JP6070164B2

JP6070164B2 - スイッチング電源装置

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Publication number: JP6070164B2
Application number: JP2012279100A
Authority: JP
Inventors: 利浩中野
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Description

本発明は、スイッチング素子をオンオフするスイッチング動作によって電力変換を行うスイッチング電源装置に関し、特にスイッチング動作を制御する制御回路に起動電流を供給する起動回路を定電流回路で構成したスイッチング電源装置に関する。

スイッチング電源装置において、直流電源の投入時に、スイッチング動作を制御する制御回路に対して起動電流を供給する起動回路を定電流回路で構成することが提案されている（例えば、特許文献１参照）。

従来のスイッチング電源装置は、図６に示すように、コンデンサＣ１と、起動回路１と、一次巻線Ｐ１、二次巻線Ｓ１及び三次巻線Ｐ２を有するトランスＴと、例えばＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１０と、スイッチング素子Ｑ１０に流れる電流を検出する抵抗Ｒ１０と、スイッチング素子Ｑ１０のオンオフを制御する制御回路３と、ダイオードＤ１１及びコンデンサＣ１１からなる第１整流平滑回路と、ダイオードＤ１０及びコンデンサＣ１０からなる第２整流平滑回路と、検出回路７とを備えている。

コンデンサＣ１は、交流電源を整流平滑してスイッチング電源に入力する場合の平滑コンデンサなどで、スイッチング電源の入力部に付けられるコンデンサを等価的に表す。コンデンサＣ１により、スイッチング電源に入力された直流電源Ｅが遮断されても直ちに電圧がゼロにならない。起動回路１は、コンデンサＣ１の正側端子とトランスＴの一次巻線Ｐ１の一端との接続点と、制御回路３の電源入力端子ＶＣＣとの間に接続され、直流電源Ｅが常時又は断続的に印加される。制御回路３は、起動電圧Ｖｏｎ（例えば１８Ｖ）で起動し、停止電圧Ｖｏｆｆ（例えば９Ｖ）で停止する。制御回路３は、検出回路７で検出された出力電圧Ｖｏｕｔに基づいてスイッチング素子Ｑ１０をオン／オフさせることにより出力電圧を所定電圧に制御する。

起動回路１は、抵抗Ｒ１と定電流回路ＣＣ１とスイッチＳＷ１とダイオードＤ１とからなる直列回路と、比較器ＣＰとを備えている。そして、抵抗Ｒ１と定電流回路ＣＣ１とスイッチＳＷ１とダイオードＤ１とからなる直列回路が、コンデンサＣ１の正側端子とトランスＴの一次巻線Ｐ１の一端との接続点と、制御回路３の電源入力端子ＶＣＣとの間に接続されている。比較器ＣＰは、非反転入力端子がダイオードＤ１のカソードと制御回路３の電源入力端子ＶＣＣとの接続点に接続され、反転入力端子が基準電源Ｖｒ１に接続されている。そして、比較器ＣＰの出力端子は、スイッチＳＷ１の接点に接続されている。比較器ＣＰは、ヒステリシス特性を有し、反転入力端子が制御回路３の起動電圧Ｖｏｎ（例えば１８Ｖ）になるとＨレベルを出力し、出力がＨレベルの状態から反転入力端子が制御回路３の停止電圧Ｖｏｆｆ（例えば９Ｖ）になるとＬレベルを出力する。

このように構成されたスイッチング電源装置の動作について図７を参照して説明する。
まず、時刻ｔ１で直流電源Ｅが入力されると、起動回路１では抵抗Ｒ１を介して定電流回路ＣＣ１に入力電圧Ｖｓｔが印加される。このとき、比較器ＣＰの出力はＬレベルであるため、スイッチＳＷ１はオンしている。従って、定電流回路ＣＣ１により所定の定電流Ｉｃ（例えば２．５ｍＡ）が起動電流Ｉｓｔとして流れ、ダイオードＤ１を介してコンデンサＣ１０が充電され、コンデンサＣ１０の電圧が上昇する。コンデンサＣ１０の電圧は、制御回路３の電源入力端子ＶＣＣに供給され、制御回路３の電源電圧Ｖｃｃとなる。

最初、電源電圧Ｖｃｃは、制御回路３の起動電圧Ｖｏｎ以下であるので、比較器ＣＰの出力はＬレベルであり、スイッチＳＷ１はオンを継続する。時刻ｔ２での電源電圧Ｖｃｃが起動電圧Ｖｏｎに達すると、制御回路３が起動する。制御回路３が起動されると、制御回路３から駆動信号Ｄｒｖが送出され、スイッチング素子Ｑ１０がオンオフを開始する。このため、トランスＴの一次巻線Ｐ１に断続的に直流電源Ｅが印加され、二次巻線Ｓ１に電圧が誘起する。二次巻線Ｓ１に発生した電圧はダイオードＤ１１、コンデンサＣ１１で整流平滑され、負荷５に出力電圧Ｖｏｕｔが供給される。負荷５に供給される出力電圧Ｖｏｕｔは、検出回路７で基準電圧と比較され、その誤差信号が制御回路３に入力される。制御回路３は、誤差信号に基づいたデューティの駆動信号Ｄｒｖを生成し、スイッチング素子Ｑ１０をオン／オフさせる。

また、時刻ｔ２で電源電圧Ｖｃｃが起動電圧Ｖｏｎになると同時に、比較器ＣＰの出力がＬレベルからＨレベルになり、スイッチＳＷ１がオフする。これにより、起動回路１によるコンデンサＣ１０の充電は停止され、以降、トランスＴの三次巻線Ｐ２に発生した電圧をダイオードＤ１０、コンデンサＣ１０で整流平滑した直流電圧が制御回路３に供給される。

特開２００３−３３３８４０号公報

しかしながら、近年は、制御回路３の起動を速くすると共に、低コスト化のため、電源電圧Ｖｃｃを供給するコンデンサＣ１０の小容量化が図られている。コンデンサＣ１０を小容量化した場合、従来技術では、起動不良になってしまう虞がある。すなわち、従来技術では、電源電圧Ｖｃｃが起動電圧Ｖｏｎになると同時に、コンデンサＣ１０への起動回路１による充電が停止され、トランスＴの三次巻線Ｐ２に電圧が発生するまでの間は、コンデンサＣ１０へ充電が行われない。従って、コンデンサＣ１０を小容量化した場合には、制御回路３の起動に伴って電源電圧Ｖｃｃが急激に低下して、制御回路３の停止電圧Ｖｏｆｆを下回り、起動不良を起こしてしまうという問題があった。この場合には、制御回路３の起動と停止とが繰り返されることになる。

本発明の目的は、上記問題点に鑑みて従来技術の上記問題を解決し、起動不良を起こすことなく、電源電圧を供給するコンデンサを小容量化することができるスイッチング電源装置を提供することにある。

本発明のスイッチング電源装置は、トランスの一次巻線を介して直流電源に接続されたスイッチング素子と、前記スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、前記トランスの二次巻線に発生する電圧を整流及び平滑して負荷に供給する第１整流平滑回路と、前記トランスの三次巻線に発生する電圧を整流及び平滑して前記制御回路に電源電圧として供給する第２整流平滑回路とを備えるスイッチング電源装置であって、前記電源電圧が前記制御回路の起動電圧よりも低い第１の閾電圧以下の場合と前記起動電圧を超える場合とには、第１の定電流を起動電流として前記制御回路に供給すると共に、前記電源電圧が前記第１の閾電圧を超えて前記起動電圧以下の場合には、前記第１の定電流より大きい第２の定電流を前記起動電流として前記制御回路に供給する起動回路を具備し、前記起動回路は、前記電源電圧が前記制御回路の起動電圧よりも高い第２の閾電圧を超えると、前記電源電圧の上昇に伴って前記第１の定電流を低下させることを特徴とする。
さらに、本発明のスイッチング電源装置において、前記第１の閾電圧は、前記制御回路の停止電圧よりも低く設定しても良い。
また、本発明の起動回路は、トランスの一次巻線を介して直流電源に接続されたスイッチング素子と、前記スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、前記トランスの二次巻線に発生する電圧を整流及び平滑して負荷に供給する第１整流平滑回路と、前記トランスの三次巻線に発生する電圧を整流及び平滑して前記制御回路に電源電圧として供給する第２整流平滑回路とを備えるスイッチング電源装置に設けられ、前記直流電源の投入時に起動電流を前記制御回路に供給する起動回路であって、前記電源電圧が前記制御回路の起動電圧よりも低い第１の閾電圧以下の場合と前記起動電圧を超える場合とには、第１の定電流を起動電流として前記制御回路に供給すると共に、前記電源電圧が前記閾電圧を超えて前記起動電圧以下の場合には、前記第１の定電流より大きい第２の定電流を起動電流として前記制御回路に供給、前記電源電圧が前記制御回路の起動電圧よりも高い第２の閾電圧を超えると、前記電源電圧の上昇に伴って前記第１の定電流を低下させることを特徴とする。

本発明によれば、制御回路の起動後、トランスの三次巻線に発生する電圧が動作電圧まで立ち上がるまでの電源電圧の低下を抑制することができるため、動作電圧の安定を得ることができ、電源電圧充電用のコンデンサを小容量化しても、起動不良を起こすことがないという効果を奏する。

本発明に係るスイッチング電源装置の第１の実施の形態の回路構成を示す回路構成図である。図１の各部の信号波形及び動作波形を示す波形図である。図１に示す制御回路の電源入力端子ＶＣＣと接地端子ＧＮＤとの間が短絡している状態での各部の信号波形及び動作波形を示す波形図である。本発明に係るスイッチング電源装置の第２の実施の形態の回路構成を示す回路構成図である。図４の各部の信号波形及び動作波形を示す波形図である。従来のスイッチング電源装置の回路構成を示す回路構成図である。図６の各部の信号波形及び動作波形を示す波形図である。図６に示す制御回路の電源入力端子ＶＣＣと接地端子ＧＮＤとの間が短絡している状態での各部の信号波形及び動作波形を示す波形図である。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付している。ただし、図面は模式的なものであり、現実のものとは異なる。また、図面相互間においても互いの寸法の関係や比率が異なる部分が含まれている場合がある。

（第１の実施の形態）
第１の実施の形態のスイッチング電源装置は、図１を参照すると、コンデンサＣ１と、起動回路１ａと、一次巻線Ｐ１、二次巻線Ｓ１及び三次巻線Ｐ２を有するトランスＴと、例えばＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１０と、スイッチング素子Ｑ１０に流れる電流を検出する抵抗Ｒ１０と、スイッチング素子Ｑ１０のオンオフを制御する制御回路３と、ダイオードＤ１１及びコンデンサＣ１１からなる第１整流平滑回路と、ダイオードＤ１０及びコンデンサＣ１０からなる第２整流平滑回路と、検出回路７とを備えている。

第１の実施の形態のスイッチング電源装置は、図６に示す従来のスイッチング電源装置に対して、起動回路１ａと制御回路３ａとの構成のみが異なり、以下、起動回路１ａ及び制御回路３ａの構成及び動作についてのみ説明する。

起動回路１ａは、抵抗Ｒ１〜Ｒ９と、ツェナーダイオードＺＤ１〜ＺＤ３と、ＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ３、Ｑ４と、ダイオードＤ１と、トランジスタＱ２、Ｑ５とを備えている。抵抗Ｒ１と、ツェナーダイオードＺＤ１と、ＭＯＳＦＥＴＱ１と、抵抗Ｒ３と、抵抗Ｒ４と、ダイオードＤ１とからなる直列回路が、コンデンサＣ１の正側端子とトランスＴの一次巻線Ｐ１の一端との接続点と、制御回路３ａの電源入力端子ＶＣＣとの間に接続されている。抵抗Ｒ１とツェナーダイオードＺＤ１のカソードとが接続され、ダイオードＺＤ１のアノードがＭＯＳＦＥＴＱ１のドレインに接続されている。ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン・ゲート間には、抵抗Ｒ２が接続されている。そして、ＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートとダイオードＤ１のアノードとの間には、ツェナーダイオードＺＤ２が接続されている。

また、ＭＯＳＦＥＴＱ１のソースとダイオードＤ１のアノード間には、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４とからなる直列回路が接続されている。そして、抵抗Ｒ４に流れる電流が定電流になるように、トランジスタＱ２とツェナーダイオードＺＤ３とからなる直列回路が、ＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートとダイオードＤ１のアノード間に接続されている。トランジスタＱ２のベースは、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との接続点に接続され、トランジスタＱ２のエミッタは、ツェナーダイオードＺＤ３のカソードに接続されている。

抵抗Ｒ４の両端には、抵抗Ｒ５とＭＯＳＦＥＴＱ３とからなる直列回路が接続されている。ＭＯＳＦＥＴＱ３のゲートは、トランジスタＱ２のエミッタとツェナーダイオードＺＤ３のカソードとの接続点に接続され、ＭＯＳＦＥＴＱ３のゲート・ソース間にはＭＯＳＦＥＴＱ４が接続されている。ＭＯＳＦＥＴＱ４のゲートは、抵抗Ｒ６を介してＭＯＳＦＥＴＱ１のソースに接続されている。

制御回路３ａの電源入力端子ＶＣＣと接地端子ＧＮＤと間には抵抗Ｒ７と抵抗Ｒ８とからなる直列回路が接続されている。抵抗Ｒ８の端子間にトランジスタＱ５のベース・エミッタが接続されている。トランジスタＱ５のコレクタは、抵抗Ｒ９を介してＭＯＳＦＥＴＱ４のゲートに接続されている。
また、トランジスタＱ５のベースと抵抗Ｒ８の接続点には、制御回路３ａの停止信号出力端子ＯＦＦに接続されている。

ＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ４、抵抗Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ６、トランジスタＱ２は、第１の定電流回路を構成する。抵抗Ｒ６を介してＭＯＳＦＥＴＱ４のゲートにＭＯＳＦＥＴＱ１のソース電圧が加わると、ＭＯＳＦＥＴＱ４がオン状態になる。ＭＯＳＦＥＴＱ４がオン状態になると、ＭＯＳＦＥＴＱ３がオフされ、トランジスタＱ２のエミッタとダイオードＤ１のアノードとが接続される。これにより、抵抗Ｒ４の電圧降下をトランジスタＱ２のベース・エミッタで検出し、ＭＯＳＦＥＴＱ１のゲート電圧を、抵抗Ｒ４の電圧降下が一定になるように動作する。即ち、抵抗Ｒ４に流れる電流は定電流となり、前述の構成は第１の定電流回路となる。この時の電流値を第１の定電流Ｉａと規定する。

第１の定電流が流れることで、ダイオードＤ１を介してコンデンサＣ１０が充電され、電源電圧Ｖｃｃ（制御回路３ａの電源入力端子ＶＣＣと接地端子との間の電圧）が予め設定された第１の閾電圧Ｖ１を超えると、抵抗Ｒ７と抵抗Ｒ８とを介してトランジスタＱ５がオンする。なお、第１の閾電圧Ｖ１は、制御回路３ａの起動電圧Ｖｏｎ（例えば１８Ｖ）よりも低く、さらに制御回路３ａの停止電圧Ｖｏｆｆ（例えば９Ｖ）よりも低い電圧に設定されている。トランジスタＱ５のオンに伴い、抵抗Ｒ９を介してＭＯＳＦＥＴＱ４のゲート電圧が低下し、ＭＯＳＦＥＴＱ４がオフされる。ＭＯＳＦＥＴＱ４のオフに伴いＭＯＳＦＥＴＱ３がオン状態になり、抵抗Ｒ４は抵抗Ｒ５との並列抵抗接続となる。また、ツェナーダイオードＺＤ３の電圧が上昇し、トランジスタＱ２は、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５との並列抵抗の電圧降下をツェナーダイオードＺＤ３のツェナー電圧を介して検出する。これにより、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５との並列抵抗に流れる電流は定電流となり、且つ、第１の定電流Ｉａよりも大きな電流値となる。この時の定電流値を第２の定電流Ｉｂと規定する。従って、ＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ３、抵抗Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、トランジスタＱ２、ツェナーダイオードＤ３は、第２の定電流Ｉｂを供給する第２の定電流回路を構成することになる。

なお、ツェナーダイオードＺＤ２は、前述の第１の定電流回路及び第２の定電流回路が機能しなかった場合に、ＭＯＳＦＥＴＱ１から過大な電流が流れないようにするため、抵抗Ｒ３及び抵抗Ｒ４に印加される電圧をクランプして電流制限を行う保護素子となる。

図２は、図１の各部の信号波形、及び動作波形を示したもので、（ａ）は入力電圧Ｖｓｔ、（ｂ）は制御電圧Ｖｃｃ、（ｃ）は出力電圧Ｖｏｕｔ、（ｄ）はトランジスタＱ５のｏｎ／ｏｆｆ状態、（ｅ）は起動電流Ｉｓｔ、（ｆ）は駆動信号Ｄｒｖをそれぞれ示している。

時刻ｔ１１で直流電源Ｅが投入されると、直流電源Ｅから抵抗Ｒ１への入力電圧Ｖｓｔが上昇する。これにより、ＭＯＳＦＥＴＱ４のゲートに抵抗Ｒ６を介してＭＯＳＦＥＴＱ１ソース電圧が加わり、ＭＯＳＦＥＴＱ４がオン状態になるため、起動電流Ｉｓｔとして第１の定電流Ｉａが流れ始める。

コンデンサＣ１０が第１の定電流Ｉａによって充電され、時刻ｔ１２で電源電圧Ｖｃｃが第１の閾電圧Ｖ１を超えると、トランジスタＱ５がオンする。トランジスタＱ５がオンすると、起動電流Ｉｓｔが第１の定電流Ｉａよりも大きい第２の定電流Ｉｂに切り替わり、第２の定電流ＩｂによってコンデンサＣ１０が充電される。

コンデンサＣ１０が第２の定電流Ｉｂによって充電され、時刻ｔ１３で電源電圧Ｖｃｃが起動電圧Ｖｏｎを超えると、制御回路３ａは起動する。制御回路３ａは、起動すると、スイッチング素子Ｑ１０の駆動する駆動信号Ｄｒｖを出力すると共に、停止信号出力端子ＯＦＦから停止信号を出力してトランジスタＱ５をオフさせる。これにより、起動電流Ｉｓｔが再び第１の定電流Ｉａに切り替わる。すなわち、制御回路３ａが起動された後も、起動回路１ａから制御回路３ａに第１の定電流Ｉａが供給される。これにより、第１の定電流Ｉａは、制御回路３ａの起動後からトランスＴの三次巻線Ｐ２に電圧が発生するまでの間に消費される電力に充当され、制御回路３ａの起動に伴う電源電圧Ｖｃｃの低下を緩和させることができる。従って、コンデンサＣ１０の小容量化した場合でも、起動不良の発生を防止することができる。

図３は、制御回路３ａの電源入力端子ＶＣＣと接地端子ＧＮＤとの間が短絡している状態での図１の各部の信号波形、及び動作波形を示したもので、（ａ）は入力電圧Ｖｓｔ、（ｂ）は制御電圧Ｖｃｃ、（ｃ）は出力電圧Ｖｏｕｔ、（ｄ）はトランジスタＱ５のｏｎ／ｏｆｆ状態、（ｅ）は起動電流Ｉｓｔ、（ｆ）は駆動信号Ｄｒｖをそれぞれ示している。

制御回路３ａの電源入力端子ＶＣＣと接地端子ＧＮＤとの間が短絡している状態で、時刻ｔ２１に直流電源Ｅが投入されると、直流電源Ｅから抵抗Ｒ１への入力電圧Ｖｓｔが上昇する。これにより、ＭＯＳＦＥＴＱ４のゲートに抵抗Ｒ６を介してＭＯＳＦＥＴＱ１ソース電圧が加わり、ＭＯＳＦＥＴＱ４がオン状態になるため、起動電流Ｉｓｔとして第１の定電流Ｉａが流れ始める。しかし、制御回路３ａの電源入力端子ＶＣＣと接地端子ＧＮＤとの間が短絡しているため、電源電圧Ｖｃｃは第１の閾電圧Ｖ１に達することがなく、ＭＯＳＦＥＴＱ４がオン状態で維持され、第２の定電流Ｉｂよりも小さい第１の定電流Ｉａがそのまま流れ続ける。従って、起動回路１ａの損失は、直流電源Ｅ＊第１の定電流Ｉｓｔで抑えることができ、起動回路１ａの熱的破壊を防止することができる。

なお、図８は、従来のスイッチング電源装置において、制御回路３の電源入力端子ＶＣＣと接地端子ＧＮＤとの間が短絡している状態での図１の各部の信号波形、及び動作波形を示したもので、（ａ）は入力電圧Ｖｓｔ、（ｂ）は制御電圧Ｖｃｃ、（ｃ）は出力電圧Ｖｏｕｔ、（ｄ）はスイッチＳＷ１のｏｎ／ｏｆｆ状態、（ｅ）は起動電流Ｉｓｔ、（ｆ）は駆動信号Ｄｒｖをそれぞれ示している。

図６に示す従来のスイッチング電源装置において、制御回路３の電源入力端子ＶＣＣと接地端子ＧＮＤとの間が短絡している状態で、時刻ｔ３１に直流電源Ｅが投入されると、
起動回路１では抵抗Ｒ１を介して定電流回路ＣＣ１に入力電圧Ｖｓｔが印加され、定電流回路ＣＣ１により所定の定電流Ｉｃ（例えば２．５ｍＡ）が起動電流Ｉｓｔとして流れる。ここで、制御回路３の電源入力端子ＶＣＣと接地端子ＧＮＤとの間が短絡しているため、コンデンサＣ１０が充電されることなく、電源電圧Ｖｃｃは、上昇せず０Ｖのままである。従って、定電流回路ＣＣ１から定電流Ｉｃが流れ続け、起動回路１の損失は、直流電源Ｅの電圧Ｖｓｔ×定電流Ｉｃとなり発熱が大きくなる。これにより、起動回路１、スイッチング素子Ｑ１０の損失が増大し、素子を破壊させることがある。

以上説明したように、第１の実施の形態によれば、トランスＴの一次巻線Ｐ１を介して直流電源Ｅに接続されたスイッチング素子Ｑ１０と、スイッチング素子Ｑ１０のオンオフを制御する制御回路３ａと、トランスＴの二次巻線Ｓ１に発生する電圧を整流及び平滑して負荷に供給する第１整流平滑回路（ダイオードＤ１１、コンデンサＣ１１）と、トランスＴの三次巻線Ｐ２に発生する電圧を整流及び平滑して制御回路３ａに電源電圧Ｖｃｃとして供給する第２整流平滑回路（ダイオードＤ１０、コンデンサＣ１０）とを備えるスイッチング電源装置であって、電源電圧Ｖｃｃが制御回路３ａの起動電圧Ｖｏｎ（停止電圧Ｖｏｆｆ）よりも低い第１の閾電圧Ｖ１以下の場合と起動電圧Ｖｏｎを超える場合とには、第１の定電流Ｉａを起動電流Ｉｓｔとして制御回路３ａに供給すると共に、電源電圧Ｖｃｃが第１の閾電圧Ｖ１を超えて起動電圧Ｖｏｎ以下の場合には、第１の定電流Ｉａより大きい第２の定電流Ｉｂを起動電流Ｉｓｔとして制御回路３ａに供給する起動回路１ａを備えている。この構成により、電源電圧Ｖｃｃが制御回路３ａの起動電圧Ｖｏｎを超えても第1の定電流Ｉａが制御回路３ａに供給されるため、制御回路３ａの起動後、トランスＴの三次巻線Ｐ２に発生する電圧が動作電圧まで立ち上がるまでの電源電圧Ｖｃｃの低下を抑制することができる。従って、動作電圧の安定を得ることができ、電源電圧Ｖｃｃ充電用のコンデンサＣ１０を小容量化しても、起動不良を起こすことがない。

また、第１の実施の形態によれば、直流電源Ｅの投入時、電源電圧Ｖｃｃが第１の閾電圧Ｖ１以下の時は、起動回路１ａは第１の定電流Ｉａを流すので起動回路１ａでのロスが少ない。そして、電源電圧Ｖｃｃが第１の閾電圧Ｖ１を超えると、第１の定電流Ｉａより大きい第２の定電流Ｉｂが制御回路３ａに供給されるため、制御回路３ａの起動が早くなる。

さらに、第１の実施の形態によれば、電源電圧Ｖｃｃが第１の閾電圧Ｖ１を超えたか否かを判断して、第１の定電流Ｉａ或いは第２の定電流Ｉｂの起動電流を選択するので、制御回路３ａの電源入力端子ＶＣＣと接地端子ＧＮＤとの間が短絡された状態でも起動回路１ａは熱的破壊に至らないという効果を有する。

さらに、第１の実施の形態によれば、図示しない外部制御信号によるオンオフ制御や、出力電圧の過電圧等の異常時等によってスイッチング電源が動作を停止させても、起動回路１ａが第１の定電流Ｉａを制御回路３ａに供給するので、電源電圧Ｖｃｃの低下を防止することができ、安定に停止状態を維持することができる。

さらに、第１の実施の形態によれば、起動後の定常動作になったときに、起動回路１ａが第１の定電流Ｉａを制御回路３ａに供給するので、負荷５が無負荷又は軽負荷時においてスイッチング動作が間欠発振動作となり、トランスＴの三次巻線Ｐ２からコンデンサＣ１０への充電電流が不足しても、制御回路３ａの電源電圧Ｖｃｃを補う効果がある。

（第２の実施の形態）
第２の実施の形態のスイッチング電源装置の起動回路１ｂは、図４を参照すると、第１の実施の形態のスイッチング電源装置の起動回路１ａの構成に加え、ダイオードＤ２とツェナーダイオードＺＤ４とを備えている。ダイオードＤ２は、ツェナーダイオードＺＤ２と直列に接続され、ツェナーダイオードＺＤ２のアノードとダイオードＤ１のアノードとの間に接続されている。ツェナーダイオードＺＤ４は、ツェナーダイオードＺＤ２のアノードとダイオードＤ２のアノードとの接続点と、制御回路３ａの接地端子ＧＮＤとの間に接続されている。また、ツェナーダイオードＺＤ４のツェナー電圧ＶＺ４は、制御回路３ａの起動電圧Ｖｏｎ（例えば１８Ｖ）よりも高い電圧値に設定され、第２の閾電圧Ｖ２として機能する。

ダイオードＤ２とツェナーダイオードＺＤ４とを設けることで、図５に示すように、時刻ｔ１４で電源電圧Ｖｃｃが第２の閾電圧Ｖ２を超えると電源電圧Ｖｃｃの上昇に応じて第１の定電流Ｉａの電流値が低下する。これは、ＭＯＳＦＥＴＱ１のゲート電圧がツェナーダイオードＺＤ２とＤＺ４との直列ツェナー電圧（ＶＺ２＋ＶＺ４）でクランプされるためである。

ＭＯＳＦＥＴＱ１のソースとダイオードＤ１のアノードとの間の電圧を抵抗Ｒ３に流れる第１の定電流Ｉａで表すと、ツェナーダイオードＺＤ２とＤＺ４との直列ツェナー電圧（ＶＺ２＋ＶＺ４）は、
ＶＺ２＋ＶＺ４＝Ｖｃｃ＋ＶＦＤ１＋ＶＢＥ２＋Ｒ３×Ｉｂ＋Ｖｇｓ１となる。
ここで、ＶＦＤ１はダイオードＤ１の順方向電圧、ＶＢＥ２はトランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧、Ｖｇｓ１はＭＯＳＦＥＴＱ１のゲート・ソース間電圧である。

従って、第１の定電流Ｉａは、
Ｉａ＝（ＶＺ２＋ＶＺ４―（Ｖ３＋ＶＦＤ１＋ＶＢＥ２＋Ｖｇｓ１））／Ｒ３となり、電源電圧Ｖｃｃの大きさにより低下する関係式であることがわかる。

以上説明したように、第２の実施の形態によれば、起動回路１ｂは、電源電圧Ｖｃｃが制御回路３ａの起動電圧Ｖｏｎよりも高い第２の閾電圧Ｖ２を超えると、電源電圧Ｖｃｃの上昇に伴って第１の定電流Ｉａを低下させるように構成されている。この構成により、起動回路１ｂの消費電力を軽減することができる。また、スイッチング電源の停止時等に電源電圧Ｖｃｃを停止電圧Ｖｏｆｆ以上に維持させる場合、制御回路３ａの電源電圧Ｖｃｃが第２の閾電圧Ｖ２より高いほど、起動回路１ｂからの電流は少なくてすむ。

以上、本発明を具体的な実施形態で説明したが、上記実施形態は一例であって、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で変更して実施できることは言うまでも無い。
例えば、第１の実施の形態に、電源電圧Ｖｃｃと、制御回路３ａの起動電圧Ｖｏｎよりも高い閾電圧とを比較するコンパレータ等の比較回路を設け、電源電圧Ｖｃｃが制御回路３ａの起動電圧Ｖｏｎよりも高い閾電圧を超えると、比較回路の出力に基づいて第１の定電流Ｉａを遮断させるように構成してもよい。

１、１ａ、１ｂ起動回路
３、３ａ制御回路
５負荷
７検出回路
Ｅ直流電源
Ｃ１、Ｃ１０、Ｃ１１コンデンサ
Ｒ１〜Ｒ１０抵抗
Ｑ１、Ｑ３、Ｑ４ＭＯＳＦＥＴ
Ｑ２，Ｑ５トランジスタ
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ１０、Ｄ１１ダイオード
ＺＤ１〜ＺＤ４ツェナーダイオード
Ｔトランス

Claims

トランスの一次巻線を介して直流電源に接続されたスイッチング素子と、
前記スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、
前記トランスの二次巻線に発生する電圧を整流及び平滑して負荷に供給する第１整流平滑回路と、
前記トランスの三次巻線に発生する電圧を整流及び平滑して前記制御回路に電源電圧として供給する第２整流平滑回路とを備えるスイッチング電源装置であって、
前記電源電圧が前記制御回路の起動電圧よりも低い第１の閾電圧以下の場合と前記起動電圧を超える場合とには、第１の定電流を起動電流として前記制御回路に供給すると共に、前記電源電圧が前記第１の閾電圧を超えて前記起動電圧以下の場合には、前記第１の定電流より大きい第２の定電流を前記起動電流として前記制御回路に供給する起動回路を具備し、
前記起動回路は、前記電源電圧が前記制御回路の起動電圧よりも高い第２の閾電圧を超えると、前記電源電圧の上昇に伴って前記第１の定電流を低下させることを特徴とするスイッチング電源装置。
前記第１の閾電圧は、前記制御回路の停止電圧よりも低く設定されていることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
トランスの一次巻線を介して直流電源に接続されたスイッチング素子と、前記スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、前記トランスの二次巻線に発生する電圧を整流及び平滑して負荷に供給する第１整流平滑回路と、前記トランスの三次巻線に発生する電圧を整流及び平滑して前記制御回路に電源電圧として供給する第２整流平滑回路とを備えるスイッチング電源装置に設けられ、前記直流電源の投入時に起動電流を前記制御回路に供給する起動回路であって、
前記電源電圧が前記制御回路の起動電圧よりも低い第１の閾電圧以下の場合と前記起動電圧を超える場合とには、第１の定電流を起動電流として前記制御回路に供給すると共に、前記電源電圧が前記閾電圧を超えて前記起動電圧以下の場合には、前記第１の定電流より大きい第２の定電流を起動電流として前記制御回路に供給し、前記電源電圧が前記制御回路の起動電圧よりも高い第２の閾電圧を超えると、前記電源電圧の上昇に伴って前記第１の定電流を低下させることを特徴とする起動回路。