダウンすること
によって、不必要な電力の消費や発熱による部品の破損
を防ぐことができる。

Description

【発明の詳細な説明】
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング電源
装置、特にRCC(リンギング・チョーク・コンバー
タ)方式を用いたスイッチング電源装置に関する。
【0002】
【従来の技術】一般に、CRTディスプレイやファクシ
ミリなどの機器は安定した直流電圧を必要とし、商用交
流電源から安定した直流電圧を供給するために、構成が
比較的簡単で効率の高いRCC方式のスイッチング電源
装置が広く用いられている。
【0003】図6に、従来のRCC方式のスイッチング
電源装置を示す。図6において、スイッチング電源装置
1は、入力回路2、インバータ回路3、電圧検出回路
4、制御回路5から構成されている。
【0004】入力回路2は、整流用のダイオードブリッ
ジDBと、AC電源とダイオードブリッジDBの入力端
との間に設けられたヒューズFおよびラインフィルタL
F、ダイオードブリッジDBの出力端に並列に設けられ
た平滑用のコンデンサC1から構成されている。
【0005】インバータ回路3は、1次巻線N1、1次
巻線N1とは逆極性の2次巻線N2および1次巻線N1
と同極性の帰還巻線Nbを有するトランスT、1次巻線
N1の他端に直列に接続されたスイッチング素子である
FETQ1、1次巻線N1の一端とFETQ1の制御端
子であるゲートとの間に接続された起動抵抗R1、2次
巻線N2の他端に直列に接続された整流用のダイオード
D1、およびダイオードD1のカソードと2次巻線N2
の一端との間に接続された平滑用のコンデンサC2で構
成されている。
【0006】また、インバータ回路3の出力側に設けた
電圧検出回路4は、抵抗R2、フォトカプラPCの発光
側の発光ダイオードPD、シャントレギュレータSr、
抵抗R3、R4、ツェナーダイオードZ1から構成され
ている。抵抗R2と発光ダイオードPD、シャントレギ
ュレータSrは直列に接続されてインバータ回路3のコ
ンデンサC2に並列に設けられ、抵抗R3とR4も直列
に接続されて同じくコンデンサC2に並列に設けられて
いる。さらにツェナーダイオードZ1もコンデンサC2
に並列に設けられている。そして、抵抗R3とR4の接
続部はシャントレギュレータSrに接続されている。
【0007】また、制御回路5は、帰還巻線Nbの一端
とFETQ1のゲートとの間に直列に接続された抵抗R
5およびコンデンサC3、FETQ1のゲートと帰還巻
線Nbの他端との間に接続されたトランジスタQ2、帰
還巻線Nbの一端にアノードを接続されたダイオードD
2、ダイオードD2のカソードとトランジスタQ2のベ
ースとの間に接続された抵抗R6、トランジスタQ2の
ベースと帰還巻線Nbの他端との間に接続されたコンデ
ンサC4、コンデンサC4に並列に接続された抵抗R
7、ダイオードD2のカソードとトランジスタQ2のベ
ースとの間に直列に接続された抵抗R8とフォトカプラ
PCの受光側のフォトトランジスタPT、帰還巻線Nb
の一端にカソードを接続されたダイオードD3、ダイオ
ードD3のアノードと帰還巻線Nbの他端との間に直列
に接続された抵抗R9とコンデンサC5、抵抗R9とコ
ンデンサC5の接続部とトランジスタQ2のベースとの
間に接続された抵抗R10から構成されている。
【0008】次に、図6に示したスイッチング電源装置
1の動作について、図7に示すスイッチング電源装置1
の各部の電圧および電流の変化を示すグラフを用いて説
明する。図7において、VgsはFETQ1のゲート−
ソース間電圧、V1は1次巻線N1に加わる電圧、I1
は1次巻線N1を流れる電流、VdsはFETQ1のド
レイン−ソース間電圧、Vbe2はトランジスタQ2の
ベース−エミッタ間電圧、Vbは帰還巻線Nbに生じる
電圧、V2は2次巻線N2に生じる電圧、I2は2次巻
線N2を流れる電流を表している。また、グラフ上部に
示したON、OFFはFETQ1がOFFからONにな
る(以降ターンオンと呼ぶ)タイミング、およびONか
らOFFになる(以降ターンオフと呼ぶ)タイミングを
示している。
【0009】まず、起動時の電源をONにした瞬間には
FETQ1はOFFであるため1次巻線N1には電流I
1は流れないが、起動抵抗R1を通してFETQ1のゲ
ート−ソース間に形成される内部容量に電流が流れ込
む。これによってFETQ1のゲート−ソース間電圧V
gsが上昇し、FETQ1の閾値を超えた時点でFET
Q1がターンオンしはじめる。FETQ1がターンオン
しはじめるとFETQ1のドレイン−ソース間電圧Vd
sがほぼ0Vになり、トランスTの1次巻線N1に電源
電圧が印加されて電流I1が流れ始め、これによって帰
還巻線Nbと2次巻線N2に電圧VbおよびV2が生じ
る。帰還巻線Nbに生じた電圧Vbによって、帰還巻線
Nbから抵抗R5とコンデンサC3を介してFETQ1
のゲートに電流が流れ込み、FETQ1のゲート−ソー
ス間電圧Vgsの上昇を加速し、FETQ1が完全にタ
ーンオンする。なお、2次巻線N2に発生した電圧V2
は整流用のダイオードD1に対して逆方向の電圧になる
ため、2次巻線N2には電流I2は流れない。
【0010】FETQ1がターンオンして帰還巻線Nb
に正極性の電圧Vbが生じると、それによってダイオー
ドD2と抵抗R6、および後述する抵抗R8とフォトト
ランジスタPTを介してコンデンサC4が充電され、コ
ンデンサC4の両端の電圧、すなわちトランジスタQ2
のベース−エミッタ間電圧Vbe2が上昇する。なお、
このときの充電スピード(時定数)は抵抗R6、R7、
R8およびコンデンサC4の値によって決定される。ト
ランジスタQ2のベース−エミッタ間電圧Vbe2が上
昇してトランジスタQ2の閾値を超えるとトランジスタ
Q2がONする。トランジスタQ2がONすると、トラ
ンジスタQ2のコレクタ−エミッタ間電圧、すなわちF
ETQ1のゲート−ソース間電圧Vgsがほぼ0Vとな
って、FETQ1をターンオフさせるように働く。
【0011】FETQ1がターンオフしはじめると1次
巻線N1に加わる電圧V1が0Vになり、流れていた電
流I1も0になる。しかし、FETQ1がONのときに
1次巻線N1に流れた電流I1によってトランスTに蓄
積されていた磁気エネルギーのために、2次巻線N2お
よび帰還巻線Nbにはそれまでと逆極性の電圧が生じ
る。2次巻線N2に生じた逆極性の電圧V2によって発
生した電流I2はダイオードD1を通ってコンデンサC
2で平滑化されて出力される。また、帰還巻線Nbに生
じた逆極性の電圧Vbは、FETQ1のゲート−ソース
間に形成された内部容量から、コンデンサC3と抵抗R
5を介して急速に電荷を吸収し、FETQ1を完全にタ
ーンオフさせる。そして同時に、コンデンサC4に蓄積
された電荷も抵抗R10、R9およびダイオードD3を
介して吸収するが、コンデンサC4には逆方向の電圧が
加わることになるため、コンデンサC4は放電後にさら
に逆方向に充電され、トランジスタQ2のベース−エミ
ッタ間電圧Vbe2も負にバイアスされ、トランジスタ
Q2はOFFする。すなわち、トランジスタQ2はFE
TQ1をターンオフするきっかけを与えるときにのみ一
瞬だけONになる。
【0012】FETQ1がOFFのときに2次巻線N2
に流れる電流I2は、トランスTからの磁気エネルギー
の放出とともに徐々に減少して最後には0になる。2次
巻線N2に流れる電流I2が0になると、2次巻線N2
および帰還巻線Nbに生じる電圧V2およびVbはその
まま放置すれば0Vを境にして振動しながら減衰する傾
向を示す。このとき帰還巻線Nbにおいて逆極性から一
時的に正極性になる電圧のことをキック電圧という。帰
還巻線Nbにキック電圧が生じると、帰還巻線Nbから
抵抗R5とコンデンサC3を介して、FETQ1のゲー
トとソースの間に形成される内部容量に電流が流れ込ん
でFETQ1のゲート−ソース間電圧Vgsを上昇させ
る。キック電圧が一定以上の大きさを持っていると、ゲ
ート−ソース間電圧Vgsが閾値を超えてFETQ1が
ターンオンする。この時、起動抵抗R1は大きな値に設
定されているために流れる電流は少なく、起動時のよう
な起動抵抗R1を流れる電流によってFETQ1をター
ンオンさせるという働きはしない。そして、FETQ1
のターンオンとともに2次巻線N2および帰還巻線Nb
に生じる電圧V2およびVbは強制的に正極性に引き上
げられて、電圧の振動は強制終了させられる。
【0013】これ以降は起動時と同様の動作を繰り返す
ことになり、FETQ1のターンオンとターンオフが繰
り返され、スイッチング電源装置として動作する。な
お、コンデンサC4はFETQ1がOFFのときに逆極
性に充電されているため、正極性への再充電には起動時
よりも時間がかかり、FETQ1のON時間は定常時に
は起動時より長くなる。
【0014】最後に電圧安定化動作について説明する。
電圧検出回路4においては、出力電圧を2つの抵抗R3
とR4で分割して検出し、これをシャントレギュレータ
Srに入力している。シャントレギュレータSrは入力
された電圧と内部の基準電圧とを比較し、その差に応じ
た電流を流すように機能する。
【0015】そこで、スイッチング電源装置1に接続さ
れる負荷(図示せず)が軽くなって出力電圧が上昇する
と、抵抗R3とR4の接続部の電圧も上昇し、シャント
レギュレータSrへの入力電圧が上昇し、より多くの電
流を流そうとする。シャントレギュレータSrに流れる
電流が増えると、それに直列に接続されたフォトカプラ
PCの発光ダイオードPDに流れる電流も増え、発光ダ
イオードPDから出る光の量も増える。発光ダイオード
PDから出る光の量が増えると、制御回路5に接続され
ているフォトカプラPCのフォトトランジスタPTを流
れる電流も増える。フォトトランジスタPTを流れる電
流は、前述のように帰還巻線Nbに生じる電圧Vbが正
極性のときに抵抗R6を流れる電流とともにコンデンサ
C4を充電する電流となるため、フォトトランジスタP
Tを流れる電流が増えると、コンデンサC4を充電する
時間が短縮される。その結果トランジスタQ2がONす
るまでの時間が短縮され、FETQ1がターンオフする
までの時間、すなわちFETQ1のONしている時間が
短縮される。FETQ1のONしている時間が短いとト
ランスTに蓄えられる磁気エネルギーも少なくなり、2
次巻線N2に生じる電圧V2も低下し、出力電圧が低下
する。なお、FETQ1がOFFしている時間は変化し
ないのでFETQ1のONしている時間の短縮分だけス
イッチング電源装置1のスイッチング周波数は上昇す
る。
【0016】逆に、スイッチング電源装置1に接続され
る負荷(図示せず)が重くなって出力電圧が低下する
と、フォトカプラPCのフォトトランジスタPTを流れ
る電流が減少し、コンデンサC2の充電時間が延長さ
れ、FETQ1がターンオフするまでの時間、すなわち
FETQ1のONしている時間が長くなり、2次巻線N
2に生じる電圧V2が上昇し、出力電圧が上昇する。な
お、FETQ1のONしている時間が長くなるため、ス
イッチング電源装置1のスイッチング周波数は低下す
る。
【0017】このようにしてスイッチング電源装置1は
電圧の安定化が図られている。
【0018】
【発明が解決しようとする課題】ところで、スイッチン
グ電源装置1において、負荷が短絡状態になるなどして
過負荷の状態になった場合、出力電圧が低下し、出力電
圧の低下を補うために、フォトトランジスタPTを流れ
る電流を少なくすることによってFETQ1のONして
いる時間を長くして出力電圧を上げるように制御回路5
が動作する。しかし、フォトトランジスタPTを流れる
電流がほとんど無くなっても、抵抗R6を流れてコンデ
ンサC4に流れ込む電流があるために、FETQ1のO
N時間は一定以上には長くならず、出力電圧はさらに低
下する。帰還巻線Nbに生じる電圧Vbの逆極性の電圧
は2次巻線N2に生じる電圧V2、すなわち出力電圧に
比例するため、出力電圧が低下すると電圧Vbの逆極性
の電圧も小さくなる。帰還巻線Nbに生じる電圧Vbの
逆極性の電圧は、コンデンサC4を逆方向に充電するこ
とによって、トランジスタQ2がONになるまでの時間
を長くしてターンオフの時期を決める働きがあるので、
これが小さくなると抵抗R6を流れる電流によるコンデ
ンサC4の充電時間が早くなり、FETQ1のターンオ
フが早くなり、FETQ1のONしている時間が短くな
る。その結果、スイッチング電源1の動作が、出力電圧
が低いにも関わらず、スイッチング周波数が高く、大き
な電流(短絡電流)が流れる状態になる。そして、これ
がFETQ1やダイオードD1や負荷の異常発熱による
破損を招くなどの問題がある。
【0019】一方、スイッチング電源装置1において、
たとえばシャントレギュレータSrとフォトダイオード
PDとの接続が断線するなどした場合、今度は出力電圧
検出回路4から制御回路5への帰還がかからなくなり、
フォトトランジスタPTに電流が流れなくなるため、F
ETQ1のONしている時間が異常に長くなり、その結
果、出力電圧が異常に高くなる(過電圧になる)。この
場合は、ツェナーダイオードZ1によって一定以上に出
力電圧があがらないようにして負荷を保護するが、さら
に出力電圧が上昇するとツェナーダイオードZ1自身が
破損して短絡状態となることによって、過負荷の時と同
様に出力電圧が低下し、大きな電流が流れ、FETQ1
やダイオードD1や負荷の異常発熱による破損を招くと
いう問題がある。
【0020】そこで、本発明では、過負荷や過電圧など
の出力電圧の異常時に出力をシャットダウンすることの
できるスイッチング電源装置を提供する。
【0021】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明のスイッチング電源装置は、1次巻線、2次
巻線および帰還巻線を有するトランスと、前記1次巻線
に直列に接続されたスイッチング素子と、該スイッチン
グ素子の制御端子と前記帰還巻線との間に設けられた制
御回路と、前記2次巻線に接続された整流回路とを備え
たスイッチング電源装置において、前記帰還巻線に生じ
る逆極性の電圧の異常に対応して前記スイッチング素子
のスイッチング動作を停止させる保護回路を設けたこと
を特徴とする。
【0022】また、本発明のスイッチング電源装置は、
前記保護回路が、前記帰還巻線に生じる逆極性の電圧で
負電圧を作り出す負電圧発生回路と、該負電圧発生回路
の出力電圧の異常を検出する異常電圧検出回路と、該異
常電圧検出回路に従って前記スイッチング素子のスイッ
チング動作を停止させるスイッチング停止回路からなる
ことを特徴とする。
【0023】また、本発明のスイッチング電源装置は、
前記異常電圧検出回路が、前記負電圧発生回路の出力電
圧の低下を検出する電圧低下検出回路を有することを特
徴とする。
【0024】また、本発明のスイッチング電源装置は、
前記異常電圧検出回路が、前記負電圧発生回路の出力電
圧の上昇を検出する電圧上昇検出回路を有することを特
徴とする。
【0025】このように構成することにより、本発明の
スイッチング電源装置は、過負荷や過電圧などの出力電
圧の異常時にスイッチング素子のスイッチング動作を停
止することができる。
【0026】
【発明の実施の形態】図1に、本発明のスイッチング電
源装置の一実施例を示す。図1で、図6と同一もしくは
同等の部分には同じ記号を付し、その説明は省略する。
図1のスイッチング電源装置10において、図6のスイ
ッチング電源装置1との違いは、スイッチング素子Q1
と帰還巻線Nbの間に保護回路11を設けたことだけで
ある。
【0027】保護回路11はさらに、負電圧発生回路1
1aと異常電圧検出回路11bとスイッチング停止回路
11cから構成されている。ここで、負電圧発生回路1
1aは、帰還巻線Nbの一端にカソードを接続したダイ
オードD4とダイオードD4のアノードと帰還巻線Nb
の他端との間に接続されたコンデンサC6からなる。ま
た、異常電圧検出回路11bは、負電圧発生回路11a
の出力端子となるダイオード4のアノードに自らのアノ
ードを接続したツェナーダイオードZ2と、ツェナーダ
イオードZ2のカソードと1次巻線N1の一端との間に
接続した抵抗R10と、ツェナーダイオードZ2のカソ
ードに自らのアノードを接続したダイオードD5からな
り、ここでは電圧低下検出回路として動作する。そし
て、スイッチング停止回路11cは、異常電圧検出回路
11bのダイオードD5のカソードと帰還巻線Nbの他
端にベースおよびエミッタをそれぞれ接続したNPN型
のトランジスタQ3と、トランジスタQ3のベース−エ
ミッタ間にそれぞれ接続された抵抗R11およびコンデ
ンサC7と、トランジスタQ3のコレクタとFETQ1
のゲートにカソードとアノードをそれぞれ接続したダイ
オードD5からなる。
【0028】次に、図2を利用して保護回路11の動作
について説明する。図2は異常電圧検出回路11bのツ
ェナーダイオードZ2の両端の電位の、定常時と過負荷
時の状態を示しており、VzaはツェナーダイオードZ
2のアノード電位、Vzbは同じくカソード電位、Vz
2はツェナーダイオードZ2の降伏電圧、Vdaはダイ
オードD5が導通するときのアノード電位を示している
まず、保護回路11の負電圧発生回路11aにおいて、
帰還巻線Nbに生じる電圧Vbが正極性の時にはダイオ
ードD4に加わる電圧が逆方向になるため負電圧発生回
路11aには電流は流れないが、帰還巻線Nbに生じる
電圧Vbが逆極性になるとダイオードD4に電流が流
れ、コンデンサC6が逆極性に充電され、その結果、コ
ンデンサC6とダイオードD4との接続部から負電圧が
出力される。そして、この負電圧発生回路11aの出力
電圧は、帰還巻線Nbに生じる電圧Vbの逆極性の電圧
の大きさに比例する。
【0029】ここで、異常電圧検出回路11bのツェナ
ーダイオードZ2の降伏電圧Vz2を、負電圧発生回路
11aの定常時の出力電圧の絶対値にダイオードD5の
導通電圧(約0.6V)を足した値より小さい値に設定
しておくと、ツェナーダイオードZ2は定常的に降伏状
態になり、ツェナーダイオードZ2のアノード電位Vz
aは負電圧発生回路11aの出力電圧と同じなので、カ
ソード電位VzbはダイオードD5が導通するときのア
ノード電位Vdaより低い値になる。
【0030】ダイオードD5が導通していない状態にお
いてはスイッチング停止回路11cのトランジスタQ3
のベース−エミッタ間電圧は0Vにバイアスされている
ためトランジスタQ3はOFF状態となり、FETQ1
のゲートから第3のダイオードD6を介して電流が流れ
込むことはない。
【0031】しかしながら、スイッチング電源装置10
に接続される負荷(図示せず)が短絡状態になるなどし
て過負荷の状態になった場合、2次巻線N2に生じる電
圧V2が低下する。帰還巻線Nbに生じる電圧Vbの逆
極性の電圧は2次巻線N2に生じる電圧V2の大きさに
比例するため、2次巻線N2に生じる電圧V2が低下す
ると帰還巻線Nbに生じる電圧Vbの逆極性の電圧も低
下し、その結果として負電圧発生回路11aの出力電圧
も低下する。
【0032】負電圧発生回路11aの出力電圧が低下す
ると異常電圧検出回路11bのツェナーダイオードZ2
のアノードの電位Vzaが上昇し、ツェナーダイオード
Z2のカソードの電位Vzb、すなわちダイオードD5
のアノードの電位も上昇する。そして、ダイオードD5
のアノードの電位がダイオードD5が導通するときの電
位Vda以上に上昇すると、ダイオードD5を介してス
イッチング停止回路11cのトランジスタQ3のベース
に電流が流れ込む。
【0033】スイッチング停止回路11cのトランジス
タQ3のベースに電流が流れ込むとトランジスタQ3が
ON状態になる。トランジスタQ3がON状態になる
と、起動抵抗R1を通ってきたり帰還巻線Nbに生じる
キック電圧などによってFETQ1のゲートに流れ込む
電流があっても、ダイオードD6を介してスイッチング
停止回路11cの方に吸収してしまい、FETQ1が常
にOFF状態になるように強制され、FETQ1のスイ
ッチング動作が停止し、出力はシャットダウンする。
【0034】一方、今度はスイッチング電源装置10の
出力電圧検出回路4の一部、例えば抵抗R2とフォトダ
イオードPDとの接続部が断線するなどして制御回路5
へのフィードバックがかからなくなった場合のことを考
える。この場合も、2次巻線N2に生じる電圧V2が上
昇し、ツェナーダイオードZ1が破損して短絡状態にな
る。これは過負荷の時と同じ状態であり、過負荷の時と
同じように保護回路11が動作し、FETQ1のスイッ
チング動作が停止し、出力はシャットダウンする。
【0035】このようにして、過負荷などによって出力
電圧が異常に低下した場合や逆に出力電圧が異常に上昇
して出力側のツェナーダイオードが短絡した場合に、保
護回路11の働きによってFETQ1のスイッチング動
作を停止して出力をシャットダウンし、不必要な電力の
消費や発熱による部品の破損を防ぐことができる。
【0036】図3に、本発明のスイッチング電源装置の
別の実施例を示す。図3で、図1と同一もしくは同等の
部分には同じ記号を付し、その説明は省略する。図3の
スイッチング電源装置20において、図1のスイッチン
グ電源装置10との違いは、保護回路11に代えて保護
回路21を設けたことと出力電圧検出回路4からツェナ
ーダイオードZ1を外して出力電圧検出回路22とした
ことだけである。なお、保護回路21においても、負電
圧発生回路11aの部分とスイッチング停止回路11c
の部分についてはスイッチング電源装置10の保護回路
11と同じであり、その説明は省略する。
【0037】まず、異常電圧検出回路21bは、帰還巻
線Nbの他端にカソードを接続したツェナーダイオード
Z3と、ツェナーダイオードZ3のアノードと負電圧発
生回路11aの出力端子となるダイオード4のアノード
との間にそれぞれ接続された抵抗R12およびコンデン
サC8と、ツェナーダイオードZ3とダイオードD4の
アノードにベースとエミッタをそれぞれ接続したNPN
型のトランジスタQ4と、トランジスタQ4のコレクタ
に接続した抵抗R13と、抵抗R13と1次巻線N1の
一端との間に接続された抵抗R10と、抵抗R10およ
びR13の接続部とトランジスタQ4のコレクタにエミ
ッタとベースをそれぞれ接続したPNP型のトランジス
タQ5と、トランジスタQ5のコレクタにアノードを接
続したダイオードD6からなり、ここでは電圧上昇検出
回路として動作する。ダイオードD6のカソードはスイ
ッチング停止回路11cのトランジスタQ3のベースに
接続されている。
【0038】次に、保護回路21の異常電圧検出回路2
1bの動作について、図4を利用して説明する。図4は
異常電圧検出回路21bのツェナーダイオードZ3の両
端の電位の、定常時と過電圧時の状態を示しており、V
zcはツェナーダイオードZ3のアノード電位を、Vz
dはツェナーダイオードZ3が降伏する条件におけるカ
ソード電位を、Vz3はツェナーダイオードZ3の降伏
電圧を示している保護回路21の異常電圧検出回路21
bにおいて、ツェナーダイオードZ3の降伏電圧Vz3
は負電圧発生回路11aの出力電圧の絶対値よりも大き
く設定されている。そのためツェナーダイオードZ3の
カソード−アノード間の電圧はツェナーダイオードZ3
の降伏電圧Vz3より小さく、ツェナーダイオードZ3
には電流が流れず、トランジスタQ4のベース−エミッ
タ間電圧も0VのままであるためトランジスタQ4はO
FFのままである。トランジスタQ4がOFFの状態に
あると抵抗R13には電流が流れないためトランジスタ
Q5のベース−エミッタ間電圧も0Vのままで、トラン
ジスタQ5はOFFの状態にあり、トランジスタQ5と
ダイオードD6を介してスイッチング停止回路11cの
トランジスタQ3のベースに電流が流れ込むことはな
く、スイッチング停止回路11cは動作しない。
【0039】しかしながら、スイッチング電源装置20
の出力電圧検出回路22の一部、例えば抵抗R2とフォ
トダイオードPDとの接続部が断線するなどして制御回
路5へのフィードバックがかからなくなった場合、2次
巻線N2に生じる電圧V2が上昇する。帰還巻線Nbに
生じる電圧Vbの逆極性の電圧は2次巻線N2に生じる
電圧V2の大きさに比例するため、2次巻線N2に生じ
る電圧V2が上昇すると帰還巻線Nbに生じる電圧Vb
の逆極性の電圧も上昇し、その結果として負電圧発生回
路11aの出力電圧も負の方向に上昇する。
【0040】異常電圧検出回路21bにおいては、負電
圧発生回路11aの出力電圧が負の方向に上昇して、そ
の絶対値がツェナーダイオードZ3の降伏電圧Vz3よ
り大きくなると、ツェナーダイオードZ3が降伏する条
件を満たすカソード電位Vzdが負になり、ツェナーダ
イオードZ3の実際のカソード電位である0Vより低く
なる。そのためツェナーダイオードZ3が降伏状態にな
り、ツェナーダイオードZ3から抵抗R12に電流が流
れ、トランジスタQ4のベース−エミッタ間電圧が閾値
を超えてトランジスタQ4がONになる。トランジスタ
Q4がONになると抵抗R13を介してトランジスタQ
5に電流が流れ、これによってトランジスタQ5のベー
ス−エミッタ間電圧が閾値を超えてトランジスタQ5が
ONになる。トランジスタQ5がONになると、トラン
ジスタQ5からダイオードD6を介してスイッチング停
止回路11cのトランジスタQ3のベースに電流が流れ
込む。
【0041】スイッチング停止回路11cのトランジス
タQ3のベースに電流が流れ込むとスイッチング停止回
路11cが動作し、FETQ1がOFFされ、出力はシ
ャットダウンする。なお、2次巻線N2に生じる電圧V
2の上昇を検出して保護回路21が動作するので、出力
電圧検出回路22にはツェナーダイオードZ1は不要と
なっている。
【0042】このようにして、断線などによって出力電
圧が異常に上昇した場合、負荷に大きな電流が流れる前
に保護回路21の働きによってFETQ1のスイッチン
グ動作を停止して出力をシャットダウンし、不必要な電
力の消費や発熱による部品の破損を防ぐことができる。
なお、スイッチング電源装置20においては過負荷に対
しては対応していない。
【0043】図5に、本発明のスイッチング電源装置の
さらに別の実施例を示す。図5で、図1または図3と同
一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明は
省略する。
【0044】図5のスイッチング電源装置30におい
て、図3のスイッチング電源装置20との違いは、保護
回路31の異常電圧検出回路31bが、図3の保護回路
21の異常電圧検出回路21bと図1の保護回路11の
異常電圧検出回路11bの両者を含むことである。な
お、異常電圧検出回路31bの中で、電圧上昇検出回路
として動作する部分と電圧低下検出回路として動作する
部分のうちの抵抗10のみは共通となっている。また、
電圧上昇検出回路と電圧低下検出回路は互いに独立して
設けられ、互いに独立に動作するので、その動作につい
てはスイッチング電源装置10および20と全く同じで
あり、その説明は省略する。
【0045】このように構成することによって、スイッ
チング電源装置30においては過負荷の時と過電圧の時
の両方においてFETQ1のスイッチング動作を停止し
て出力をシャットダウンし、不必要な電力の消費や部品
の破損を防ぐことができる。さらに、この場合は、過負
荷対策と過電圧対策の両方で、保護回路31のうちの負
電圧発生回路11aとスイッチング停止回路11cを共
有しているので、スイッチング電源装置30の部品点数
を削減し、コストダウンを図ることができる。
【0046】
【発明の効果】本発明のスイッチング電源装置によれ
ば、帰還巻線に生じる逆極性の電圧の異常に対応して動
作する保護回路によって、過負荷や過電圧による出力電
圧の異常を検出して、負荷に大きな電流が流れる前にス
イッチング素子のスイッチング動作を停止して出力をシ
ャットダウンすることができ、不必要な電力の消費や発
熱による部品の破損を防ぐことができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明のスイッチング電源装置の一実施例を示
す回路図である。
【図2】図1のスイッチング電源装置のツェナーダイオ
ードZ2の両端の電位の変化を示す図である。
【図3】本発明のスイッチング電源装置の別の実施例を
示す回路図である。
【図4】図3のスイッチング電源装置のツェナーダイオ
ードZ3の両端の電位の変化を示す図である。
【図5】本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実
施例を示す回路図である。
【図6】従来のスイッチング電源装置を示す回路図であ
る。
【図7】図6のスイッチング電源装置の各部の電圧およ
び電流の時間変化を示す図である。
【符号の説明】
2…入力回路 3…インバータ回路 4…電圧検出回路 5…制御回路 10…スイッチング電源装置 11…保護回路 11a…負電圧発生回路 11b…異常電圧検出回路 11c…スイッチング停止回路 T…トランス Nb…帰還巻線 Q1…FET Q2、Q3…トランジスタ D4、D5、D6…ダイオード Z2…ツェナーダイオード C6、C7…コンデンサ R10、R11…抵抗

Claims (4)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】 1次巻線、2次巻線および帰還巻線を有
    するトランスと、前記1次巻線に直列に接続されたスイ
    ッチング素子と、該スイッチング素子の制御端子と前記
    帰還巻線との間に設けられた制御回路と、前記2次巻線
    に接続された整流回路とを備えたスイッチング電源装置
    において、 前記帰還巻線に生じる逆極性の電圧の異常に対応して前
    記スイッチング素子のスイッチング動作を停止させる保
    護回路を設けたことを特徴とするスイッチング電源装
    置。
  2. 【請求項2】 前記保護回路は、前記帰還巻線に生じる
    逆極性の電圧で負電圧を作り出す負電圧発生回路と、該
    負電圧発生回路の出力電圧の異常を検出する異常電圧検
    出回路と、該異常電圧検出回路に従って前記スイッチン
    グ素子のスイッチング動作を停止させるスイッチング停
    止回路からなることを特徴とする、請求項1に記載のス
    イッチング電源装置。
  3. 【請求項3】 前記異常電圧検出回路は、前記負電圧発
    生回路の出力電圧の低下を検出する電圧低下検出回路を
    有することを特徴とする、請求項2に記載のスイッチン
    グ電源装置。
  4. 【請求項4】 前記異常電圧検出回路は、前記負電圧発
    生回路の出力電圧の上昇を検出する電圧上昇検出回路を
    有することを特徴とする、請求項2に記載のスイッチン
    グ電源装置。
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