JP5849488B2

JP5849488B2 - スイッチング電源装置

Info

Publication number: JP5849488B2
Application number: JP2011158863A
Authority: JP
Inventors: 近藤　啓; 啓近藤
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 2011-07-20
Filing date: 2011-07-20
Publication date: 2016-01-27
Anticipated expiration: 2031-07-20
Also published as: CN102891605B; JP2013027120A; US20130021013A1; CN102891605A

Description

本発明は、スイッチング動作によって出力電圧制御を行うスイッチング電源装置に関し、特に起動回路を有するスイッチング電源装置に関する。

スイッチング動作によって出力電圧制御を行うスイッチング電源装置は、入力電源とトランスの一次巻線とに直列に接続されたスイッチング素子と、当該スイッチング素子をオンオフ制御してスイッチング動作させるスイッチング制御回路とを備え、トランスの二次巻線に生じる二次起電力を整流平滑して直流電力を出力するように構成されている。スイッチング制御回路への動作電流の供給は、一般的にトランスの補助巻線に生じる二次起電力を用いる電流供給回路によって行われるが、起動時には、二次起電力を用いることができないため、入力電源を直接用いた起動用電流供給回路が設けられている（例えば、特許文献１参照）。

図５は、従来のスイッチング電源装置の回路構成を示す回路構成図である。
ダイオードがブリッジ構成された整流回路ＤＢの交流入力端子ＡＣｉｎ１、ＡＣｉｎ２には商用交流電源ＡＣが接続され、商用交流電源ＡＣから入力された交流電圧が全波整流されて整流回路ＤＢから出力される。整流回路ＤＢの整流出力正極端子と整流出力負極端子との間には、平滑コンデンサＣ１が接続されている。また、整流回路ＤＢの整流出力負極端子は接地端子に接続されている。これにより、商用交流電源ＡＣを整流回路ＤＢと平滑コンデンサＣ１とで整流平滑した直流電源が得られる。

１次側（入力側）から２次側（負荷２側）へ電力を供給するトランスＴは、一次巻線Ｐ１および補助巻線Ｐ２と、二次巻線Ｓ１とで構成されている。整流回路ＤＢの整流出力正極端子と接地端子との間には、トランスＴの１次巻き線Ｐ１とパワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）等のスイッチング素子Ｑ１とが直列に接続されている。スイッチング素子Ｑ１のゲート端子はスイッチング制御回路１に接続されている。これにより、スイッチング制御回路１によってスイッチング素子Ｑ１がオンオフ制御され、トランスＴの一次巻線Ｐ１に与えられた電力が、トランスＴの二次巻線Ｓ１に伝達され、トランスＴの二次巻線Ｓ１に脈流が発生する。

トランスＴの２次側巻き線Ｓ１の両端子間には、整流ダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ２が接続され、トランスＴの２次側巻き線Ｓ１に誘起される二次起電力は、整流ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ２により整流平滑され、直流電力として負荷（ＲＬ）２に供給される。なお、平滑コンデンサＣ２の正極端子に接続されているラインが電源ラインとなり、平滑コンデンサＣ２の負極端子が接続されたラインは接地端子に接続されたＧＮＤラインとなる。

電源ラインとＧＮＤラインとの間には、フォトカプラの発光ダイオードＰＣＤとエラーアンプ３とが直列に接続されている。エラーアンプ３は、電源ラインとＧＮＤラインとの間に接続され、出力電圧と図示しない内部の基準電圧との差に応じて、フォトカプラの発光ダイオードＰＣＤに流れる電流を制御する。また、スイッチング制御回路１には受光トランジスタＰＣＴＲが接続されており、出力電圧に応じたフィードバック（ＦＢ）信号が２次側の発光ダイオードＰＣＤから１次側の受光トランジスタＰＣＴＲに送信され、スイッチング制御回路１に入力される。

トランスＴの補助巻線Ｐ２の両端子間には、整流ダイオードＤ２を介して平滑コンデンサＣ３が接続され、整流ダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ３との接続点がスイッチング制御回路１及び起動時制御回路４に接続されている。トランスＴの補助巻線Ｐ２、整流ダイオードＤ２及び平滑コンデンサＣ３は、スイッチング制御回路１に動作電流を供給する定常時電流供給回路として機能し、補助巻線Ｐ２に発生した二次起電力は、ダイオードＤ２及び平滑コンデンサＣ３により整流平滑されて、スイッチング制御回路１及び起動時制御回路４に供給される。

整流回路ＤＢの整流出力正極端子とトランスＴの１次巻き線Ｐ１との接続点には、デプレッションモードＦＥＴからなるスイッチ素子Ｎ１のドレイン端子が接続されていると共に、スイッチ素子Ｎ１のゲート端子・ソース端子間にバイアス用の抵抗Ｒ１が接続されている。また、スイッチ素子Ｎ１のソース端子は抵抗Ｒ２を介して整流ダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ３との接続点に接続され、スイッチ素子Ｎ１のゲート端子がｎｐｎバイポーラトランジスタからなるスイッチ素子Ｎ２を介して接地端子に接続されている。

スイッチ素子Ｎ２のオンオフは起動時制御回路４によって制御される。商用交流電源ＡＣの投入直後は、起動時制御回路４によってスイッチ素子Ｎ２はオフ状態に制御され、スイッチ素子Ｎ１のゲート−ソース間電圧が０Ｖになるため、スイッチ素子Ｎ１がオン状態となる。これにより、スイッチ素子Ｎ１を介してスイッチング制御回路１及び起動時制御回路４に動作電流が供給される。なお、抵抗Ｒ２は、オン状態のスイッチ素子Ｎ１に流れる電流を制限するための素子である。スイッチ素子Ｎ１、抵抗Ｒ１、Ｒ２、スイッチ素子Ｎ２及び起動時制御回路４が起動用電流供給回路として機能する。

２次側からのＦＢ信号によってトランスＴの二次起電力が立ち上がったことが検出されると、起動時制御回路４はスイッチ素子Ｎ２をオンさせることで、スイッチ素子Ｎ１をオフ状態とする。これにより、定常時には、補助巻線Ｐ２に発生した二次起電力がダイオードＤ２及び平滑コンデンサＣ３によって整流平滑され、スイッチング制御回路１及び起動時制御回路４の動作電流として供給される。なお、抵抗Ｒ１は、スイッチ素子Ｎ１がオフ状態の時に、スイッチ素子Ｎ１、抵抗Ｒ１、スイッチ素子Ｎ２の経路で流れる電流を制限するための素子であり、抵抗Ｒ２よりも数１００〜１０００倍程度の抵抗値を有する。

また、図５に示すスイッチング電源装置において、点線で示すように、スイッチング素子Ｑ１やスイッチング制御回路１をＩＣ化した場合には、ＳＴ端子と、Ｄ端子、ＧＮＤ端子と、ＦＢ端子と、Ｖｃｃ端子とが設けられる。ＳＴ端子は、スイッチ素子Ｎ１のドレイン端子が接続され、入力電源、すなわち平滑コンデンサＣ１の正極端子とトランスＴの一次巻線Ｐ１の一端との接続点が接続される端子である。Ｄ端子は、スイッチング素子Ｑ１のドレイン端子が接続され、トランスＴの一次巻線Ｐ１の他端が接続される端子である。ＧＮＤ端子には、接地端子が接続され、ＦＢ端子には、２次側からのＦＢ信号が入力される。また、Ｖｃｃ端子は、スイッチング制御回路１及び起動時制御回路４の動作電圧Ｖｃｃが印加される端子であり、整流ダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ３の正極端子との接続点が接続される。

ここで、ＳＴ端子とＤ端子とは、高圧が入力される端子である。このように高圧が入力される端子が２本あると、端子間の絶縁対策が大変になるため、図６に示すように、Ｄ端子とＳＴ端子とを共通化したＤ／ＳＴ端子を設け、スイッチング素子Ｑ１のドレイン端子への入力と、スイッチ素子Ｎ１のドレイン端子への入力とを共通化させることが行われている。この場合には、動作中にＤ／ＳＴ端子の電圧よりもＶｃｃ端子の電圧が高くなる場合があるため、Ｖｃｃ端子からＤ／ＳＴ端子への逆流防止回路（ダイオードＤ３）が起動用電流供給回路に設けられている。

特開２０００−２３４６１号公報

しかしながら、図５に示す従来技術では、定常的にはスイッチ素子Ｎ１をオフ状態となるため、定常的に生じる電力損失を削減することができるが、スイッチ素子Ｎ２がオンであるため、スイッチ素子Ｎ１、抵抗Ｒ１、スイッチ素子Ｎ２の経路で５０μＡ以下のもれ電流が流れる。定常的に流れるもれ電流は、５０μＡ以下と低いが、スイッチ素子Ｎ１のドレイン電圧が高いため、消費電力が大きくなってしまうという問題点があった。仮に、スイッチ素子Ｎ２がオン状態でのスイッチ素子Ｎ１のゲート−ソース間電圧が−５Ｖ（スイッチ素子Ｎ１のソース電圧Ｖｓが５Ｖ）、抵抗Ｒ１が２．５ＭΩだとすると、もれ電流（ドレイン電流）は２μＡとなり、スイッチ素子Ｎ１のドレイン電圧が３８０Ｖならば、スイッチ素子Ｎ１の消費電力は０．７８ｍＷになってしまう。

また、図６に示す従来技術では、スイッチ素子Ｎ１のドレイン電圧がトランスＴで昇圧され、スイッチ素子Ｎ１の消費電力がさらに大きくなってしまうという問題点があった。仮に、スイッチ素子Ｎ２がオン状態でのスイッチ素子Ｎ１のゲート−ソース間電圧が−５Ｖ（スイッチ素子Ｎ１のソース電圧Ｖｓが５Ｖ）、抵抗Ｒ１が２．５ＭΩだとすると、もれ電流は２μＡとなり、スイッチ素子Ｎ１のドレイン電圧が５００Ｖならば、スイッチ素子Ｎ１の消費電力は１ｍＷになってしまう。

本発明の目的は、上記問題点に鑑みて従来技術の上記問題を解決し、起動用電流供給回路による定常時の消費電力を削減することができるスイッチング電源装置を提供することにある。

本発明のスイッチング電源装置は、入力電源とトランスの一次巻線とに直列に接続されたスイッチング素子と、当該スイッチング素子をオンオフ制御してスイッチング動作させるスイッチング制御回路とを備え、前記トランスに生じる二次起電力を整流平滑して直流電力を出力するスイッチング電源装置であって、前記入力電源の投入時に、前記入力電源又は前記スイッチング素子の高圧電極から入力される高圧電源を使って前記スイッチング制御回路に動作電流を供給する起動用電流供給回路と、前記スイッチング動作が開始された後の定常時に、前記トランスの二次起電力による低圧電源を使って前記スイッチング制御回路に動作電流を供給する定常時電流供給回路と、前記定常時に前記起動用電流供給回路をオフ状態に設定する起動時制御回路と、前記起動用電流供給回路がオフ状態で、前記高圧電源から前記起動用電流供給回路を経由して接地端子に流れるもれ電流の経路に、前記低圧電源を使って前記もれ電流を阻止もしくは低下させるバイアス電圧を供給するバイアス電圧供給回路とを具備すると共に、前記起動用電流供給回路は、前記スイッチング制御回路への動作電流の供給をオンオフするエンハンスメントモードＦＥＴと、前記高圧電源を使って前記エンハンスメントモードＦＥＴのゲート端子にオン電圧を供給するデプレッションモードＦＥＴとを具備し、前記バイアス電圧供給回路は、前記高圧電源から前記ジャンクションＦＥＴを経由して接地端子に流れる前記もれ電流の経路に、前記低圧電源を使って前記もれ電流を阻止させるバイアス電圧を供給することを特徴とする。

本発明によれば、起動用電流供給回路をオフ状態とした時に、高圧電源から起動用電流供給回路を経由して接地端子に流れるもれ電流の経路に、もれ電流を阻止もしくは低下させるバイアス電圧を、低圧電源を使って供給することにより、起動用電流供給回路による定常時の消費電力を削減することができるという効果を奏する。

本発明に係るスイッチング電源装置の第１の実施の形態の回路構成を示す回路構成図である。本発明に係るスイッチング電源装置の第２の実施の形態における起動用電流供給回路の回路構成を示す回路構成図である。図２に示す起動用電流供給回路の等価回路図である。本発明に係るスイッチング電源装置の第３の実施の形態における起動用電流供給回路の回路構成を示す回路構成図である。従来のスイッチング電源装置の回路構成を示す回路構成図である。Ｄ端子とＳＴ端子とを共通化した従来のスイッチング電源装置の回路構成を示す回路構成図である。

（第１の実施の形態）
図１を参照すると、第１の実施の形態のスイッチング電源装置は、図６に示す従来のスイッチング電源装置における起動用電流供給回路の構成に加えて、ダイオードＤ３と並列に接続された抵抗Ｒ３が設けられていると共に、抵抗Ｒ２を流れる電流の変動を防止するための定電流回路としてＰチャネルのエンハンスメントモードＦＥＴからなるスイッチ素子ＰＱ１とが設けられている。スイッチ素子ＰＱ１のソース端子はスイッチ素子Ｎ１のゲート端子と抵抗Ｒ１との接続点に接続され、スイッチ素子ＰＱ１のドレイン端子は接地端子に接続されている。また、スイッチ素子ＰＱ１のゲート端子はダイオードＤ３と抵抗Ｒ２との接続点に接続されている。

商用交流電源ＡＣの投入直後のスイッチ素子Ｎ１がオン状態（起動時）では、並列に接続された抵抗Ｒ３及びダイオードＤ３に電流が流れて平滑コンデンサＣ３を充電し、平滑コンデンサＣ３の充電電圧が所定の電圧に達すると、スイッチング制御回路１がオンしてスイッチング動作を開始させる。同時に起動時制御回路４は、スイッチ素子Ｎ２をオン状態にしてスイッチ素子Ｎ１をオフさせる。

定常時になり、スイッチ素子Ｎ１がオフ状態になると、スイッチ素子Ｎ１のソース電圧Ｖｓは、定常時の動作電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ３及び抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ１とで分圧した電圧になる。従って、抵抗Ｒ３の抵抗値でスイッチ素子Ｎ１のソース電圧Ｖｓが決定される。第１の実施の形態では、スイッチ素子Ｎ１のソース電圧Ｖｓとスイッチ素子Ｎ１のゲート電圧（０Ｖ）との電位差、すなわち、スイッチ素子Ｎ１のゲート−ソース間電圧がピンチオフ電圧以下になるように、抵抗Ｒ３の抵抗値が設定されている。抵抗Ｒ３は、バイアス電圧供給回路として機能する。すなわち、これにより、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ１との接続点には、高圧電源が入力されるＤ／ＳＴ端子からスイッチ素子Ｎ１に流れるもれ電流（ドレイン電流）を阻止するバイアス電圧が低圧電源である動作電圧Ｖｃｃから抵抗Ｒ３を介して供給される。従って、定常時には、スイッチ素子Ｎ１にもれ電流が流れることなく、スイッチ素子Ｎ１のドレイン電圧よりも低い動作電圧Ｖｃｃから抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ２、抵抗Ｒ１、スイッチ素子Ｎ２の経路で電流が流れることになり、消費電力を低減させることができる。

動作電圧Ｖｃｃが最低動作電圧の９Ｖである場合、図１に示すように、抵抗Ｒ１が２．５ＭΩ、抵抗Ｒ３が０．５ＭΩとし、抵抗Ｒ２の抵抗値は抵抗Ｒ３の抵抗値に比較して十分に小さいので無視すると、スイッチ素子Ｎ１のソース電圧Ｖｓは、７．５Ｖになる。ここで−７．５Ｖがスイッチ素子Ｎ１のピンチオフ電圧以下であれば、スイッチ素子Ｎ１にもれ電流が流れることなく、動作電圧Ｖｃｃ（９Ｖ）から抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ２、抵抗Ｒ１、スイッチ素子Ｎ２の経路で３μＡの電流が流れる。従って、消費電力は、９Ｖ＊３μＡ＝０．０２７ｍＷとなり、従来技術と比較して大幅に消費電力を低減させることができる。

また、動作電圧Ｖｃｃが最大動作電圧の３０Ｖである場合、同様に、スイッチ素子Ｎ１のソース電圧Ｖｓは、２５Ｖになり、動作電圧Ｖｃｃ（３０Ｖ）から抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ２、抵抗Ｒ１、スイッチ素子Ｎ２の経路で１０μＡの電流が流れる。従って、消費電力は、３０Ｖ＊１０μＡ＝０．３ｍＷとなり、これも従来技術と比較して大幅に消費電力を低減させることができる。

以上のように、第１の実施の形態によれば、スイッチ素子Ｎ１がオフ状態で、高圧電源からスイッチ素子Ｎ１を経由して接地端子に流れるもれ電流の経路に、端子Ｖｃｃからの低圧電源を使ってもれ電流を阻止するバイアス電圧を、抵抗Ｒ３を介して供給することにより、定常時の消費電力を削減することができるという効果を奏する。

（第２の実施の形態）
第２の実施の形態では、チップの構造上、デプレッションモードＦＥＴを使用できない場合に、エンハンスメントモードＦＥＴと、ジャンクションＦＥＴ（junction gate field-effect transistor）とを組み合わせて起動用電流供給回路を構成している。

図２を参照すると、Ｄ／ＳＴ端子とＶｃｃ端子との間にＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなるスイッチ素子Ｎ３と、抵抗Ｒ２と、ダイオードＤ３とが直列に接続されている。また、Ｄ／ＳＴ端子と接地端子との間にＪＦＥＴ５と、抵抗Ｒ４、Ｒ５と、スイッチ素子Ｎ２とが直列に接続されていると共に、ＪＦＥＴ５のゲート端子は接地端子に接続され、抵抗Ｒ５とスイッチ素子Ｎ２との接続点がスイッチ素子Ｎ３のゲート端子に接続されている。ＪＦＥＴ５は、スイッチ素子Ｎ２がオフ状態（起動時）において、Ｄ／ＳＴ端子から入力される高圧電源を使ってスイッチ素子Ｎ３のゲート端子にオン電圧を供給する。さらに、Ｖｃｃ端子にダイオードＤ４のアノードが接続され、ダイオードＤ４のカソードが抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５との接続点との間に接続されている。

ここで、Ｄ／ＳＴ端子に入力される電圧を５００Ｖ、動作電圧Ｖｃｃを９．６Ｖ、スイッチ素子Ｎ２がオン状態でのＪＦＥＴ５のソース電圧を１５Ｖ、抵抗Ｒ４の抵抗値を３ＭΩ、抵抗Ｒ５の抵抗値を１ＭΩ、ダイオードＤ４の順方向電圧を０．６Ｖとし、スイッチ素子Ｎ２がオン状態（定常時）における、ダイオードＤ４が接続されていない場合の消費電力と、図２に示すように、ダイオードＤ４が接続されている場合の消費電力とを検証する。

図２において、ダイオードＤ４が接続されていない場合には、ＪＦＥＴ５には、３．７５μＡのもれ電流が流れることになり、消費電力は、５００Ｖ＊３．７５μＡ＝１．８８ｍＷになってしまう。

これに対し、図２に示すように、ダイオードＤ４が接続されている場合には、図３に示す等価回路から明らかなように、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５との接続点の電圧が９Ｖになり、ＪＦＥＴ５に流れるもれ電流は、２μＡに低減する。ダイオードＤ４は、バイアス電圧供給回路として機能する。すなわち、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５との接続点には、高圧電源が入力されるＤ／ＳＴ端子からＪＦＥＴ５に流れるもれ電流を低下させるバイアス電圧が低圧電源である動作電圧ＶｃｃからダイオードＤ４を介して供給される。従って、Ｄ／ＳＴ端子に入力される電圧５００Ｖによる消費電力は、５００Ｖ＊２μＡ＝１ｍＷ、また、動作電圧Ｖｃｃ（９．６Ｖ）による消費電力は、（９．６Ｖ）^２＊１ＭΩ＝０．０９ｍＷとそれぞれなり、合計の消費電力は１．０９ｍＷに低減させることができる。

なお、動作電圧Ｖｃｃが１２．６Ｖの場合には、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５との接続点の電圧が１２Ｖになり、ＪＦＥＴ５に流れるもれ電流は、１μＡに低減する。従って、Ｄ／ＳＴ端子に入力される電圧５００Ｖによる消費電力は、５００Ｖ＊１μＡ＝０．５ｍＷ、また、動作電圧Ｖｃｃを１２．６Ｖによる消費電力は、（１２．６Ｖ）^２＊１ＭΩ＝０．１６ｍＷとそれぞれなり、合計の消費電力は０．６６ｍＷにさらに低減させることができる。

以上のように、第２の実施の形態によれば、スイッチ素子Ｎ３がオフ状態で、高圧電源からＪＦＥＴ５を経由して接地端子に流れるもれ電流の経路に、端子Ｖｃｃからの低圧電源を使ってもれ電流を低下させるバイアス電圧を、ダイオードＤ４を介して供給することにより、定常時の消費電力を削減することができるという効果を奏する。

（第３の実施の形態）
第３の実施の形態では、デプレッションモードＦＥＴとエンハンスメントモードＦＥＴとを組み合わせて起動用電流供給回路を構成している。

図４を参照すると、Ｄ／ＳＴ端子とＶｃｃ端子との間にエンハンスメントモードのＭＯＳトランジスタからなるスイッチ素子Ｎ４と、抵抗Ｒ２と、ダイオードＤ３とが直列に接続されている。デプレッションモードＦＥＴからなるスイッチ素子Ｎ５のドレイン端子がＤ／ＳＴ端子に接続され、スイッチ素子Ｎ５のソース端子がスイッチ素子Ｎ４のゲート端子に接続されている。スイッチ素子Ｎ５のゲート端子はスイッチ素子Ｎ２を介して接地端子に接続され、スイッチ素子Ｎ５のゲート端子とソース端子との間に抵抗Ｒ６が接続されている。また、Ｖｃｃ端子にダイオードＤ５のアノードが接続され、ダイオードＤ５のカソードが抵抗Ｒ７を介してスイッチ素子Ｎ５のソース端子とスイッチ素子Ｎ４のゲート端子との接続点に接続されている。スイッチ素子Ｎ５は、スイッチ素子Ｎ２がオフ状態（起動時）において、Ｄ／ＳＴ端子から入力される高圧電源を使ってスイッチ素子Ｎ４のゲート端子にオン電圧を供給する。

ここで、Ｄ／ＳＴ端子に入力される電圧を５００Ｖ、動作電圧Ｖｃｃを９Ｖ、スイッチ素子Ｎ２がオン状態でのスイッチ素子Ｎ５のソース電圧を５Ｖ、抵抗Ｒ６の抵抗値を２．５ＭΩ、抵抗Ｒ７の抵抗値を０．５ＭΩ、ダイオードＤ４の順方向電圧を０．６Ｖとし、スイッチ素子Ｎ２がオン状態（定常時）における、ダイオードＤ５が接続されていない場合の消費電力と、図４に示すように、ダイオードＤ５が接続されている場合の消費電力とを検証する。

図４において、ダイオードＤ５が接続されていない場合には、スイッチ素子Ｎ５には、２μＡのもれ電流が流れることになり、消費電力は、５００Ｖ＊２μＡ＝１ｍＷになってしまう。

これに対し、図４に示すように、ダイオードＤ５が接続されている場合には、抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７との接続点の電圧が７Ｖになる。ダイオードＤ５及び抵抗Ｒ７は、バイアス電圧供給回路として機能する。すなわち、抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７との接続点には、高圧電源が入力されるＤ／ＳＴ端子からスイッチ素子Ｎ５に流れるもれ電流を阻止するバイアス電圧が低圧電源である動作電圧ＶｃｃからダイオードＤ５及び抵抗Ｒ７を介して供給される。なお、抵抗Ｒ７は、スイッチ素子Ｎ２がオン状態でのスイッチ素子Ｎ５のソース電圧よりも高く、且つスイッチ素子Ｎ４のピンチオフ電圧よりも低い電圧に、動作電圧Ｖｃｃを電圧降下させるために設けられている。抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７との接続点の電圧が、５Ｖよりも高いので、スイッチ素子Ｎ５にはもれ電流が流れることなく、動作電圧Ｖｃｃ（９Ｖ）から抵抗Ｒ７、抵抗Ｒ６、スイッチ素子Ｎ２の経路で３μＡの電流が流れる。従って、消費電力は、９Ｖ＊３μＡ＝０．０２７ｍＷとなり、大幅に消費電力を低減させることができる。

以上のように、第３の実施の形態によれば、スイッチ素子Ｎ４がオフ状態で、高圧電源からスイッチ素子Ｎ５を経由して接地端子に流れるもれ電流の経路に、端子Ｖｃｃからの低圧電源を使ってもれ電流を阻止するバイアス電圧を、ダイオードＤ５及び抵抗Ｒ７を介して供給することにより、定常時の消費電力を削減することができるという効果を奏する。

以上、本発明を具体的な実施形態で説明したが、上記実施形態は一例であって、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で変更して実施できることは言うまでも無い。

１スイッチング制御回路
２負荷
３エラーアンプ
４起動時制御回路
５ＪＦＥＴ
ＡＣ商用交流電源
Ｃ１〜Ｃ３平滑コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ５ダイオード
ＤＢ整流回路
Ｔトランス
Ｐ１一次巻線
Ｐ２補助巻線
Ｓ１２次巻線
ＰＣＤ発光ダイオード
ＰＣＴＲ受光トランジスタ
ＰＱ１スイッチ素子
Ｑ１スイッチング素子
Ｎ１〜Ｎ５スイッチ素子
Ｒ１〜Ｒ７抵抗

Claims

入力電源とトランスの一次巻線とに直列に接続されたスイッチング素子と、当該スイッチング素子をオンオフ制御してスイッチング動作させるスイッチング制御回路とを備え、
前記トランスに生じる二次起電力を整流平滑して直流電力を出力するスイッチング電源装置であって、
前記入力電源の投入時に、前記入力電源又は前記スイッチング素子の高圧電極から入力される高圧電源を使って前記スイッチング制御回路に動作電流を供給する起動用電流供給回路と、
前記スイッチング動作が開始された後の定常時に、前記トランスの二次起電力による低圧電源を使って前記スイッチング制御回路に動作電流を供給する定常時電流供給回路と、
前記定常時に前記起動用電流供給回路をオフ状態に設定する起動時制御回路と、
前記起動用電流供給回路がオフ状態で、前記高圧電源から前記起動用電流供給回路を経由して接地端子に流れるもれ電流の経路に、前記低圧電源を使って前記もれ電流を阻止もしくは低下させるバイアス電圧を供給するバイアス電圧供給回路とを具備すると共に、
前記起動用電流供給回路は、前記スイッチング制御回路への動作電流の供給をオンオフするエンハンスメントモードＦＥＴと、
前記高圧電源を使って前記エンハンスメントモードＦＥＴのゲート端子にオン電圧を供給するデプレッションモードＦＥＴとを具備し、
前記バイアス電圧供給回路は、前記高圧電源から前記デプレッションモードＦＥＴを経由して接地端子に流れる前記もれ電流の経路に、前記低圧電源を使って前記もれ電流を阻止させるバイアス電圧を供給することを特徴とするスイッチング電源装置。