JP2000023461A

JP2000023461A - 電源回路

Info

Publication number: JP2000023461A
Application number: JP10186738A
Authority: JP
Inventors: Ryotaro Kudo; 良太郎工藤; Ryohei Saga; 良平嵯峨; Kenichi Yokota; 健一横田; Yoshihisa Mita; 芳久三田
Original assignee: Hitachi Ltd; Hitachi Tohbu Semiconductor Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd; Renesas Eastern Japan Semiconductor Inc
Priority date: 1998-07-02
Filing date: 1998-07-02
Publication date: 2000-01-21

Abstract

(57)【要約】【課題】スイッチング電源回路が負荷の状態にかかわ
らず定常的に消費する電力を確実に低減させる。【解決手段】入力電源とトランスの一次巻線間に直列
に介在するスイッチング素子と、このスイッチング素子
をスイッチング動作させるスイッチング制御回路とを有
し、上記トランスの二次巻線から電源出力電流を取り出
すようにした電源回路であって、上記入力電源側から直
接得られる電源を使って上記スイッチング制御回路に動
作電流を供給する第１の電流供給回路と、上記スイッチ
ング動作により得られる上記トランスの二次起電力を使
って上記スイッチング制御回路に動作電流を供給する第
２の電流供給回路と、この第２の電流供給回路が動作状
態になったときに上記第１の電流供給回路をオフ状態に
設定する起動時制御回路を備える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電源回路、さらに
はスイッチング制御方式の電源回路に適用して有効な技
術に関するものであって、たとえば主要回路部をＩＣ化
したＰＷＭ制御方式のスイッチング電源回路に利用して
有効な技術に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】たとえばＰＷＭ方式のスイッチング電源
回路では、入力電源とトランスの一次巻線間に直列に介
在するスイッチング素子と、このスイッチング素子のオ
ン／オフデューティ比を制御するスイッチング制御回路
を用いて構成される（たとえば、日経ＢＰ社刊行「日経
エレクトロニクス１９９４年１０月２４日（ｎｏ．６
２０）」９９〜１０８ページ参照）。

【０００３】図５は、本発明に先立って、本発明者らに
より検討されたスイッチング電源回路を示す。

【０００４】同図に示す電源回路は、ＰＷＭ制御方式の
スイッチング電源回路であって、全波整流器Ｄ１、ダイ
オードＤ２，Ｄ３、平滑用容量Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３、トラ
ンス１１、スイッチング素子としてのＮチャネルパワー
ＭＯＳトランジスタＭ１、ＰＷＭ（パルス幅変調）方式
のスイッチング制御回路１２、起動用抵抗Ｒ１、誤差ア
ンプ１３、フォッカプラ１４などにより構成され、トラ
ンス１１の二次起電力を整流および平滑処理した後、直
流電源出力として負荷２に供給する。

【０００５】同図において、全波整流器Ｄ１および容量
Ｃ１はＡＣ入力電源Ｖａｃ（１００Ｖ）を整流および平
滑する。この整流・平滑電流はパワーＭＯＳトランジス
タＭ１を直列に介してトランス１１の一次巻線Ｌ１に通
電される。

【０００６】トランス１１は、パワーＭＯＳトランジス
タＭ１によるスイッチング電流Ｉｍが通電される一次巻
線Ｌ１と、互いに独立した第１および第２の二次巻線Ｌ
２，Ｌ３を有する。

【０００７】パワーＭＯＳトランジスタＭ１はスイッチ
ング制御回路１２の出力によりオン／オフ制御されてト
ランス１１の一次巻線Ｌ１に流れる電流をスイッチング
制御する。このスイッチング制御により、トランス１１
の第１の二次巻線Ｌ２に二次起電力が生じるが、この起
電力がダイオードＤ２および容量Ｃ２で整流および平滑
されて直流化された後、直流電源出力（Ｖｄｃ）として
負荷２に供給されるようになっている。

【０００８】スイッチング制御回路１２は上記パワーＭ
ＯＳトランジスタＭ１を一定周期のパルス信号でオン／
オフ制御するとともに、誤差アンプ１３およびフォトカ
プラ１４を介して負荷２側から電気的分離状態を保ちな
がらフィードバックされる直流出力電圧Ｖｄｃが所定の
目標電圧となるように、上記オン／オフ制御のデューテ
ィ比（オン期間／オフ期間比）を可変制御する。

【０００９】このスイッチング制御回路１２の動作電源
（Ｖｃｃ＝＋１２Ｖ）は、上記トランス１１の第２の二
次巻線Ｌ３からダイオードＤ３および容量Ｃ３を経て供
給される。すなわち、パワーＭＯＳトランジスタＭ１の
スイッチング動作により、第１および第２の各二次巻線
Ｌ２，Ｌ３にはそれぞれに二次起電力（誘導起電力）が
生じるが、第２の二次巻線Ｌ３の起電力はダイオードＤ
３および容量Ｃ３で整流および平滑され、この整流・平
滑出力（Ｉｃ）が上記スイッチング制御回路１２に動作
電源（Ｖｃｃ＝＋１２Ｖ）として供給される。

【００１０】以上により、定常時におけるＰＷＭ方式の
スイッチング電源回路の動作が行われるようになってい
るが、ＡＣ電源（Ｖａｃ）が投入されたばかりの起動時
においては、スイッチング制御回路１２の動作電源（Ｖ
ｃｃ）がトランス１１の二次巻線Ｌ３から供給されない
ため、そのスイッチング制御回路１２によるパワーＭＯ
ＳトランジスタＭ１のスイッチング制御動作を開始させ
ることができない。

【００１１】そこで、従来においては、同図に示すよう
に、電源入力（Ｖａｃ）側から整流器Ｄ１および容量Ｃ
１を介して直接得ることができる直流電源を、起動用抵
抗Ｒ１を介して電圧ドロップさせ、このドロップ電圧を
上記スイッチング制御回路１２に動作電源（Ｖｃｃ）と
して常時与えるようにしている。

【００１２】これにより、スイッチング制御回路１２
は、トランス１１の二次巻線Ｌ３側からの動作電源供給
がなくとも、上記起動用抵抗Ｒ１を介して供給される動
作電流Ｉｓにより、電源投入後ただちに動作を開始して
パワーＭＯＳトランジスタＭ１をスイッチング制御する
ことができる。そして、このパワーＭＯＳトランジスタ
Ｍ１のスイッチング制御により、トランス１１の二次巻
線Ｌ２，Ｌ３に二次起電力が生じるようになると、今度
は、その二次起電力によって上記スイッチング制御回路
１２の動作電流Ｉｃが供給されるようになる。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た技術には、次のような問題のあることが本発明者らに
よってあきらかとされた。

【００１４】すなわち、上述した電源回路では、トラン
ス１１の二次巻線Ｌ３からスイッチング制御回路１２の
動作電流Ｉｃが供給される定常動作時においても、起動
用抵抗Ｒ１に電流Ｉｓが流れ続ける状態となっているた
め、その起動用抵抗Ｒ１にて定常的な電力損失が生じる
という問題のあることがあきらかとされた。

【００１５】この起動用抵抗Ｒ１での電力損失は負荷２
の状態に関係なく定常的に生じ、たとえば負荷２が電流
をほとんど消費しない待機状態のときにも生じる。この
ため、負荷２側にてせっかく節電操作を行っても、その
負荷側での節電操作の意義が大きく損なわれてしまうと
いう問題が生じる。

【００１６】たとえばＡＣコンセントに差し込んだまま
で使用されるＡＣアダプタでは、電源回路は常時動作状
態のままにし、負荷２側での電源のオン／オフ操作によ
って電力消費をコントロールするような使い方が行われ
るが、このような場合、たとえ僅かであっても、上記起
動用抵抗Ｒ１にて定常的に生じる電力損失は非常に大き
な問題となる。

【００１７】本発明の目的は、スイッチング電源回路が
負荷の状態にかかわらず定常的に消費する電力を確実に
低減させる、という技術を提供することにある。

【００１８】本発明の前記ならびにそのほかの目的と特
徴は、本明細書の記述および添付図面からあきらかにな
るであろう。

【００１９】

【課題を解決するための手段】本願において開示される
発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、
下記のとおりである。

【００２０】すなわち、第１の手段は、入力電源とトラ
ンスの一次巻線間に直列に介在するスイッチング素子
と、このスイッチング素子をスイッチング動作させるス
イッチング制御回路とを有し、上記トランスの二次巻線
から電源出力電流を取り出すようにした電源回路であっ
て、上記入力電源側から直接得られる電源を使って上記
スイッチング制御回路に動作電流を供給する第１の電流
供給回路と、上記スイッチング動作により得られる上記
トランスの二次起電力を使って上記スイッチング制御回
路に動作電流を供給する第２の電流供給回路と、この第
２の電流供給回路が動作状態になったときに上記第１の
電流供給回路をオフ状態に設定する起動時制御回路とを
備えたものである（第１発明）。

【００２１】第２の手段は、第１および第２の二次巻線
を有するトランスと、入力電源と上記トランスの一次巻
線間に直列に介在するスイッチング素子と、このスイッ
チング素子をスイッチング動作させるスイッチング制御
回路とを有し、上記トランスの第１の二次巻線から電源
出力電流を取り出すとともに、上記トランスの第２の二
次巻線から上記スイッチング制御回路の動作電流を取り
出すようにした第２の電流供給回路とを備えたものであ
る（第２発明）。

【００２２】第３の手段は、第１の電流供給回路を抵抗
で形成するとともに、この抵抗と直列にスイッチ回路を
介在させ、第２の電流供給回路が動作状態になったとき
に上記スイッチ回路をオン状態からオフ状態に設定させ
るというものである（第３発明）。

【００２３】第４の手段は、第１の電流供給回路を抵抗
で形成するとともに、この抵抗と直列に電界効果トラン
ジスタを介在させ、第２の電流供給回路が動作状態にな
ったときに上記電界効果トランジスタのゲート電圧をオ
ンバイアス状態からオフバイアス状態に設定させるとい
うものである（第４発明）。

【００２４】第５の手段は、第１の電流供給回路をトラ
ンジスタによる定電流回路で形成するとともに、第２の
電流供給回路が動作状態になったときに上記定電流回路
のトランジスタをオン状態からオフ状態に制御させると
いうものである（第５発明）。

【００２５】第６の手段は、第１の電流供給回路をデプ
レッションモードのＮチャネルＭＯＳトランジスタによ
る定電流回路で形成するとともに、第２の電流供給回路
が動作状態になったときに上記定電流回路のトランジス
タのゲート電圧を定電流動作バイアス状態からカットオ
フバイアス状態に制御させるというものである（第６発
明）。

【００２６】上述した手段によれば、負荷電流以外の定
常的な消費電流を大幅に低減させることができる。

【００２７】これにより、スイッチング電源回路が負荷
の状態にかかわらず定常的に消費する電力を確実に低減
させる、という目的が達成される。

【００２８】

【発明の実施の形態】以下、本発明の好適な実施態様を
図面を参照しながら説明する。

【００２９】なお、図において、同一符号は同一あるい
は相当部分を示すものとする。

【００３０】図１は本発明の技術が適用された電源回路
の第１の実施態様を示す。

【００３１】同図に示す電源回路は、入出力絶縁型のＰ
ＷＭ制御方式スイッチング電源回路であって、全波整流
器Ｄ１、ダイオードＤ２，Ｄ３、平滑用容量Ｃ１，Ｃ
２，Ｃ３、トランス１１、スイッチング素子としてのＮ
チャネルパワーＭＯＳトランジスタＭ１、ＰＷＭ（パル
ス幅変調）方式のスイッチング制御回路１２、起動用抵
抗Ｒ１、誤差アンプ１３、フォッカプラ１４、スイッチ
回路１５、起動時制御回路１６などにより構成され、ト
ランス１１の二次起電力を整流および平滑処理した後、
直流電源出力として外部負荷２に供給する。つまり、Ａ
Ｃ入力電源（Ｖａｃ）から直流出力電源（Ｖｄｃ）を生
成して外部負荷２へ出力する。

【００３２】同図において、全波整流器Ｄ１および容量
Ｃ１はＡＣ入力電源Ｖａｃ（１００Ｖ）を整流および平
滑する。この整流・平滑出力はパワーＭＯＳトランジス
タＭ１を直列に介してトランス１１の一次巻線Ｌ１に通
電される。パワーＭＯＳトランジスタＭ１はスイッチン
グ制御回路１２の出力によりオン／オフ制御されてトラ
ンス１１の一次巻線Ｌ１に流れる電流をスイッチング制
御する。

【００３３】トランス１１は、パワーＭＯＳトランジス
タＭ１によるスイッチング電流Ｉｍが通電される一次巻
線Ｌ１と、互いに独立した第１および第２の二次巻線Ｌ
２，Ｌ３を有する。

【００３４】第１の二次巻線Ｌ２に生じる二次起電力
は、ダイオードＤ２および容量Ｃ２で整流および平滑さ
れて直流化された後、直流電源出力（Ｖｄｃ）として負
荷２に供給されるようになっている。

【００３５】スイッチング制御回路１２は、上記パワー
ＭＯＳトランジスタＭ１を一定周期のパルス信号でオン
／オフ制御するとともに、誤差アンプ１３およびフォト
カプラ１４を介して負荷２側から電気的分離状態を保ち
ながらフィードバックされる直流出力電圧Ｖｄｃが所定
の目標電圧となるように、上記オン／オフ制御のデュー
ティ比（オン期間／オフ期間比）を可変制御する。

【００３６】抵抗Ｒ１は、上記入力電源（Ｖａｃ）側か
ら直接得られる電源を使って上記スイッチング制御回路
１２の動作電流Ｉｓを供給する第１の電流供給回路を形
成する。この場合、その抵抗Ｒ１は、全波整流器Ｄ１お
よび容量Ｃ１にて整流および平滑化された直流電源を電
圧ドロップさせながらスイッチング制御回路１２に供給
する。

【００３７】ダイオードＤ３および容量Ｃ３は、上記ト
ランス１１の第２の二次巻線Ｌ３に生じる起電力（誘導
起電力）を整流および平滑化してスイッチング制御回路
１２の動作電源Ｖｃｃを生成する。つまり、このダイオ
ードＤ３および容量Ｃ３は、トランス１１の二次起電力
を使ってスイッチング制御回路１２の動作電流Ｉｃを供
給する第２の電流供給回路を形成する。

【００３８】スイッチ回路１５は上記抵抗Ｒ１に直列に
介在させられている。このスイッチ回路１５は起動時制
御回路１６によってオン／オフ制御される。

【００３９】起動時制御回路１６は、スイッチング制御
回路１２内にて電源電圧Ｖｃｃ（＋１２Ｖ）から生成さ
れる基準電圧Ｖｒｅｆが所定の動作レベルに達したか否
かを電圧検出し、この検出に基づいて上記スイッチ回路
１５をオンまたはオフに設定する。すなわち、ダイオー
ドＤ３および容量Ｃ３による第２の電流供給回路が動作
状態になったときに、上記スイッチ回路１５をオン状態
からオフ状態に設定するように構成されている。このよ
うな起動時制御回路１６は、たとえばシュミットトリガ
ー回路あるいはヒステリシスコンパレータなどの電圧検
出回路を用いて構成することができる。

【００４０】次に、動作について説明する。

【００４１】図１において、まず、ＡＣ電源（Ｖａｃ）
が投入されたばかりの起動時においては、スイッチング
制御回路１２の動作電源（Ｖｃｃ）が抵抗Ｒ１（第１の
電流供給回路）を介して供給される。

【００４２】この抵抗Ｒ１を介して供給される動作電流
Ｉｓによりスイッチング制御回路１２が動作を開始し、
これによりパワーＭＯＳトランジスタＭ１がスイッチン
グ動作させられて、トランス１１の一次巻線Ｌ１にスイ
ッチング電流Ｉｍが通電されるようになる。

【００４３】トランス１１の一次巻線Ｌ１にスイッチン
グ電流Ｉｍが通電されると、第１および第２の二次巻線
Ｌ２，Ｌ３にそれぞれ二次起電力（誘導起電力）が生じ
るようになる。

【００４４】第１の二次巻線Ｌ２に生じる起電力は、ダ
イオードＤ２および容量Ｃ２で整流および平滑された
後、直流電源出力（Ｖｄｃ）として負荷２に供給され
る。

【００４５】第２の二次巻線Ｌ３に生じる起電力は、ダ
イオードＤ３および容量Ｃ３（第２の電流供給回路）で
整流および平滑された後、上記スイッチング制御回路１
２に動作電流Ｉｃとして供給されるようになる。

【００４６】ダイオードＤ３および容量Ｃ３による動作
電流Ｉｃの供給が開始されると、つまり第２の電流供給
回路が動作状態になると、起動時制御回路１６が上記ス
イッチ回路１５をオンからオフの状態に切換設定する。

【００４７】これにより、抵抗Ｒ１すなわち第１の電流
供給回路による動作電流（起動電流）Ｉｓは遮断される
が、第２の電流供給回路がトランス１１の二次起電力を
使って供給する動作電流Ｉｃにより、スイッチング制御
回路１２の動作はそのまま維持される。

【００４８】以上のようにして、上述したスイッチング
電源回路は、その起動時には抵抗Ｒ１から供給される動
作電流Ｉｓで動作を開始するが、起動後の定常動作では
上記抵抗Ｒ１による電流供給が遮断される。

【００４９】これにより、スイッチング電源回路が負荷
２の状態にかかわらず定常的に消費する電力を大幅に低
減させることができる。つまり、軽負荷時あるいは無負
荷時の消費電力を大幅に低減させることができる。

【００５０】したがって、たとえばＡＣコンセントに差
し込んだままで使用されるＡＣアダプタのように、電源
回路は常時動作状態であっても、負荷２の節電状態また
は電源オフ状態のときには、それに応じて電源回路での
消費電力も大幅に低減させることができる。

【００５１】その他、図１に示した電源回路では、トラ
ンス１１に２つの二次巻線Ｌ２，Ｌ３を設けるととも
に、第１の二次巻線から電源出力電流を取り出し、第２
の二次巻線からスイッチング制御回路１２の動作電流Ｉ
ｃを取り出すようにしてあるが、これにより、電源の入
力（Ｖａｃ）側と出力（Ｖｄｃ）側をトランス１１の一
次と二次で直流的に完全な絶縁分離状態に保ったまま、
上述した動作を行わせることができる。つまり、入出力
間の分離（アイソレーション）が確保される。

【００５２】図２は本発明による電源回路の第２の実施
態様を示す。

【００５３】同図は、図１に示した電源回路のさらに具
体的な構成例を示すものであって、第１の電流供給回路
に直列に介在する上記スイッチ回路１５として、ｎｐｎ
バイポーラトランジスタＱ１を用いている。このバイポ
ーラトランジスタＱ１は、そのコレクタとベース間にバ
イアス用抵抗Ｒ２が接続されるとともに、そのベースが
別のｎｐｎバイポーラトランジスタＱ２を介して基準電
位（接地電位）に接続されるようになっている。

【００５４】トランジスタＱ２は、ＡＣ電源（Ｖａｃ）
の投入直後であって、トランス１１の二次起電力による
動作電流Ｉｃがスイッチング制御回路１２に供給される
までの起動時には、オフ状態を保つようになっている。
しかし、トランス１１の二次起電力による動作電流Ｉｃ
がスイッチング制御回路１２に供給されるようになる
と、つまり第２の電流供給回路が動作状態になると、こ
の動作状態を検出した起動時制御回路１６によってトラ
ンジスタＱ２がオフからオンに制御される。これによ
り、スイッチ回路１５をなすトランジスタＱ１は、バイ
アス用抵抗Ｒ２から供給されるベースバイアス電流をバ
イパスされてオフ状態に設定される。

【００５５】このようにして、スイッチ回路１５をなす
トランジスタＱ１が電源回路の起動後にオフ状態に設定
されることで、無駄な定常電流（Ｉｓ）が低減される。

【００５６】この場合、バイポーラトランジスタＱ１の
ベースバイアス用抵抗Ｒ２を通して定常的に流れる電流
が若干あるが、この電流は、抵抗Ｒ１によって流される
起動時の電流（Ｉｓ）に比べたら、僅かである（約１／
２０）。

【００５７】図３は本発明による電源回路の第３の実施
態様を示す。

【００５８】図２との相違点に着目して説明すると、同
図に示す電源回路では、第１の電流供給回路を形成する
抵抗Ｒ１と直列に接合型電界効果トランジスタ（ＪＦＥ
Ｔ）Ｊ１を介在させ、第２の電流供給回路が動作状態に
なったときに上記電界効果トランジスタＪ１のゲート電
圧をオンバイアス状態からオフバイアス状態に設定させ
るようにしてある。

【００５９】この場合、トランジスタＪ１はゲート・ソ
ース間にバイアス用抵抗Ｒ２が接続されているが、この
抵抗Ｒ２によるバイアスは電圧バイアスであって、電流
は消費しない。したがって、上記第２の電流供給回路が
動作する定常動作時には、第１の電流供給回路からの電
流は確実に遮断することができ、これにより、無負荷時
あるいは軽負荷時の消費電力をさらに小さくすることが
できる。

【００６０】図４は本発明による電源回路の第４の実施
態様を示す。

【００６１】図３との相違点に着目して説明すると、同
図に示す電源回路では、第１の電流供給回路を抵抗（Ｒ
１）ではなく、デプレッションモードのＮチャネルＭＯ
ＳトランジスタＮ１による定電流回路で形成してある。
これとともに、起動時制御回路１６により、第２の電流
供給回路が動作状態になったときに上記定電流回路のト
ランジスタＮ１のゲート電圧を定電流動作バイアス状態
からカットオフバイアス状態に制御させるようにしてあ
る。

【００６２】この場合、まず、第１の電流供給回路を定
電流回路で形成したことにより、電源（Ｖａｃ）投入後
の起動時に供給される動作電流（起動電流）Ｉｓが定電
流化され、これにより、スイッチング制御回路１２の動
作電源電圧Ｖｃｃの立ち上がり時間が一定に揃うように
なる。この結果、たとえば入力電源電圧（Ｖａｃ）など
が大幅に変動しても、常に一定の起動立ち上がり時間が
安定して得られるようになるという利点が得られる。

【００６３】さらに、その定電流回路をデプレッション
モードのＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１で構成した
ことにより、そのトランジスタＮ１のドレイン電圧／ド
レイン電流特性をそのまま利用して定電流回路を形成す
ることができる。また、定電流回路の使用により電圧ド
ロップのための抵抗Ｒ１を不要にすることができる。こ
れにより、立ち上がり起動時間の安定化に加えて、抵抗
Ｒ１の省略による回路構成の簡略化も行えるという利点
も得られる。また、電圧ドロップのための抵抗Ｒ１を不
要にすることで、図中に波線１で囲むように、集積回路
化率を高めて外付け部品の低減をはかることもできるよ
うになる。

【００６４】以上説明したように、本願発明の第１の発
明は、入力電源（Ｖａｃ）とトランス（１１）の一次巻
線（Ｌ１）間に直列に介在するスイッチング素子（Ｍ
１）と、このスイッチング素子（Ｍ１）をスイッチング
動作させるスイッチング制御回路（１２）とを有し、上
記トランス（１１）の二次巻線（Ｌ２）から電源出力電
流を取り出すようにした電源回路であって、上記入力電
源（Ｖａｃ）側から直接得られる電源を使って上記スイ
ッチング制御回路（１２）に動作電流（Ｉｓ）を供給す
る第１の電流供給回路（Ｒ１またはＮ１）と、上記スイ
ッチング動作により得られる上記トランス（１１）の二
次起電力を使って上記スイッチング制御回路（１２）に
動作電流（Ｉｓ）を供給する第２の電流供給回路（Ｄ
３，Ｃ３）と、この第２の電流供給回路が動作状態にな
ったときに上記第１の電流供給回路をオフ状態に設定す
る起動時制御回路（１６）とを備えたものである。これ
により、スイッチング電源回路が負荷（２）の状態にか
かわらず定常的に消費する電力を大幅に低減させること
ができる。

【００６５】第２の発明は、上記第１の発明において、
第１および第２の二次巻線（Ｌ２，Ｌ３）を有するトラ
ンス（１１）と、入力電源（Ｖａｃ）と上記トランス
（１１）の一次巻線（Ｌ１）間に直列に介在するスイッ
チング素子（Ｍ１）と、このスイッチング素子（Ｍ１）
をスイッチング動作させるスイッチング制御回路（１
２）とを有し、上記トランス（１１）の第１の二次巻線
（Ｌ２）から電源出力電流（Ｖｄｃ）を取り出すととも
に、上記トランス（１１）の第２の二次巻線（Ｌ３）か
ら上記スイッチング制御回路（１２）の動作電流（Ｉ
ｓ）を取り出すようにした第２の電流供給回路（Ｄ３，
Ｃ３）とを備えたものである。これにより、上記第１の
発明の効果に加えて、電源の入出力間の直流的な絶縁分
離（アイソレーション）を確保させることができる。

【００６６】第３の発明は、上記第１または第２の発明
において、第１の電流供給回路を抵抗（Ｒ１）で形成す
るとともに、この抵抗（Ｒ１）と直列にスイッチ回路
（１５）を介在させ、第２の電流供給回路（Ｄ３，Ｃ
３）が動作状態になったときに上記スイッチ回路（１
５）をオン状態からオフ状態に設定させるというもので
ある。これにより、上記第１の発明の効果を確実に得る
ことができる。

【００６７】第４の発明は、上記第１から第３までのい
ずれかの発明において、第１の電流供給回路を抵抗（Ｒ
１）で形成するとともに、この抵抗（Ｒ１）と直列に電
界効果トランジスタ（Ｊ１）を介在させ、第２の電流供
給回路（Ｄ３，Ｃ３）が動作状態になったときに上記電
界効果トランジスタ（Ｊ１）のゲート電圧をオンバイア
ス状態からオフバイアス状態に設定させるようにしたも
のである。これにより、無負荷時あるいは軽負荷時の消
費電力をさらに小さくすることができる。

【００６８】第５の発明は、上記第１または第２の発明
において、第１の電流供給回路をトランジスタ（Ｊ１）
による定電流回路で形成するとともに、第２の電流供給
回路（Ｄ３，Ｃ３）が動作状態になったときに上記定電
流回路のトランジスタ（Ｊ１）をオン状態からオフ状態
に制御させるというものである。これにより、電圧ドロ
ップのための抵抗（Ｒ１）を不要にすることができる。
これにより、たとえば入力電源電圧（Ｖａｃ）などが大
幅に変動しても、常に一定の起動立ち上がり時間が安定
して得られるようになる。

【００６９】第６の発明は、上記第１、２、５のいずれ
かの発明において、第１の電流供給回路をデプレッショ
ンモードのＮチャネルＭＯＳトランジスタ（Ｎ１）によ
る定電流回路で形成するとともに、第２の電流供給回路
（Ｄ３，Ｃ３）が動作状態になったときに上記定電流回
路のトランジスタ（Ｎ１）のゲート電圧を定電流動作バ
イアス状態からカットオフバイアス状態に制御させると
いうものである。これにより、立ち上がり起動時間の安
定化に加えて、抵抗（Ｒ１）の省略による回路構成の簡
略化も可能になる。さらに、電圧ドロップのための抵抗
Ｒ１を不要にすることで、集積回路化率を高めて外付け
部品の低減をはかることもできるようになる。

【００７０】以上、本発明者によってなされた発明を実
施態様にもとづき具体的に説明したが、本発明は上記実
施態様に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しな
い範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。

【００７１】たとえば、第１の電流供給回路を形成する
定電流回路は、エンハンスメントモードのＭＯＳトラン
ジスタを使っても構成可能である。

【００７２】以上の説明では主として、本発明者によっ
てなされた発明をその背景となった利用分野である直流
安定化電源回路に適用した場合について説明したが、そ
れに限定されるものではなく、たとえばモータ駆動など
のパワー回路などにも適用できる。

【００７３】

【発明の効果】本願において開示される発明のうち代表
的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記
のとおりである。

【００７４】すなわち、スイッチング電源回路が負荷の
状態にかかわらず定常的に消費する電力に低減させるこ
とができる、という効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の技術が適用された電源回路の第１の実
施態様を示す図

【図２】本発明による電源回路の第２の実施態様を示す
図

【図３】本発明による電源回路の第３の実施態様を示す
図

【図４】本発明による電源回路の第４の実施態様を示す
図

【図５】本発明以前の電源回路を示す図

【符号の説明】

１集積回路化部分２負荷（外部負荷）１１トランスＬ１一次巻線Ｌ２第１の二次巻線Ｌ３第２の二次巻線１２スイッチング制御回路（ＰＷＭ方式）１３誤差アンプ１４フォトカプラ１５スイッチ回路１６起動時制御回路Ｍ１スイッチング素子（パワーＭＯＳトランジスタ）Ｎ１ＮチャネルＭＯＳトランジスタ（スイッチおよび
定電流回路）Ｊ１接合型電界効果トランジスタ（ＪＦＥＴ）Ｑ１ｎｐｎバイポーラトランジスタ（スイッチ回路）Ｑ２ｎｐｎバイポーラトランジスタＤ１全波整流器Ｃ１平滑容量Ｄ２ダイオードＣ２平滑容量Ｄ３ダイオード（第２の電流供給回路）Ｃ３平滑容量（第２の電流供給回路）Ｒ１抵抗（第１の電流供給回路））Ｒ２抵抗（バイアス用）Ｖｃｃ動作電圧（スイッチング制御回路）ＶａｃＡＣ入力電源ＶｄｃＤＣ出力電源

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者嵯峨良平埼玉県入間郡毛呂山町大字旭台15番地日立東部セミコンダクタ株式会社内 (72)発明者横田健一埼玉県入間郡毛呂山町大字旭台15番地日立東部セミコンダクタ株式会社内 (72)発明者三田芳久埼玉県入間郡毛呂山町大字旭台15番地日立東部セミコンダクタ株式会社内Ｆターム(参考） 5H730 AA14 BB43 BB57 CC01 DD04 EE02 EE07 FD01 FD24 FF19 FG05 VV01 XC12

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力電源とトランスの一次巻線間に直列
に介在するスイッチング素子と、このスイッチング素子
をスイッチング動作させるスイッチング制御回路とを有
し、上記トランスの二次巻線から電源出力電流を取り出
すようにした電源回路であって、上記入力電源側から直
接得られる電源を使って上記スイッチング制御回路に動
作電流を供給する第１の電流供給回路と、上記スイッチ
ング動作により得られる上記トランスの二次起電力を使
って上記スイッチング制御回路に動作電流を供給する第
２の電流供給回路と、この第２の電流供給回路が動作状
態になったときに上記第１の電流供給回路をオフ状態に
設定する起動時制御回路とを備えたことを特徴とする電
源回路。
【請求項２】第１および第２の二次巻線を有するトラ
ンスと、入力電源と上記トランスの一次巻線間に直列に
介在するスイッチング素子と、このスイッチング素子を
スイッチング動作させるスイッチング制御回路とを有
し、上記トランスの第１の二次巻線から電源出力電流を
取り出すとともに、上記トランスの第２の二次巻線から
上記スイッチング制御回路の動作電流を取り出すように
した第２の電流供給回路とを備えたことを特徴とする請
求項１に記載の電源回路。
【請求項３】第１の電流供給回路を抵抗で形成すると
ともに、この抵抗と直列にスイッチ回路を介在させ、第
２の電流供給回路が動作状態になったときに上記スイッ
チ回路をオン状態からオフ状態に設定させるようにした
ことを特徴とする請求項１または２に記載の電源回路。
【請求項４】第１の電流供給回路を抵抗で形成すると
ともに、この抵抗と直列に電界効果トランジスタを介在
させ、第２の電流供給回路が動作状態になったときに上
記電界効果トランジスタのゲート電圧をオンバイアス状
態からオフバイアス状態に設定させるようにしたことを
特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の電源回
路。
【請求項５】第１の電流供給回路をトランジスタによ
る定電流回路で形成するとともに、第２の電流供給回路
が動作状態になったときに上記定電流回路のトランジス
タをオン状態からオフ状態に制御させるようにしたこと
を特徴とする請求項１または２に記載の電源回路。
【請求項６】第１の電流供給回路をデプレッションモ
ードのＮチャネルＭＯＳトランジスタによる定電流回路
で形成するとともに、第２の電流供給回路が動作状態に
なったときに上記定電流回路のトランジスタのゲート電
圧を定電流動作バイアス状態からカットオフバイアス状
態に制御させるようにしたことを特徴とする請求項１、
２、５のいずれかに記載の電源回路。