JP3367300B2 - スイッチング電源回路 - Google Patents
スイッチング電源回路Info
- Publication number
- JP3367300B2 JP3367300B2 JP26359395A JP26359395A JP3367300B2 JP 3367300 B2 JP3367300 B2 JP 3367300B2 JP 26359395 A JP26359395 A JP 26359395A JP 26359395 A JP26359395 A JP 26359395A JP 3367300 B2 JP3367300 B2 JP 3367300B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- circuit
- transistor
- switching
- rectifying
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
- H02M3/3385—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
- H02H7/00—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions
- H02H7/10—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers
- H02H7/12—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers for static converters or rectifiers
- H02H7/1213—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers for static converters or rectifiers for DC-DC converters
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、スイッチング電
源回路に係り、特にその過負荷保護回路の改良に関す
る。 【０００２】 【従来の技術】図４は、過負荷保護を考慮した従来のバ
ックブースト型スイッチング電源回路の例を示す。この
スイッチング電源回路は、トランスの一次巻線に直列に
接続されたメインスイッチング素子であるトランジスタ
Ｑ１が所定周波数でオン，オフ制御され、トランス二次
側に整流平滑回路が設けられて直流出力が得られる。二
次側の出力安定化のために、トランジスタＱ１のエミッ
タには電流を検出するための抵抗Ｒ４が設けられ、二次
側には過電圧検出用のツェナーダイオードＺＤ１が設け
ら、更に過電圧や過負荷検出の結果によりトランジスタ
Ｑ１のオンオフ時間を制御するためにトランジスタＱ２
が設けられている。 【０００３】二次側でツェナーダイオードＺＤ１により
過電圧が検出されると、フォトカプラーＰＣの出力によ
りトランジスタＱ２がオン駆動され、これによりメイン
のトランジスタＱ１がオフ駆動される。即ち、ＰＷＭ制
御により定電圧特性が得られることになる。また、負荷
電流があるレベル以上に増大して、抵抗Ｒ４の端子電圧
がトランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧ＶBE以上
になると、やはりトランジスタＱ２がオン駆動され、こ
れによりメインのトランジスタＱ１がオフ駆動される。
即ち、このスイッチング電源の過負荷保護は過電流検出
により行われ、トランジスタＱ１に流れる最大電流で安
定するので、その出力特性は図５の実線のようになる。 【０００４】 【発明が解決しようとする課題】スイッチング電源の過
負荷短絡時の消費電流を減らすことを考えると、負荷電
圧−負荷電流特性は、図５の実線ではなく、破線で示す
ように電流を減少させることが望ましい。実線の場合の
短絡電流点Ａに対して、破線の場合短絡電流点はＢとな
る。しかし、短絡電流点をＢ点のように余り小さく設定
すると、電源の起動が困難になる。通常電源投入時は、
負荷が容量性であると瞬時出力短絡状態となるから、短
絡電流点が図５のＢ点のように小さいと、起動時の負荷
への突入電流により過負荷状態と判定してしまうことに
なるからである。 【０００５】この発明は上記事情を考慮してなされたも
ので、重負荷時のスイッチング起動を確実に行うことが
可能でかつ過負荷時の消費電力低減を図ったスイッチン
グ電源回路を提供することを目的としている。 【０００６】 【課題を解決するための手段】この発明は、直流電圧源
にスイッチング手段を介して一次巻線が接続されたトラ
ンスと、このトランスの二次側に整流平滑回路を設けて
構成された二次側回路と、この二次側回路の出力電圧お
よび電流を検出して前記スイッチング手段をオン，オフ
制御するスイッチング制御手段とを有するスイッチング
電源回路において、前記トランスに巻かれた第１の補助
巻線と整流回路によりフォワード・モードの出力を整流
して取り出す第１の整流出力手段と、前記トランスに巻
かれた第２の補助巻線と整流回路によりバックブースト
・モードの出力を整流して取り出す第２の整流出力手段
と、前記第２の整流出力手段の出力が所定のしきい値以
下になったときに過負荷状態と判定するしきい値回路
と、このしきい値回路により過負荷状態を判定したとき
に前記スイッチング制御手段への制御停止出力を出して
前記スイッチング手段を間欠発振状態に設定する発振制
御手段と、前記第１の整流出力手段の出力を微分して起
動時を検出して、前記発振制御手段の制御停止出力を遮
断するための微分回路とを備えたことを特徴としてい
る。 【０００７】この発明によると、フォワード・モードの
整流出力とバックブースト・モードの整流出力を利用し
て、過負荷状態を判定した時にはスイッチング制御手段
に対して間欠的に制御停止出力を出して、スイッチング
電源を間欠的発振モードにすることにより、過負荷状態
での消費電力低減が可能になる。一方、過負荷状態判定
とは別に、フォワード・モード整流出力を微分すること
で電源起動時の判定を行い、これにより制御停止出力を
遮断することによって、重負荷時での電源起動を可能と
している。 【０００８】 【発明の実施の形態】以下、図面を参照して、この発明
の実施例を説明する。図１は、一実施例のスイッチング
電源回路である。トランスＴの一次巻線Ｎ１は一端が直
流電圧源Ｅｉの正側端子に接続され、他端がメインのス
イッチング素子であるＮＰＮ型の第１のトランジスタＱ
１および電流検出用抵抗Ｒ４を介して直流電圧源Ｅｉの
負側端子に接続されている。電源Ｅｉの正側端子とトラ
ンジスタＱ１のベースとの間には起動用抵抗Ｒ１が設け
られている。トランスＴに巻かれた第１の補助巻線Ｎ２
は、第１のトランジスタＱ１を所定周波数でオン，オフ
制御すための駆動源であり、その一端がコンデンサＣ１
と抵抗Ｒ２を介して第１のトランジスタＱ１のベースに
接続されている。 【０００９】出力状態に応じて第１のトランジスタＱ１
をＰＷＭ制御するスイッチング制御手段として、ＮＰＮ
型の第２のトランジスタＱ２が設けられている。トラン
ジスタＱ２のコレクタはトランジスタＱ１のベースに、
エミッタは電源Ｅｉの負側端子に、ベースは抵抗Ｒ３を
介してトランジスタＱ１のエミッタにそれぞれ接続され
ている。 【００１０】トランスＴの二次巻線Ｎ２には、バックブ
ースト・モードのエネルギーによる出力を整流平滑して
直流出力を取り出すダイオードＤ２とコンデンサＣ３を
含む二次側回路１が構成されている。二次側回路１は、
過電圧を検出するためのツェナーダイオードＺＤ１とフ
ォトカプラーＰＣの発光素子との直列回路を含む。フォ
トカプラーＰＣの受光トランジスタは、第２の整流出力
回路３の出力と第２のトランジスタＱ２のベースの間に
挿入されて、これにより定電圧制御のためのトランジス
タＱ２の制御駆動がなされる。 【００１１】トランスＴには、第１の補助巻線Ｎ２と別
に第２の補助巻線Ｎ３を有する。第１の補助巻線Ｎ２
と、そのフォワード・モードのエネルギー出力を整流し
て取り出すダイオードＤ３とコンデンサＣ４からなる半
波整流回路により第１の整流出力回路２が構成されてい
る。第２の補助巻線Ｎ３と、そのバックブースト・モー
ドのエネルギー出力を整流して取り出すダイオードＤ１
とコンデンサＣ２からなる半波整流回路により第２の整
流出力回路３が構成されている。 【００１２】一次側には更に、二つの整流出力回路２，
３の出力により、起動時と過負荷状態とを判別して第２
のトランジスタＱ２を制御して発振制御を行うために、
ＮＰＮ型の第３のトランジスタＱ３が設けられている。
この発振制御用の第３のトランジスタＱ３は、コレクタ
が抵抗Ｒ６を介して第２のトランジスタＱ２のベース
に、また抵抗Ｒ５を介して第１の整流出力回路２の出力
端子に接続され、エミッタは直流電圧源Ｅｉの負側端子
に接続されている。 【００１３】第２の整流出力回路３の出力端子と第３の
トランジスタＱ３のベースとに間には、ツェナーダイオ
ードＺＤ２と抵抗Ｒ８が介挿されている。このツェナー
ダイオードＺＤ２は、第３の整流出力回路３の出力電圧
Ｖ３が所定のしきい値以下になったことを検出して、過
負荷状態を判定するためのしきい値回路４を構成してい
る。出力電圧Ｖ３はバックワード・モードの整流出力で
あるから、二次側出力電圧Ｖ２に比例した値になり、こ
れを監視することにより過負荷状態を検出することがで
きる。後に詳述するように、過負荷状態を検出すると第
３のトランジスタＱ３を間欠的にオフとし、これにより
第２のトランジスタＱ２のベースにスイッチング制御停
止出力が出される。 【００１４】第１の整流出力回路２の出力端子と第３の
トランジスタＱ３のベースの間には、コンデンサＣ５と
抵抗Ｒ７からなる微分回路５が介挿されている。コンデ
ンサＣ５と抵抗Ｒ７の接続点と直流電圧源Ｅｉの負側端
子との間にはダイオードＤ４を介在させている。この微
分回路５は、第２の整流出力回路２の出力の立上がりを
検出して電源の起動時を検出するもので、負荷状態の如
何に拘らず、起動時には第３のトランジスタＱ３をオン
駆動して、第２のトランジスタＱ２のベースに対するス
イッチング制御停止出力を遮断するようになっている。 【００１５】この様に構成されたスイッチング電源の動
作を次に説明する。先ず第１の整流出力回路２の出力電
圧Ｖ４は、フォワード出力整流であるから、通常動作時
でも過負荷時でも、第１のトランジスタＱ１がスイッチ
ングしている限り巻線Ｎ１とＮ２の巻数比で決まる値が
得られる。そして、トランジスタＱ３がオフの時、出力
電圧Ｖ４を、抵抗Ｒ５＋Ｒ６と抵抗Ｒ３により分割した
値で第２のトランジスタＱ２が十分オン駆動されるよう
に設定されている。 【００１６】第２の整流出力回路３の出力電圧Ｖ３は、
バックワード出力整流であるから、二次側出力電圧Ｖ２
に比例した値になる。例えば、巻線Ｎ３とＮ４の巻数が
等しければ、Ｖ３＝Ｖ２であり、過負荷状態になってＶ
２が低下すれば、Ｖ３も低下する。しきい値回路４を構
成するツェナーダイオードＺＤ２は、定常状態での出力
電圧Ｖ３でオン状態に保たれ、Ｖ３が−１Ｖ程度低下す
るとオフになるようなツェナー電圧をもつものとする。 【００１７】電源投入時、第１の整流出力回路２の出力
電圧Ｖ４により、微分回路５を介して第３のトランジス
タＱ３にベース電流が供給され、第３のトランジスタＱ
３は瞬時にオンして、抵抗Ｒ５，Ｒ６の接続ノードが接
地される。このとき第１のトランジスタＱ１を流れる起
動電流は、抵抗Ｒ４と（Ｒ３＋Ｒ６）により決定され
る。この起動電流は、最大負荷電流となるように設定さ
れる。 【００１８】電源起動により、二次側出力電圧Ｖ２に比
例した第２の整流出力回路３の出力電圧Ｖ３が現れる
と、ツェナーダイオードＺＤ２はオンして、抵抗Ｒ８を
介して第３のトランジスタＱ３のベース電流が供給され
る。即ち、起動時に瞬時微分回路５を介してトランジス
タＱ３に供給されるベース電流は、コンデンサＣ５の充
電が完了すると零になるが、引き続き第２の整流出力回
路３の出力電圧Ｖ３に基づいて抵抗Ｒ８を介してベース
電流が供給され、トランジスタＱ３のオン状態が保持さ
れる。これが定常状態、即ち第２のトランジスタＱ２に
対する制御停止出力遮断状態である。 【００１９】そして定常状態では、従来のスイッチング
電源と同様に、第１のトランジスタＱ１が所定周波数で
オン，オフ制御されて、バックブースト・モードによる
一定の二次側出力電圧Ｖ２が得られる。過電圧になる
と、二次側回路１のツェナーダイオードＺＤ１がオンし
て、フォトカプラーＰＣがオンし、これにより一次側の
第２のトランジスタＱ２がオンして、第１のトランジス
タＱ１をオフ駆動するというＰＷＭ制御がなされ、定電
圧出力が得られる。 【００２０】また一次側の電流検出用抵抗Ｒ４により過
電流が検出され、抵抗Ｒ４，Ｒ３およびＲ６の設定によ
り、従来のスイッチング電源と同様に出力電圧Ｖ２が低
下し始める。出力電圧Ｖ２が低下し、第２の整流出力回
路３の出力電圧Ｖ３がツェナーダイオードＺＤ２のツェ
ナー電圧以下、即ち約１Ｖ低下すると、ツェナーダイオ
ードＺＤ２はオフになって、第３のトランジスタＱ３の
ベース電流は遮断される。これがしきい値回路４による
過負荷状態検出である。 【００２１】この過負荷状態検出により、トランジスタ
Ｑ３がオフになると、そのコレクタ出力が第２のトラン
ジスタＱ２のベースに対するスイッチング制御停止出力
となる。即ち第１の整流出力回路２の出力電圧と、抵抗
Ｒ５＋Ｒ６とＲ３により決まるベース電流がトランジス
タＱ２に供給されてトランジスタＱ２がオンする。この
結果、トランジスタＱ１のベース・エミッタ間が短絡さ
れて発振が停止する。 【００２２】従って、このスイッチング電源の負荷電圧
−負荷電流特性は、図２のようになる。図２のパルス幅
での実効値が短絡電流値となる。発振停止状態は、第１
の整流出力回路２の出力コンデンサＣ４および微分回路
５のコンデンサＣ５の電荷が、抵抗Ｒ５，Ｒ６を介し、
抵抗Ｒ３，Ｒ４およびトランジスタＱ２のベースを介し
て放電され、トランジスタＱ２のオン状態を維持できな
くなるまで続く。トランジスタＱ２がオフになると、起
動時と同じ条件となり、再び微分回路５の出力によりト
ランジスタＱ３がオン駆動される。過負荷状態では以下
同様の動作の繰り返しにより、間欠発振となる。 【００２３】この間欠発振状態での負荷電流を時間軸上
で示すと、図３のように所定周期のパルス電流となる。
発振停止期間は、コンデンサＣ４，Ｃ５、抵抗Ｒ５，Ｒ
６等で決まる時定数により決まり、これをある程度大き
く設定すれば、平均短絡電流は非常に小さいものとする
ことができる。 【００２４】 【発明の効果】以上述べたようにこの発明によれば、フ
ォワード・モードの整流出力とバックブースト・モード
の整流出力を利用して、過負荷状態を判定した時にはス
イッチング制御手段に対して間欠的に制御停止出力を出
して、スイッチング電源を間欠的発振モードにすること
により、過負荷状態での消費電力低減を可能とし、一方
過負荷状態判定とは別に、フォワード・モード整流出力
を微分することで電源起動時の判定を行い、重負荷時で
の電源起動を支障なく行い得るようにしたスイッチング
電源回路を提供することができる。
源回路に係り、特にその過負荷保護回路の改良に関す
る。 【０００２】 【従来の技術】図４は、過負荷保護を考慮した従来のバ
ックブースト型スイッチング電源回路の例を示す。この
スイッチング電源回路は、トランスの一次巻線に直列に
接続されたメインスイッチング素子であるトランジスタ
Ｑ１が所定周波数でオン，オフ制御され、トランス二次
側に整流平滑回路が設けられて直流出力が得られる。二
次側の出力安定化のために、トランジスタＱ１のエミッ
タには電流を検出するための抵抗Ｒ４が設けられ、二次
側には過電圧検出用のツェナーダイオードＺＤ１が設け
ら、更に過電圧や過負荷検出の結果によりトランジスタ
Ｑ１のオンオフ時間を制御するためにトランジスタＱ２
が設けられている。 【０００３】二次側でツェナーダイオードＺＤ１により
過電圧が検出されると、フォトカプラーＰＣの出力によ
りトランジスタＱ２がオン駆動され、これによりメイン
のトランジスタＱ１がオフ駆動される。即ち、ＰＷＭ制
御により定電圧特性が得られることになる。また、負荷
電流があるレベル以上に増大して、抵抗Ｒ４の端子電圧
がトランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧ＶBE以上
になると、やはりトランジスタＱ２がオン駆動され、こ
れによりメインのトランジスタＱ１がオフ駆動される。
即ち、このスイッチング電源の過負荷保護は過電流検出
により行われ、トランジスタＱ１に流れる最大電流で安
定するので、その出力特性は図５の実線のようになる。 【０００４】 【発明が解決しようとする課題】スイッチング電源の過
負荷短絡時の消費電流を減らすことを考えると、負荷電
圧−負荷電流特性は、図５の実線ではなく、破線で示す
ように電流を減少させることが望ましい。実線の場合の
短絡電流点Ａに対して、破線の場合短絡電流点はＢとな
る。しかし、短絡電流点をＢ点のように余り小さく設定
すると、電源の起動が困難になる。通常電源投入時は、
負荷が容量性であると瞬時出力短絡状態となるから、短
絡電流点が図５のＢ点のように小さいと、起動時の負荷
への突入電流により過負荷状態と判定してしまうことに
なるからである。 【０００５】この発明は上記事情を考慮してなされたも
ので、重負荷時のスイッチング起動を確実に行うことが
可能でかつ過負荷時の消費電力低減を図ったスイッチン
グ電源回路を提供することを目的としている。 【０００６】 【課題を解決するための手段】この発明は、直流電圧源
にスイッチング手段を介して一次巻線が接続されたトラ
ンスと、このトランスの二次側に整流平滑回路を設けて
構成された二次側回路と、この二次側回路の出力電圧お
よび電流を検出して前記スイッチング手段をオン，オフ
制御するスイッチング制御手段とを有するスイッチング
電源回路において、前記トランスに巻かれた第１の補助
巻線と整流回路によりフォワード・モードの出力を整流
して取り出す第１の整流出力手段と、前記トランスに巻
かれた第２の補助巻線と整流回路によりバックブースト
・モードの出力を整流して取り出す第２の整流出力手段
と、前記第２の整流出力手段の出力が所定のしきい値以
下になったときに過負荷状態と判定するしきい値回路
と、このしきい値回路により過負荷状態を判定したとき
に前記スイッチング制御手段への制御停止出力を出して
前記スイッチング手段を間欠発振状態に設定する発振制
御手段と、前記第１の整流出力手段の出力を微分して起
動時を検出して、前記発振制御手段の制御停止出力を遮
断するための微分回路とを備えたことを特徴としてい
る。 【０００７】この発明によると、フォワード・モードの
整流出力とバックブースト・モードの整流出力を利用し
て、過負荷状態を判定した時にはスイッチング制御手段
に対して間欠的に制御停止出力を出して、スイッチング
電源を間欠的発振モードにすることにより、過負荷状態
での消費電力低減が可能になる。一方、過負荷状態判定
とは別に、フォワード・モード整流出力を微分すること
で電源起動時の判定を行い、これにより制御停止出力を
遮断することによって、重負荷時での電源起動を可能と
している。 【０００８】 【発明の実施の形態】以下、図面を参照して、この発明
の実施例を説明する。図１は、一実施例のスイッチング
電源回路である。トランスＴの一次巻線Ｎ１は一端が直
流電圧源Ｅｉの正側端子に接続され、他端がメインのス
イッチング素子であるＮＰＮ型の第１のトランジスタＱ
１および電流検出用抵抗Ｒ４を介して直流電圧源Ｅｉの
負側端子に接続されている。電源Ｅｉの正側端子とトラ
ンジスタＱ１のベースとの間には起動用抵抗Ｒ１が設け
られている。トランスＴに巻かれた第１の補助巻線Ｎ２
は、第１のトランジスタＱ１を所定周波数でオン，オフ
制御すための駆動源であり、その一端がコンデンサＣ１
と抵抗Ｒ２を介して第１のトランジスタＱ１のベースに
接続されている。 【０００９】出力状態に応じて第１のトランジスタＱ１
をＰＷＭ制御するスイッチング制御手段として、ＮＰＮ
型の第２のトランジスタＱ２が設けられている。トラン
ジスタＱ２のコレクタはトランジスタＱ１のベースに、
エミッタは電源Ｅｉの負側端子に、ベースは抵抗Ｒ３を
介してトランジスタＱ１のエミッタにそれぞれ接続され
ている。 【００１０】トランスＴの二次巻線Ｎ２には、バックブ
ースト・モードのエネルギーによる出力を整流平滑して
直流出力を取り出すダイオードＤ２とコンデンサＣ３を
含む二次側回路１が構成されている。二次側回路１は、
過電圧を検出するためのツェナーダイオードＺＤ１とフ
ォトカプラーＰＣの発光素子との直列回路を含む。フォ
トカプラーＰＣの受光トランジスタは、第２の整流出力
回路３の出力と第２のトランジスタＱ２のベースの間に
挿入されて、これにより定電圧制御のためのトランジス
タＱ２の制御駆動がなされる。 【００１１】トランスＴには、第１の補助巻線Ｎ２と別
に第２の補助巻線Ｎ３を有する。第１の補助巻線Ｎ２
と、そのフォワード・モードのエネルギー出力を整流し
て取り出すダイオードＤ３とコンデンサＣ４からなる半
波整流回路により第１の整流出力回路２が構成されてい
る。第２の補助巻線Ｎ３と、そのバックブースト・モー
ドのエネルギー出力を整流して取り出すダイオードＤ１
とコンデンサＣ２からなる半波整流回路により第２の整
流出力回路３が構成されている。 【００１２】一次側には更に、二つの整流出力回路２，
３の出力により、起動時と過負荷状態とを判別して第２
のトランジスタＱ２を制御して発振制御を行うために、
ＮＰＮ型の第３のトランジスタＱ３が設けられている。
この発振制御用の第３のトランジスタＱ３は、コレクタ
が抵抗Ｒ６を介して第２のトランジスタＱ２のベース
に、また抵抗Ｒ５を介して第１の整流出力回路２の出力
端子に接続され、エミッタは直流電圧源Ｅｉの負側端子
に接続されている。 【００１３】第２の整流出力回路３の出力端子と第３の
トランジスタＱ３のベースとに間には、ツェナーダイオ
ードＺＤ２と抵抗Ｒ８が介挿されている。このツェナー
ダイオードＺＤ２は、第３の整流出力回路３の出力電圧
Ｖ３が所定のしきい値以下になったことを検出して、過
負荷状態を判定するためのしきい値回路４を構成してい
る。出力電圧Ｖ３はバックワード・モードの整流出力で
あるから、二次側出力電圧Ｖ２に比例した値になり、こ
れを監視することにより過負荷状態を検出することがで
きる。後に詳述するように、過負荷状態を検出すると第
３のトランジスタＱ３を間欠的にオフとし、これにより
第２のトランジスタＱ２のベースにスイッチング制御停
止出力が出される。 【００１４】第１の整流出力回路２の出力端子と第３の
トランジスタＱ３のベースの間には、コンデンサＣ５と
抵抗Ｒ７からなる微分回路５が介挿されている。コンデ
ンサＣ５と抵抗Ｒ７の接続点と直流電圧源Ｅｉの負側端
子との間にはダイオードＤ４を介在させている。この微
分回路５は、第２の整流出力回路２の出力の立上がりを
検出して電源の起動時を検出するもので、負荷状態の如
何に拘らず、起動時には第３のトランジスタＱ３をオン
駆動して、第２のトランジスタＱ２のベースに対するス
イッチング制御停止出力を遮断するようになっている。 【００１５】この様に構成されたスイッチング電源の動
作を次に説明する。先ず第１の整流出力回路２の出力電
圧Ｖ４は、フォワード出力整流であるから、通常動作時
でも過負荷時でも、第１のトランジスタＱ１がスイッチ
ングしている限り巻線Ｎ１とＮ２の巻数比で決まる値が
得られる。そして、トランジスタＱ３がオフの時、出力
電圧Ｖ４を、抵抗Ｒ５＋Ｒ６と抵抗Ｒ３により分割した
値で第２のトランジスタＱ２が十分オン駆動されるよう
に設定されている。 【００１６】第２の整流出力回路３の出力電圧Ｖ３は、
バックワード出力整流であるから、二次側出力電圧Ｖ２
に比例した値になる。例えば、巻線Ｎ３とＮ４の巻数が
等しければ、Ｖ３＝Ｖ２であり、過負荷状態になってＶ
２が低下すれば、Ｖ３も低下する。しきい値回路４を構
成するツェナーダイオードＺＤ２は、定常状態での出力
電圧Ｖ３でオン状態に保たれ、Ｖ３が−１Ｖ程度低下す
るとオフになるようなツェナー電圧をもつものとする。 【００１７】電源投入時、第１の整流出力回路２の出力
電圧Ｖ４により、微分回路５を介して第３のトランジス
タＱ３にベース電流が供給され、第３のトランジスタＱ
３は瞬時にオンして、抵抗Ｒ５，Ｒ６の接続ノードが接
地される。このとき第１のトランジスタＱ１を流れる起
動電流は、抵抗Ｒ４と（Ｒ３＋Ｒ６）により決定され
る。この起動電流は、最大負荷電流となるように設定さ
れる。 【００１８】電源起動により、二次側出力電圧Ｖ２に比
例した第２の整流出力回路３の出力電圧Ｖ３が現れる
と、ツェナーダイオードＺＤ２はオンして、抵抗Ｒ８を
介して第３のトランジスタＱ３のベース電流が供給され
る。即ち、起動時に瞬時微分回路５を介してトランジス
タＱ３に供給されるベース電流は、コンデンサＣ５の充
電が完了すると零になるが、引き続き第２の整流出力回
路３の出力電圧Ｖ３に基づいて抵抗Ｒ８を介してベース
電流が供給され、トランジスタＱ３のオン状態が保持さ
れる。これが定常状態、即ち第２のトランジスタＱ２に
対する制御停止出力遮断状態である。 【００１９】そして定常状態では、従来のスイッチング
電源と同様に、第１のトランジスタＱ１が所定周波数で
オン，オフ制御されて、バックブースト・モードによる
一定の二次側出力電圧Ｖ２が得られる。過電圧になる
と、二次側回路１のツェナーダイオードＺＤ１がオンし
て、フォトカプラーＰＣがオンし、これにより一次側の
第２のトランジスタＱ２がオンして、第１のトランジス
タＱ１をオフ駆動するというＰＷＭ制御がなされ、定電
圧出力が得られる。 【００２０】また一次側の電流検出用抵抗Ｒ４により過
電流が検出され、抵抗Ｒ４，Ｒ３およびＲ６の設定によ
り、従来のスイッチング電源と同様に出力電圧Ｖ２が低
下し始める。出力電圧Ｖ２が低下し、第２の整流出力回
路３の出力電圧Ｖ３がツェナーダイオードＺＤ２のツェ
ナー電圧以下、即ち約１Ｖ低下すると、ツェナーダイオ
ードＺＤ２はオフになって、第３のトランジスタＱ３の
ベース電流は遮断される。これがしきい値回路４による
過負荷状態検出である。 【００２１】この過負荷状態検出により、トランジスタ
Ｑ３がオフになると、そのコレクタ出力が第２のトラン
ジスタＱ２のベースに対するスイッチング制御停止出力
となる。即ち第１の整流出力回路２の出力電圧と、抵抗
Ｒ５＋Ｒ６とＲ３により決まるベース電流がトランジス
タＱ２に供給されてトランジスタＱ２がオンする。この
結果、トランジスタＱ１のベース・エミッタ間が短絡さ
れて発振が停止する。 【００２２】従って、このスイッチング電源の負荷電圧
−負荷電流特性は、図２のようになる。図２のパルス幅
での実効値が短絡電流値となる。発振停止状態は、第１
の整流出力回路２の出力コンデンサＣ４および微分回路
５のコンデンサＣ５の電荷が、抵抗Ｒ５，Ｒ６を介し、
抵抗Ｒ３，Ｒ４およびトランジスタＱ２のベースを介し
て放電され、トランジスタＱ２のオン状態を維持できな
くなるまで続く。トランジスタＱ２がオフになると、起
動時と同じ条件となり、再び微分回路５の出力によりト
ランジスタＱ３がオン駆動される。過負荷状態では以下
同様の動作の繰り返しにより、間欠発振となる。 【００２３】この間欠発振状態での負荷電流を時間軸上
で示すと、図３のように所定周期のパルス電流となる。
発振停止期間は、コンデンサＣ４，Ｃ５、抵抗Ｒ５，Ｒ
６等で決まる時定数により決まり、これをある程度大き
く設定すれば、平均短絡電流は非常に小さいものとする
ことができる。 【００２４】 【発明の効果】以上述べたようにこの発明によれば、フ
ォワード・モードの整流出力とバックブースト・モード
の整流出力を利用して、過負荷状態を判定した時にはス
イッチング制御手段に対して間欠的に制御停止出力を出
して、スイッチング電源を間欠的発振モードにすること
により、過負荷状態での消費電力低減を可能とし、一方
過負荷状態判定とは別に、フォワード・モード整流出力
を微分することで電源起動時の判定を行い、重負荷時で
の電源起動を支障なく行い得るようにしたスイッチング
電源回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の一実施例に係るスイッチング電源
回路を示す。 【図２】 同実施例の負荷電圧−負荷電流特性を示す。 【図３】 同実施例の間欠発振状態の負荷電流特性を示
す。 【図４】 従来のスイッチング電源回路を示す。 【図５】 従来のスイッチング電源回路の負荷電圧−負
荷電流特性を示す。 【符号の説明】 Ｑ１…第１のトランジスタ（スイッチング用）、Ｑ２…
第２のトランジスタ（スイッチング制御用）、Ｑ３…第
３のトランジスタ（発振制御用）、Ｔ…トランス、Ｎ１
…一次巻線、Ｎ２…二次巻線、Ｎ３…第１の補助巻線、
Ｎ４…第２の補助巻線、１…二次側回路、２…第１の整
流出力回路（フォワード・モード）、３…第２の整流出
力回路（バックブースト・モード）、４…しきい値回
路、５…微分回路。
回路を示す。 【図２】 同実施例の負荷電圧−負荷電流特性を示す。 【図３】 同実施例の間欠発振状態の負荷電流特性を示
す。 【図４】 従来のスイッチング電源回路を示す。 【図５】 従来のスイッチング電源回路の負荷電圧−負
荷電流特性を示す。 【符号の説明】 Ｑ１…第１のトランジスタ（スイッチング用）、Ｑ２…
第２のトランジスタ（スイッチング制御用）、Ｑ３…第
３のトランジスタ（発振制御用）、Ｔ…トランス、Ｎ１
…一次巻線、Ｎ２…二次巻線、Ｎ３…第１の補助巻線、
Ｎ４…第２の補助巻線、１…二次側回路、２…第１の整
流出力回路（フォワード・モード）、３…第２の整流出
力回路（バックブースト・モード）、４…しきい値回
路、５…微分回路。
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 【請求項１】 直流電圧源にスイッチング手段を介して
一次巻線が接続されたトランスと、このトランスの二次
側に整流平滑回路を設けて構成された二次側回路と、こ
の二次側回路の出力電圧および電流を検出して前記スイ
ッチング手段をオン，オフ制御するスイッチング制御手
段とを有するスイッチング電源回路において、 前記トランスに巻かれた第１の補助巻線と整流回路によ
りフォワード・モードの出力を整流して取り出す第１の
整流出力手段と、 前記トランスに巻かれた第２の補助巻線と整流回路によ
りバックブースト・モードの出力を整流して取り出す第
２の整流出力手段と、 前記第２の整流出力手段の出力が所定のしきい値以下に
なったときに過負荷状態と判定するしきい値回路と、 このしきい値回路により過負荷状態を判定したときに前
記スイッチング制御手段への制御停止出力を出して前記
スイッチング手段を間欠発振状態に設定する発振制御手
段と、 前記第１の整流出力手段の出力を微分して起動時を検出
して、前記発振制御手段の制御停止出力を遮断するため
の微分回路とを備えたことを特徴とするスイッチング電
源回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26359395A JP3367300B2 (ja) | 1995-09-18 | 1995-09-18 | スイッチング電源回路 |
| TW085110920A TW340272B (en) | 1995-09-18 | 1996-09-06 | Switching power supply circuit |
| US08/712,190 US5838556A (en) | 1995-09-18 | 1996-09-11 | Switching power supply circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26359395A JP3367300B2 (ja) | 1995-09-18 | 1995-09-18 | スイッチング電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0984347A JPH0984347A (ja) | 1997-03-28 |
| JP3367300B2 true JP3367300B2 (ja) | 2003-01-14 |
Family
ID=17391707
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP26359395A Expired - Fee Related JP3367300B2 (ja) | 1995-09-18 | 1995-09-18 | スイッチング電源回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5838556A (ja) |
| JP (1) | JP3367300B2 (ja) |
| TW (1) | TW340272B (ja) |
Families Citing this family (21)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3230475B2 (ja) * | 1997-11-06 | 2001-11-19 | 株式会社村田製作所 | 制御電力供給回路 |
| JP3273598B2 (ja) * | 1998-01-28 | 2002-04-08 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置 |
| JPH11235036A (ja) * | 1998-02-09 | 1999-08-27 | Murata Mfg Co Ltd | 自励発振型スイッチング電源装置 |
| JP3387456B2 (ja) * | 1998-10-29 | 2003-03-17 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置 |
| WO2001057999A1 (en) * | 2000-02-04 | 2001-08-09 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Dc/dc conversion circuit |
| US7187563B1 (en) * | 2004-06-23 | 2007-03-06 | Cisco Technology, Inc. | DC/DC converter with multiple mutually-isolated power sources |
| JP5042536B2 (ja) * | 2006-06-16 | 2012-10-03 | ローム株式会社 | 電源装置及びこれを備えた電気機器 |
| EP2156540A1 (en) | 2007-05-25 | 2010-02-24 | Thomson Licensing | Power supply |
| KR101239978B1 (ko) * | 2007-08-17 | 2013-03-06 | 삼성전자주식회사 | 스위칭 모드 전원공급장치 및 그 전원공급방법 |
| CN101272098B (zh) * | 2008-04-08 | 2010-11-03 | 广州金升阳科技有限公司 | 双三极管电流控制型自振荡反激变换器 |
| CN102005928B (zh) * | 2010-12-06 | 2012-09-19 | 山东大学 | 光伏高频隔离升压软开关dc/dc变换器及其控制方法 |
| CN102005917B (zh) * | 2010-12-15 | 2012-11-14 | 电子科技大学 | 一种恒压输出电荷泵电路 |
| CN102005929B (zh) * | 2010-12-27 | 2012-12-12 | 东莞乐感智能科技有限公司 | 一种开关电源电路 |
| CN103376344B (zh) | 2012-04-20 | 2016-03-30 | 台达电子工业股份有限公司 | 电流检测装置及电能质量补偿系统 |
| JP6070164B2 (ja) | 2012-12-21 | 2017-02-01 | サンケン電気株式会社 | スイッチング電源装置 |
| US9601982B1 (en) * | 2013-08-27 | 2017-03-21 | Flextronics Ap, Llc | Switchable auxiliary supply circuit |
| JP2015070750A (ja) * | 2013-09-30 | 2015-04-13 | 株式会社デンソー | 電力変換装置 |
| US9660544B1 (en) | 2014-08-08 | 2017-05-23 | Flextronics Ap, Llc | Self-driven synchronous rectifier circuit |
| CN105633918B (zh) * | 2014-11-07 | 2019-02-12 | 北京时代科技股份有限公司 | 一种逆变电源抗磁饱和装置 |
| CN106301028A (zh) * | 2016-09-30 | 2017-01-04 | 四川万康节能环保科技有限公司 | 一种高压静电产生器用多电路处理型直流高压电源 |
| CN106329897A (zh) * | 2016-09-30 | 2017-01-11 | 四川万康节能环保科技有限公司 | 基于脉冲调整电路的静电产生器用全波整流型直流电源 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NL8601395A (nl) * | 1986-05-30 | 1987-12-16 | At & T & Philips Telecomm | Gelijkspanningsomzetter met overbelastingbeveiliging. |
| JPS63138881U (ja) * | 1987-02-27 | 1988-09-13 | ||
| ATE150231T1 (de) * | 1993-01-21 | 1997-03-15 | Lambda Electronics Inc | Überlastschutz eines schaltnetzteiles |
| US5424933A (en) * | 1994-01-03 | 1995-06-13 | Avionic Instruments, Inc. | Resonant forward converter circuit with control circuit for controlling switching transistor on and off times |
| US5528483A (en) * | 1994-08-23 | 1996-06-18 | Siliconix, Inc. | Voltage converter with frequency shift protection against overload current |
-
1995
- 1995-09-18 JP JP26359395A patent/JP3367300B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1996
- 1996-09-06 TW TW085110920A patent/TW340272B/zh not_active IP Right Cessation
- 1996-09-11 US US08/712,190 patent/US5838556A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5838556A (en) | 1998-11-17 |
| JPH0984347A (ja) | 1997-03-28 |
| TW340272B (en) | 1998-09-11 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3367300B2 (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP3495012B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP4430746B2 (ja) | 動作モード及び待機モードを有するスイッチト−モード電源回路 | |
| KR20040030446A (ko) | 스위칭 전원 장치 | |
| KR100521112B1 (ko) | 보조 전원 장치의 제어 회로 | |
| JP6155586B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2002204572A (ja) | スイッチング電源及びその制御方法 | |
| US5852549A (en) | Power-supply circuit | |
| JPH11275857A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| EP0806076B1 (en) | Power-supply circuit | |
| JP2004289981A (ja) | スイッチング電源 | |
| JPH11235028A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP4292851B2 (ja) | 直流電源装置 | |
| JP2003259636A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| EP0824781B1 (en) | Power-supply circuit | |
| WO2005088819A1 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPH08126311A (ja) | 電源装置 | |
| JPH05176541A (ja) | 補助電源回路 | |
| JP2705303B2 (ja) | 電源回路 | |
| JP2001309656A (ja) | リンギングチョークコンバータ及び過負荷検出方法 | |
| JPH0811057Y2 (ja) | 入力電圧監視回路を有する電源装置 | |
| JPH08223909A (ja) | 多出力スイッチングレギュレータ | |
| JP2004080859A (ja) | スイッチング電源制御回路 | |
| JP2002291242A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPH11136933A (ja) | スイッチング電源装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |