JP5217544B2

JP5217544B2 - スイッチング電源制御用半導体装置、起動回路、およびスイッチング電源装置の起動方法

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Publication number: JP5217544B2
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Description

本発明は、スイッチング電源制御用半導体装置、起動回路、およびスイッチング電源装置の起動方法に関し、とくにトランスの２次側の巻線に接続された負荷に対して電力供給するためのスイッチング電源制御用半導体装置、スイッチング電源装置を起動するための起動回路、およびスイッチング電源装置の起動方法に関する。

従来、フライバック型のスイッチング電源装置において、トランスの１次巻線に接続されたスイッチ素子をオン／オフすることで、その２次側に電圧を誘起するスイッチング電源制御用の集積回路装置（以下、ＩＣという。）がある。このスイッチング電源制御用ＩＣは、通常、トランジスタ等を多数有する回路構成からなる１チップの集積回路内に起動回路を組み込むとともに、スイッチング電源制御用ＩＣ自体を駆動する電源電圧を安定させるために、ＩＣの電源端子に外付けされた電圧安定用のコンデンサを具備して構成される。

この種のスイッチング電源装置では、トランスの１次側での電源投入後に、スイッチング電源装置の出力電圧が安定するまで当該起動回路からコンデンサに起動電流を供給して充電し、充電が完了したコンデンサからＩＣを動作させるための給電電圧をＩＣの電源端子に供給することで、スイッチング動作を開始するようにしていた。すなわち、スイッチング電源制御用ＩＣの給電電圧は、スイッチング電源装置の起動完了後には例えばその補助出力電圧として容易に得られるが、少なくとも起動時には入力電圧からは別途に電源供給しなければならず、このためＩＣを起動するための起動回路を必要としていた。

図９は、スイッチング電源装置の一例を示すブロック図である。スイッチング電源装置は、ブリッジダイオードＢＤ１０１、コンデンサＣ１０１〜Ｃ１０３、ダイオードＤ１０１，Ｄ１０２、トランスＴ１０１、パワートランジスタＰｗＴ１０１、抵抗Ｒ１０１、フォトカプラＰＣ１０１、スイッチング電源制御用ＩＣ１００、電圧検出回路１１１を有している。スイッチング電源制御用ＩＣ１００は、高電圧入力端子ＶＨ、電源端子ＶＣＣ、出力端子ＯＵＴ、電流検出端子ＩＳ、グランド端子ＧＮＤ、およびフィードバック端子ＦＢなどの端子を有し、さらに起動回路１０１およびパルス制御部１０２などを有している。図９に示すスイッチング電源装置は、ＡＣ１００Ｖの商用電源を整流して、トランスＴ１０１を介して所定の電力を負荷１２１に供給する、いわゆる絶縁型のＡＣ−ＤＣコンバータの一例である。

ブリッジダイオードＢＤ１０１はＡＣ１００Ｖの商用電源を整流する。整流された直流電圧は、トランスＴ１０１の１次側の主巻線Ｎ１０１と、スイッチング素子であるパワートランジスタＰｗＴ１０１とを直列接続した直列回路に印加される。パワートランジスタＰｗＴ１０１はそこに流れる電流を検出するための電流検出用の抵抗Ｒ１０１を介して接地されている。

スイッチング電源制御用ＩＣ１００のフィードバック端子ＦＢは、フォトカプラＰＣ１０１のフォトトランジスタＰＴ１０１に接続されている。電流検出端子ＩＳは、パワートランジスタＰｗＴ１０１と電流検出用の抵抗Ｒ１０１との接続点に接続され、抵抗Ｒ１０１で検出される電圧値が入力される。グランド端子ＧＮＤは接地されている。出力端子ＯＵＴは、パワートランジスタＰｗＴ１０１のゲートに接続されている。電源端子ＶＣＣは、ダイオードＤ１０１を介して、トランスＴ１０１の１次側の補助巻線（以下、コイルともいう。）Ｎ１０３に接続されている。

こうして、スイッチング電源制御用ＩＣ１００は、スイッチング電源装置の起動完了後にはコイルＮ１０３に誘起される電圧によって動作する。ここで、ＩＣ１００の電源端子ＶＣＣには、コイルＮ１０３から供給される電圧を安定させるためのコンデンサＣ１０２が外付けされている。

電源投入後の起動に際して、スイッチング電源制御用ＩＣ１００では、ブリッジダイオードＢＤ１０１から起動回路１０１を介してコンデンサＣ１０２に起動電流が供給される。その後、起動電流によってコンデンサＣ１０２が充電され、ＩＣ１００が動作するのに必要な電圧より高い所定の値まで電源端子ＶＣＣの電圧が上昇すると、起動回路１０１からの起動電流が止まる構成となっている。

ＩＣ１００のパルス制御部１０２は、内部に発振回路を備えている。パルス制御部１０２では、発振回路の発振周波数で規定されるスイッチング周波数で、フィードバック端子ＦＢで受けた出力電圧レベル（負荷レベルに関する情報も含まれている）および電流検出端子ＩＳに入力される電圧に応じて、パルス変調されたパルス信号を出力端子ＯＵＴから出力して、パワートランジスタＰｗＴ１０１をオン／オフ制御する。

トランスＴ１０１の２次側の主巻線Ｎ１０２には、ダイオードＤ１０２とコンデンサＣ１０３からなる整流・平滑回路を介して、負荷１２１が接続される。整流・平滑回路と負荷１２１の間には電圧検出回路１１１が接続されているため、負荷１２１に供給されている電圧が検出できる。電圧検出回路１１１によって検出された電圧信号は、フォトカプラＰＣ１０１のフォトダイオードＰＤ１０１とフォトトランジスタＰＴ１０１を介して、ＩＣ１００のフィードバック端子ＦＢにフィードバックされる。なお、電圧信号はフォトカプラＰＣ１０１を介して１次側にフィードバック信号として伝えられるため、トランスＴ１０１の１次側と２次側は電気的に絶縁されることになる。

図１０は、従来の起動回路の構成を示すブロック図である。
起動回路１０１は、起動素子１１２、電流増幅回路１１３、およびスイッチ回路１１４を備え、そこには起動電圧入力端子１０１ａ、起動電流出力端子１０１ｂ、および制御端子１０１ｃを有している。そして、起動回路１０１内部では、起動電圧入力端子１０１ａはＩＣ１００の高電圧入力端子ＶＨに接続され、起動電流出力端子１０１ｂはＩＣ１００の電源端子ＶＣＣに接続されている。制御端子１０１ｃは、電源電圧検出回路１０３と接続されている。

起動回路１０１の起動電流出力端子１０１ｂには、ＩＣ１００の電源端子ＶＣＣを介してコンデンサＣ１０２が外付けされている。起動電圧入力端子１０１ａには、高電圧入力端子ＶＨを介してトランスＴ１０１の１次側に供給される高電圧が入力される。起動素子１１２は、高電圧入力端子ＶＨと電源端子ＶＣＣとの間の高い電位差の大半が印加される高耐圧素子であり、他の素子を高電圧から保護する機能を有している。電流増幅回路１１３は、定電流を増幅するカレントミラーを用いてこの起動電流が一定となるようにし、スイッチ回路１１４を介して起動電流出力端子１０１ｂから起動電流を出力してコンデンサＣ１０２を充電する。電源電圧検出回路１０３は、電源端子ＶＣＣの電圧を検出して、起動回路１０１の制御信号となるオン／オフ（ｏｎ／ｏｆｆ）信号をスイッチ回路１１４に出力している。

ここでは、電源電圧がＩＣ１００を動作させるのに必要な電圧になるまではスイッチ回路１１４にオン信号を出力して起動電流を流し、ＩＣ１００が動作可能な電圧より高い所定の値になったときオフ信号が出力され、起動電流を停止させる。こうしてスイッチング電源装置の起動が完了すると、スイッチング電源装置のスイッチング動作が開始し、トランスＴ１０１のコイルＮ１０３から起動回路１０１の起動電流出力端子１０１ｂに、電源端子ＶＣＣを介して電源電圧（Ｖｃｃ）が所定の大きさで入力される。なお、上記の所定の値は通常ヒステリシス動作を持たせるために高低２つの値を有していて、電源電圧（Ｖｃｃ）が低い方の所定値より低くなると、起動回路が再び稼動する。

図１１は、従来の起動回路の具体的な構成の一例を示す回路図である。
起動回路１０１は、Ｎチャネルの高耐圧の接合型電界効果トランジスタＪ１１，Ｊ１２（以下、単にトランジスタＪ１１，Ｊ１２という。）によって起動素子１１２が構成されている。これらのトランジスタＪ１１，Ｊ１２は、ゲートがグランドに接続されている。

また、図１０に示す電流増幅回路１１３は、互いにカレントミラー接続されたＰチャネル型ＭＯＳトランジスタＭＰ１１，ＭＰ１２（以下、トランジスタＭＰ１１，ＭＰ１２という。）と抵抗Ｒ１１によって構成されている。スイッチ回路１１４は、Ｎチャネル型のＭＯＳトランジスタＭＮ１１，ＭＮ１２（以下、トランジスタＭＮ１１，ＭＮ１２という。）と抵抗Ｒ１２，Ｒ１３によって構成されている。

トランジスタＪ１１，Ｊ１２のドレインは、いずれも高電圧入力端子ＶＨと接続され、トランジスタＪ１１のソースはトランジスタＭＰ１１，ＭＰ１２のソースと接続されている。また、トランジスタＪ１２のソースは、抵抗Ｒ１３を介してトランジスタＭＮ１１のドレインおよびトランジスタＭＮ１２のゲートと接続されて、トランジスタＭＮ１２のゲートに対するプルアップ電圧を印加している。トランジスタＭＮ１１のゲートは制御端子１０１ｃと接続され、起動回路１０１の制御信号となるオン／オフ（ｏｎ／ｏｆｆ）信号が入力されている。

このような起動回路１０１では、起動電圧入力端子１０１ａに高電圧が印加されるとき、起動素子１１２から流れるドレイン電流はトランジスタＪ１１のソース−ゲート間の電位差が大きいほど小さくなる。すなわちトランジスタＪ１１のソース電位が高いほど小さくなる。また、電流増幅回路１１３を構成するトランジスタＭＰ１２に流れる電流値は、トランジスタＭＰ１１の電圧ドロップを無視すると、トランジスタＪ１１のソース電位と抵抗Ｒ１１のインピーダンスの比およびトランジスタＭＰ１１とＭＰ１２のミラー比によって決まる。

図１２は、一般的な接合型電界効果トランジスタの電圧／電流特性を示した図である。図１２に示すカーブＩ_JFETは、接合型電界効果トランジスタのソース−ゲート間の電圧（Ｖ_sg［Ｖ］）とドレイン電流（Ｉ_dr［Ａ］）の関係を示している。

図１２に示すように、トランジスタＪ１１では、横軸に示すソース−ゲート間の電位差Ｖ_sgが大きいほど、縦軸に示すドレイン電流Ｉ_drは指数関数的に減少していく。したがって、スイッチング電源装置の起動直後では電源端子ＶＣＣの電圧は０Ｖ付近であるので、トランジスタＪ１１のゲート−ソース間の電位差は小さく、大きな電流が流れる。

図１２に示す直線Ｉ_CMは、抵抗Ｒ１１に流れる電流をトランジスタＭＰ１１からトランジスタＭＰ１２にカレントミラーした電流の特性である（上記のように、トランジスタＭＰ１１の電圧ドロップは無視している。）。トランジスタＪ１１のゲート−ソース間に印加される電圧Ｖ_sgは、トランジスタＭＰ１１を介して抵抗Ｒ１１に印加される電圧でもあり、トランジスタＭＰ１１による電圧ドロップを無視すれば、抵抗Ｒ１１に流れる電流は電圧Ｖ_sgに比例する。すなわち、カレントミラー動作により規定されてトランジスタＭＰ１２に流れる電流は、直線Ｉ_CMで示す特性を持つ。トランジスタＪ１１に流れる電流とＰＭＯＳトランジスタＭＰ１２に流れる電流は等しいから（ただし、ミラー比が大きいため抵抗Ｒ１１に流れる電流は無視する。）、曲線Ｉ_JFETと直線Ｉ_CMの交点が求める安定点となる。

この安定点は、トランジスタＪ１１のソース−ゲート間の電圧／電流特性と、抵抗Ｒ１１、トランジスタＭＰ１１のしきい値（Ｖｔｈ）により決まり、トランジスタＪ１１のソース電圧は、電源端子ＶＣＣの電圧値および高電圧入力端子ＶＨの電圧値とは関係しない定電圧値の電圧Ｖ_constとなる。図１１に示す起動電圧入力端子１０１ａに高電圧が印加されるとき、抵抗Ｒ１１が３ＭΩであって、トランジスタＪ１１のソース電位がＶ_const＝３０Ｖで決まるとすれば、抵抗Ｒ１１、トランジスタＭＰ１１に流れる電流は１０μＡの定電流値となる。また、トランジスタＭＰ１１とＭＰ１２のゲートサイズＷ／Ｌの比を１：１００として、トランジスタＪ１１から起動電流出力端子１０１ｂに流れる起動電流も１ｍＡの定電流となる。

スイッチング電源制御用ＩＣ１００の起動時には、図１０に示す電源電圧検出回路１０３のような低電圧誤動作防止回路によって、Ｌ（Ｌｏｗ）状態のオフ信号がトランジスタＭＮ１１に入力されて、トランジスタＭＮ１１はオフする。このとき、トランジスタＭＮ１２のゲート端子に高電圧が入力されるので、トランジスタＭＮ１２がオン状態となって、起動回路１０１はトランジスタＪ１１のドレイン電流Ｉ_drを流すように動作するため、高電圧入力端子ＶＨから電源端子ＶＣＣへ向かって起動電流が流れ始める。

電源端子ＶＣＣの電圧が、上記の所定の値（高い方の値）まで上昇すると、電源電圧検出回路１０３からＨ（Ｈｉｇｈ）状態のオン信号が出力され、スイッチ回路１１４を構成するトランジスタＭＮ１１をオンする。すると、トランジスタＭＮ１２のゲート電位がＬ状態となり、トランジスタＭＮ１２がオフ状態となって、図１１に示す起動回路１０１から電源端子ＶＣＣへの起動電流の供給が止まる。

図１３は、従来の起動回路における起動電流の変化を示す図である。図の横軸は、電源端子ＶＣＣの電源電圧（Ｖｃｃ［Ｖ］）を示し、縦軸は、起動回路１０１の起動電流出力端子１０１ｂからの起動電流（Ｉ_stup［ｍＡ］）を示す。

ここで、上記安定点に対するソース電位をＶ_const＝１８Ｖとすると、電源電圧Ｖｃｃがこの１８Ｖを超えるとソース電位が安定定点の１８Ｖを維持できなくなって上昇するから、起動電流Ｉ_stupは図１２に示すカーブＩ_JFETに従い減少する。そして、電源電圧Ｖｃｃが上記の所定の値（高い方の値）まで上昇するとトランジスタＭＮ１２がオフ状態となって起動電流Ｉ_stupがゼロになる。抵抗Ｒ１１が温度依存性を持たなければ（温度によってその抵抗値が変化しなければ）図に示すように、電源端子ＶＣＣの電流値Ｉ_stupは、電源端子ＶＣＣの電圧が少なくとも１８Ｖになるまで、定電流特性を保つ。ただし、その定電流値は若干の温度特性をもっているため、スイッチング電源制御用ＩＣ１０の電源端子ＶＣＣに外付けされるコンデンサＣ２は、温度により定まる一定の電流で充電されることになる。

特許文献１には、起動時において、起動用端子から電源端子に流す起動電流を、起動電流一定回路によって一定に流すようにしたスイッチング電源制御用半導体装置の発明が記載されている。ここでは、電源端子に外付けされたコンデンサは、一定の電流で充電されるので、電源端子の電圧が低いときの発熱を抑えるとともに、電源端子がグランドにショートしたときの故障を防ぎ、さらに、電源設計が容易になる。

特許文献２および３には、起動回路に流す電流として大小２つの定電流源を用意して、最初は小さな初期電流値で初期電圧値まで出力を立ち上げ、それがある程度上がったとき、大きい定電流源に切換えて動作電圧値まで立ち上げるようにした電源制御システムのスタートアップ方法が記載されている。
特開２００６−２０４０８２号公報（段落番号［００４２］〜［００６２］、図１）特表２００７−５０８８００号公報（段落番号［０００５］〜［００１５］、図１）特開２００７−５０９４９３号公報（段落番号［００１８］〜［００２５］、図４、図５）ＵＳ特許６，９４０，３２０（特許文献２の対応特許）

上述したスイッチング電源装置では、電源投入時に起動回路１０１が高電圧入力端子ＶＨから高電圧を受け取って、電圧安定用のコンデンサＣ１０２を充電するための電流シーケンスを生成している。その場合、電源端子ＶＣＣがグランドにショートしていたとしても、スイッチング電源制御用ＩＣ１００が発熱し、あるいは発火によって破壊しないように、大きな電流ができるだけ流れないように構成する必要があった。

特許文献１に開示された従来技術は、起動時における起動電流を一定の大きさに制御することにより、電源端子ＶＣＣがグランドにショートしたときの故障を防ごうとするものであるが、電源端子ＶＣＣの電圧とは無関係に一定値で充電電流を流す構成であるため、一定とされる電流値が小さければ電源起動までに要する時間が長くなる。起動時間を短くするために起動電流の電流値を大きく設定すれば、異常時の発熱や発火を確実に防ぐことが容易ではないという問題があった。

また、特許文献２，３に記載された従来技術では、電源端子ＶＣＣの電位が初期電圧値まで上昇したことを検知して、その後に大きな起動電流を供給するための回路に切換えるように構成されている。そのため、電源端子ＶＣＣがグランドにショートしているときには、大きな電流が流れないという利点がある。

しかし、スイッチング電源装置の故障においては、必ずしも完全に電源端子ＶＣＣがグランドにショートするといった事故ばかりでなく、ツェナー回路要素を含んでいるために、ある程度の電圧上昇があってから制御回路に大電流が流れ、それによって発熱や発火の事故が生じることも想定される。したがって、従来技術では、スイッチング電源制御用ＩＣの発熱や発火を確実に防ぐことができないという問題が生じていた。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、高電圧入力端子から供給される起動電流を制限して、確実に異常時の発熱や発火を防ぐようにしたスイッチング電源制御用半導体装置を提供することを目的とする。

また、本発明の別の目的は、電源端子の電圧値に応じた大きさで起動電流を出力するようにした起動回路、およびスイッチング電源装置の起動方法を提供することである。

本発明では、上記問題を解決するために、直流電源と、トランスと、前記直流電源に接続された前記トランスの１次側主巻線に流れる電流を制御するスイッチ素子と、前記トランスの補助巻線に接続された電圧安定用コンデンサとを有し、前記トランスの２次側の巻線に接続された負荷に対して電力供給するためのスイッチング電源装置のスイッチング電源制御用半導体装置が提供される。このスイッチング電源制御用半導体装置は、前記直流電源に接続される起動用の高電圧入力端子と、前記電圧安定用コンデンサに接続され、前記スイッチング電源装置の電源投入後に前記電圧安定用コンデンサを充電するための起動電流を出力する電源端子と、前記高電圧入力端子と前記電源端子との間に接続され、前記スイッチング電源装置の電源投入後に前記電源端子に前記起動電流を出力して前記コンデンサを充電し、前記スイッチング電源装置の起動後には前記起動電流をオフにする起動回路と、から構成される。

ここで、起動用の高電圧入力端子は直流電源に接続される。電源端子は前記電圧安定用コンデンサに接続され、前記スイッチング電源装置の電源投入後に前記電圧安定用コンデンサを充電するための起動電流を出力する。起動回路は前記高電圧入力端子と前記電源端子との間に接続され、前記電源端子に出力する前記起動電流を、微小電流で充電開始した後は、前記電源端子の電圧値に応じた大きさの電流値に可変するようにした。

また、本発明では、直流電源と、トランスと、前記直流電源に接続された前記トランスの１次側主巻線に流れる電流を制御するスイッチ素子と、前記トランスの補助巻線に接続された電圧安定用コンデンサとを有し、前記トランスの２次側の巻線に接続された負荷に対して電力供給するスイッチング電源装置を起動するための起動回路が提供される。この起動回路は、前記直流電源に接続される起動用の高電圧入力端子と、前記電圧安定用コンデンサに接続され、前記スイッチング電源装置の電源投入後に前記電圧安定用コンデンサを充電するための起動電流を出力する電源端子と、前記高電圧入力端子に接続されて前記起動電流を流す起動素子と、前記電源端子の電圧値に応じた大きさの第１の可変電流信号を生成する電圧電流変換回路と、前記起動素子と前記電源端子との間に設けられ、前記スイッチング電源装置の電源投入後に微小電流信号を生成した後は、前記第１の可変電流信号を増幅して前記起動電流となる第２の可変電流信号を生成する電流増幅回路と、から構成される。

さらに、本発明では、直流電源と、トランスと、前記直流電源に接続された前記トランスの１次側主巻線に流れる電流を制御するスイッチ素子と、前記トランスの補助巻線に接続された電圧安定用コンデンサとを有し、前記トランスの２次側の巻線に接続された負荷に対して電力供給するスイッチング電源装置を前記直流電源と接続された起動回路によって起動する起動方法が提供される。この起動方法は、前記スイッチング電源装置の電源投入時に、前記起動回路の高電圧入力端子から起動電圧を供給するステップと、前記スイッチング電源装置の電源投入後に、前記起動回路の起動電流出力端子から出力する起動電流によって前記電圧安定用コンデンサを充電するステップと、前記スイッチング電源装置の起動後に、前記起動電流をオフにするステップと、を含んで構成され、前記電圧安定用コンデンサを充電するステップは、前記電圧安定用コンデンサへの充電開始を微小電流で行った後は、前記電圧安定用コンデンサが所定の電圧に充電されるまで、前記起動電流を前記電圧安定用コンデンサの電圧値に比例する大きさまたは１次関数となる大きさに応じた電流に可変する。

この発明の起動回路、あるいは起動方法では、最初に微小電流で充電した後は、電源端子の電圧値に応じた大きさの電流を起動回路から流すことによって電圧安定用コンデンサを充電する。

本発明のスイッチング電源制御用半導体装置によれば、電源端子がグランドにショートしていた場合は起動電流がほとんど流れないから、異常時の発熱や発火を確実に防ぐことができる。また、起動回路では電源電圧の上昇に伴って起動電流が増加して流れるように制御しているので、ツェナー回路要素を含むような短絡にも対応でき、コンデンサの充電が完了してスイッチング電源装置を起動するまでに要する時間も短縮できる。

以下、図面を参照してこの発明の実施の形態について説明する。
（実施の形態１）
図１は、実施の形態１に係る起動回路の構成を示すブロック図である。

起動回路１１は、起動素子１２、主電流回路１３ａと微小電流回路１３ｂからなる電流増幅回路１３、スイッチ回路１４、および電圧電流変換回路（Ｖ−Ｉ変換回路）１５を備え、起動電圧入力端子１１ａ、起動電流出力端子１１ｂ、および制御端子１１ｃを有している。そして、起動回路１１の起動電圧入力端子１１ａは、スイッチング電源制御用ＩＣ１００（前述した図９参照）の高電圧入力端子ＶＨに接続されている。また、起動電流出力端子１１ｂはＩＣ１００の電源端子ＶＣＣに接続され、制御端子１１ｃは、電源電圧検出回路１０３と接続されている。

起動回路１１の起動電流出力端子１１ｂには、ＩＣ１００の電源端子ＶＣＣを介して電圧安定用のコンデンサＣ１０２が外付けされている。起動電圧入力端子１１ａには、高電圧入力端子ＶＨを介してトランスＴ１０１の１次側に供給される高電圧が入力される。起動素子１２は、高電圧入力端子ＶＨと電源端子ＶＣＣとの間の高い電位差の大半が印加される高耐圧素子であり、他の素子を高電圧から保護する機能を有している。電流増幅回路１３は、基準となる電流を増幅するカレントミラーを用いてこの起動電流を決定し、スイッチ回路１４を介して起動電流出力端子１１ｂから起動電流を出力してコンデンサＣ１０２を充電する。電源電圧検出回路１０３は、電源端子ＶＣＣの電圧を検出して、起動回路１１の制御信号となるオン／オフ（ｏｎ／ｏｆｆ）信号をスイッチ回路１４に出力している。

ここでは、第１に電圧電流変換回路１５を新たに設けて、電源端子ＶＣＣの電圧信号に応じた大きさで第１の可変電流信号を生成している点で、従来の起動回路１０１（図１０）のものと異なる。第２の相違点は、電流増幅回路１３が主電流回路１３ａと微小電流回路１３ｂからなり、電源投入後に微小電流回路１３ｂですぐに微小電流を電源端子ＶＣＣに流し、電源端子ＶＣＣの電圧が上昇し始めたとき、少なくとも一部のＶＣＣの区間でそれに比例する、もしくは１次関数となる大きさに増幅された電流を主電流回路１３ａから出力するようにしたことである。

つぎに、起動回路１１の具体例について説明する。図２は、実施の形態１に係る起動回路の具体的な構成の一例を示す回路図である。
起動回路１１は、Ｎチャネルの高耐圧の接合型電界効果トランジスタＪ１，Ｊ２（以下、単にトランジスタＪ１，Ｊ２という。）によって、起動素子１２が構成されている。トランジスタＪ１，Ｊ２のゲートはそれぞれグランドに接続され、ドレインは高電圧入力ＶＨが供給される起動電圧入力端子１１ａと共通に接続されている。トランジスタＪ１のソースは、第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１（以下、単にトランジスタＭＰ１という。）と第１の抵抗Ｒ１との直列回路を介して接地されている。トランジスタＪ１は、スイッチング電源装置の電源投入によって起動電圧入力端子１１ａからの高電圧ＶＨをドレイン端子で受け、ソース端子から起動電流出力端子１１ｂに充電電流を流すものである。

第１、第２のＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ１，ＭＮ２（以下、単にトランジスタＭＮ１，ＭＮ２という。）、および第２の抵抗Ｒ２は、電圧電流変換回路１５を構成するものであって、起動電流出力端子１１ｂの電圧信号に応じた大きさで第１の可変電流信号（以下、電流Ｉ１１という。）を生成している。第２の抵抗Ｒ２は、一端が起動電流出力端子１１ｂに接続され、他端がトランジスタＭＮ１のドレインに接続されている。トランジスタＭＮ１は、ドレインとゲートが互いに接続され、ソースが接地されている。トランジスタＭＮ２は、ソースが接地されるとともに、トランジスタＭＮ１に流れる電流Ｉ１１に対するカレントミラー電流Ｉ１２を流すように、そのゲートがトランジスタＭＮ１のゲートと接続されている。

カレントミラー回路を構成するトランジスタＭＮ１，ＭＮ２のゲートは、スイッチ回路１４を構成するＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ３（以下、単にトランジスタＭＮ３という。）のドレインに接続されている。このトランジスタＭＮ３は、ソースがグランドに接続され、ゲートが制御端子１１ｃと接続されている。この制御端子１１ｃには、起動回路１１の制御信号となるオン／オフ（ｏｎ／ｏｆｆ）信号が入力されている。

トランジスタＭＰ１と第２のＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ２（以下、単にトランジスタＭＰ２という。）はゲートが互いに接続されてカレントミラー回路を構成しており、これらトランジスタＭＰ１，ＭＰ２と抵抗Ｒ１によって図１の電流増幅回路１３が構成されている。トランジスタＭＰ２は、起動素子１２と起動電流出力端子１１ｂの間の電流経路に設けられている。トランジスタＭＮ２に流れるカレントミラー電流Ｉ１２に基づき、トランジスタＭＰ２により充電電流となる第２の可変電流信号（以下、充電電流Ｉ２２という。）が起動電流出力端子１１ｂへ至る電流経路に生成される。このトランジスタＭＰ２と起動電流出力端子１１ｂの間には、さらにＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ４（以下、スイッチングトランジスタＭＮ４という。）が配置され、このスイッチングトランジスタＭＮ４のゲートは、抵抗Ｒ３を介してトランジスタＪ２のソース端子と接続されている。

トランジスタＭＰ１のソースは、トランジスタＪ１のソース端子と接続され、ベースおよびドレインは抵抗Ｒ１を介して接地されている。また、トランジスタＭＰ１と第１の抵抗Ｒ１の接続点にはトランジスタＭＮ２のドレインが接続されている。

抵抗Ｒ３とスイッチングトランジスタＭＮ４との接続点は、スイッチ回路１４を構成するＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ５（以下、単にトランジスタＭＮ５という。）を介してグランドに接続される。このトランジスタＭＮ５のゲートは、抵抗Ｒ４によりグランドにプルダウンされるとともに、制御端子１１ｃと接続されている。スイッチングトランジスタＭＮ４は、トランジスタＪ１のソース端子と起動電流出力端子１１ｂの間を接続する電流経路に介在するスイッチングトランジスタであって、そのゲート電圧がトランジスタＪ２のソース電圧および抵抗Ｒ３によりによってプルアップされている。

最初に、トランジスタＭＮ３，ＭＮ５にＬ状態のオフ信号が入力されると、電流Ｉ１１に対するカレントミラー電流Ｉ１２が流れ、カレントミラー電流Ｉ１２と抵抗Ｒ１を流れる初期電流Ｉ１３とを加算した電流Ｉ２１がトランジスタＭＰ１に流れる。トランジスタＭＰ１，ＭＰ２はカレントミラー接続されているから、電流経路にはトランジスタＭＰ１に流れる電流Ｉ２１を増幅したカレントミラー電流が、充電電流Ｉ２２として流れることになる。

なお、図２を図１の構成と対比させると、トランジスタＭＰ１，ＭＰ２および抵抗Ｒ１が微小電流回路１３ｂに相当し、トランジスタＭＰ１，ＭＰ２およびトランジスタＭＮ２が主電流回路１３ａに相当する。

図３は、実施の形態１の起動回路に流れる起動電流の電圧依存性を示す図である。ここでは、横軸に電源電圧（Ｖｃｃ）、縦軸に起動電流（Ｉ_stup）をとってある。
起動用の高電圧入力端子１１ａは、スイッチング電源装置の電源投入によってトランスの主巻線に供給される高電圧ＶＨが供給される。起動素子１２では、トランジスタＪ１のソース電圧が発生して抵抗Ｒ１に初期電流Ｉ１３が流れる。いま、抵抗Ｒ１の抵抗値を１０ＭΩとし、トランジスタＪ１で３０Ｖのソース電圧が発生したとすれば、３μＡの大きさの初期電流Ｉ１３が流れる。

このとき、起動電流出力端子１１ｂの電源電圧Ｖｃｃは０Ｖであるため、トランジスタＭＮ１，ＭＮ２からなるカレントミラー回路に電流Ｉ１１，Ｉ１２は流れない。しかしながら、トランジスタＭＰ１，ＭＰ２のカレントミラー回路を構成する電流増幅回路１３では、そのミラー比に応じて抵抗Ｒ１に流れる初期電流Ｉ１３が増幅されて、起動電流出力端子１１ｂに流れ始める。

いま、トランジスタＭＰ１，ＭＰ２のゲートサイズＷ／Ｌの比を１：５０として、起動電流Ｉ_stupを計算すると、１５０μＡの電流が起動電流出力端子１１ｂへ流れ込むことになる。充電電流によって電源電圧Ｖｃｃが上昇するとき、第２の抵抗Ｒ２に流れる電流Ｉ１１は、次式によって表わされる。

Ｉ１１＝（Ｖｃｃ−Ｖｔｈ）／Ｒ₂…（１）
ここで、ＶｔｈはトランジスタＭＮ１のスレッシュ電圧、Ｒ₂は第２の抵抗Ｒ２の抵抗値である。このようにして、電源電圧Ｖｃｃは０Ｖから徐々に上昇を始めると同時に、トランジスタＭＮ１に流れる電流Ｉ１１が増加してくる。したがって、充電電流Ｉ２２に生じる変化は、図３に示すように、電源電圧Ｖｃｃの大きさに比例して増加する。

いま、トランジスタＭＮ１，ＭＮ２のゲートサイズＷ／Ｌの比を１：１０とすると、カレントミラー電流Ｉ１２は次式によって表わされる。
Ｉ１２＝１０×（Ｖｃｃ−Ｖｔｈ）／Ｒ₂…（２）
したがって、充電電流Ｉ２２は次式によって表わされる。

Ｉ２２＝５０×｛１０×［（Ｖｃｃ−Ｖｔｈ）／Ｒ₂］＋３｝…（３）
すなわち、スイッチング電源装置の電源投入後に、起動回路１１では起動電流出力端子１１ｂからの充電電流Ｉ２２によってコンデンサを充電するとともに、その電圧値Ｖｃｃに比例した大きさで充電電流Ｉ２２を増加することによって、コンデンサが充電されていくことになる。

図３において起動電流（Ｉ_stup）が上昇から下降に転ずるのは、前述の図１３において電源電圧Ｖｃｃが安定点に対するソース電位Ｖ_const＝１８Ｖを超えたときと同じ現象である。すなわち、トランジスタＪ１のソース電位が安定点を維持できなくなって上昇するから、起動電流Ｉ_stupは図１２に示すカーブＩ_JFETに従い減少する。そして、電源電圧Ｖｃｃがスイッチング電源装置の動作可能な所定値まで上昇すると、Ｈ状態のオン信号がトランジスタＭＮ３，ＭＮ５に入力されて、それらがオンする。これによって、トランジスタＭＮ２を流れるカレントミラー電流Ｉ１２がゼロになり、同時に充電電流Ｉ２２を流していた電流経路のスイッチングトランジスタＭＮ４もオフするから、充電電流が流れなくなる。また、充電電流遮断の前後でスイッチング電源装置が動作を開始する。これにより、スイッチング電源制御用ＩＣ１００では、起動回路１１からの起動電流がオフになり、トランスＴ１０１のコイルＮ１０３からのみ電源電圧が供給されるようになる。

このように、実施の形態１に係る起動回路１１は、高電圧入力端子ＶＨと電源端子ＶＣＣとの間に接続され、充電電流Ｉ２２を電源端子ＶＣＣの電圧値Ｖｃｃに比例した大きさに増加しながらコンデンサＣ１０２を充電するとともに、スイッチング電源装置の起動後には充電電流Ｉ２２をオフにしてトランスＴ１０１のコイルＮ１０３から電源電圧Ｖｃｃを供給するようにしたので、電源端子ＶＣＣがグランドにショートしていた場合は起動電流出力端子１１ｂからの充電電流Ｉ２２がほとんど流れない。また、電源電圧Ｖｃｃの上昇に伴って充電電流Ｉ２２が増加して流れるように制御することで、ある程度の電圧上昇があってから急に大電流が流れることもない。したがって、スイッチング電源制御用ＩＣでは、異常時の発熱や発火を確実に防ぐことができる。

また、上述した式（３）に示すように、充電電流Ｉ２２は電源電圧Ｖｃｃに依存しているため、トランジスタＪ１，Ｊ２における電圧／電流特性による影響を受けにくい。したがって、スイッチング電源制御用ＩＣ１００の製造工程で特性のばらつきが生じた場合や、使用環境の温度が変化しても、スイッチング電源装置が起動するまでの時間が変化するおそれがなくなる。

また、起動回路１１が停止すると、高電圧入力端子ＶＨから流れる電流は起動回路１１の第１の抵抗Ｒ１に流れる微小電流だけとなるから、待機時の消費電力を低減できる。従来回路（図１１）では抵抗Ｒ１に流れる待機時の電流値が１０μＡであったが、初期電流を同じ５００倍で増幅するとしても、待機時の電流値は３μＡまで低減される。

さらに、電流増幅回路１３と電圧電流変換回路１５において、独立した２つのカレントミラー電流を流すことによって電流増幅を行っているので、従来のような１段のミラー回路で５００倍の電流増幅する構成と比較して、増幅用のトランジスタＭＰ１，ＭＰ２、ＭＮ１，ＭＮ２を合計した占有面積を１０分の１程度まで小さくできる。

（実施の形態２）
図４は、実施の形態２に係る起動回路の構成を示すブロック図である。ここでは、実施の形態１の起動回路と対応する部分には同一符号を付けており、以下ではそれらについての説明を省略する。

図５は、実施の形態２の起動回路に流れる起動電流の電圧依存性を示す図である。ここでは、横軸に電源電圧（Ｖｃｃ）、縦軸に起動電流（Ｉ_stup）をとってある。
図４に示す起動回路は、図２の起動回路と比較して、第２の抵抗Ｒ２で構成された抵抗回路部分が、ツェナーダイオードＺＤ１と抵抗Ｒ２との直列回路によって置き換えられている点で異なっている。すなわち、トランジスタＭＮ１，ＭＮ２、ツェナーダイオードＺＤ１および抵抗Ｒ２からなる電圧電流変換回路１５は、起動電流出力端子１１ｂに接続されたコンデンサＣ１０２に抵抗Ｒ１に流れる初期電流Ｉ１３に基づく充電電流Ｉ２２が流れて起動電流出力端子１１ｂの電圧信号がある程度の大きさに上昇するまで、動作しない構成となっている。

図４において、ツェナーダイオードＺＤ１と抵抗Ｒ２との直列回路に流れる電流Ｉ１１は、次式によって表わされる。
Ｉ１１＝（Ｖｃｃ−Ｖｚ−Ｖｔｈ）／Ｒ₂…（４）
ここで、ＶｔｈはトランジスタＭＮ１のスレッシュ電圧、Ｒ₂は第２の抵抗Ｒ２の抵抗値、ＶｚはツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧である。したがって、ツェナー電圧Ｖｚを例えば４．９Ｖ、スレッシュ電圧を例えば１Ｖとすれば、電源電圧Ｖｃｃが５．９Ｖになるまでは、充電電流Ｉ２２を初期電流Ｉ１３に基づく一定の大きさ、すなわち１５０μＡで流している。そして、一度電源電圧Ｖｃｃが５．９Ｖになると、充電電流は徐々に上昇を始める。このとき起動電流Ｉ_stupは、図５に示すように、電源電圧Ｖｃｃの大きさに比例して増加する。

いま、トランジスタＭＮ１，ＭＮ２のゲートサイズＷ／Ｌの比を１：１０とすると、カレントミラー電流Ｉ１２は次式によって表わされる。
Ｉ１２＝１０×（Ｖｃｃ−Ｖｚ−Ｖｔｈ）／Ｒ₂…（５）
したがって、充電電流Ｉ２２は次式によって表わされる。

Ｉ２２＝５０×｛１０×［（Ｖｃｃ−Ｖｚ−Ｖｔｈ）／Ｒ₂］＋３｝…（６）
このように実施の形態２に係る起動回路１１は、高電圧入力端子ＶＨと電源端子ＶＣＣとの間に接続され、コンデンサＣ１０２に起動電流が流れて、電源電圧Ｖｃｃがある程度高くなるまでは微小電流を供給し、所定電圧を超えたとき、充電電流Ｉ２２を電源端子ＶＣＣの電圧値Ｖｃｃに比例した大きさに増加しながらコンデンサＣ１０２をさらに充電するようにしている。したがって、電源端子ＶＣＣとグランドの間にツェナー回路要素が介在してショートしているときでも、初期電流Ｉ１３に基づく微小な充電電流Ｉ２２だけが流れて、発熱や発火を引き起こすような大電流が流れるおそれがない。したがって、スイッチング電源制御用ＩＣでは、異常時の発熱や発火を一層確実に防ぐことができる。

（実施の形態３）
図６は、実施の形態３に係る起動回路の構成を示すブロック図である。また、図７は実施の形態３の起動回路に流れる起動電流の電圧依存性を示す図である。ここでは、実施の形態１の起動回路と対応する部分には同一符号を付けており、以下ではそれらについての説明を省略する。

図６に示す起動回路は、図２の起動回路（実施の形態１）と比較して、第２の抵抗Ｒ２で構成された抵抗回路部分が、第３の抵抗Ｒ２と第４の抵抗Ｒ５からなる直列回路、およびこれらの抵抗Ｒ２，Ｒ５の接続点にカソードが接続され、アノードが接地された第２のツェナーダイオードＺＤ２によって置き換えられている点で異なっている。すなわち、トランジスタＭＮ１，ＭＮ２、ツェナーダイオードＺＤ２および抵抗Ｒ２，Ｒ５からなる電圧電流変換回路１５は、ツェナーダイオードＺＤ２のツェナー電圧Ｖｚおよび抵抗Ｒ２，Ｒ５の抵抗値で決まる一定電圧まで電源電圧Ｖｃｃが上昇した後は、図７に示すように充電電流を一定値に保持する構成となっている。

図６において、充電電流Ｉ２２によって電源電圧Ｖｃｃがある電位Ｖｘまで上昇するとき、抵抗Ｒ５，Ｒ２の直列回路に流れる電流Ｉ１１は、次式によって表わされる。ここで、Ｒ₅は第４の抵抗Ｒ５の抵抗値、Ｒ₂は第３の抵抗Ｒ２の抵抗値である。

Ｉ１１＝（Ｖｃｃ−Ｖｔｈ）／（Ｒ₅＋Ｒ₂）…（７）
したがって、充電電流Ｉ２２の電流値は、実施の形態１で説明したものと同様に、電源電圧Ｖｃｃの大きさに比例して増加する。ここで、抵抗Ｒ５，Ｒ２の抵抗値をそれぞれ１００ｋΩ、４００ｋΩとすれば、図７に示すように充電電流Ｉ２２は電源電圧Ｖｃｃが次式で示す電圧Ｖｘに達した以後、その大きさが固定される。

Ｖｘ＝（Ｖｚ−Ｖｔｈ）×｛（１００＋４００）／４００｝＋Ｖｔｈ…（８）
例えば、ツェナー電圧Ｖｚを４．９Ｖ、スレッシュ電圧Ｖｔｈを１Ｖとして計算すると、Ｖｘは５．８７５Ｖとなる。

（実施の形態４）
図８は、実施の形態４に係る起動回路の構成を示すブロック図である。
この起動回路は、図２の起動回路（実施の形態１）におけるトランジスタＭＮ１，ＭＮ２を、ダーリントン接続した２つのＮＰＮ型のトランジスタＱ１１，Ｑ１２からなるエミッタフォロワ回路に置き換えて、電圧電流変換回路１５を構成したものである。ここでは、トランジスタＱ１１，Ｑ１２のコレクタはトランジスタＭＰ１のドレインに接続され、トランジスタＱ１１のエミッタはトランジスタＱ１２のベースに接続され、トランジスタＱ１２のエミッタは抵抗Ｒ６を介して接地されている。

さらに、トランジスタＪ１のソース端子は、抵抗Ｒ１とツェナーダイオードＺＤ３の直列回路を介して接地され、トランジスタＱ１１のベースを、抵抗Ｒ１とツェナーダイオードＺＤ３との接続点に接続している。トランジスタＱ１１のベースは、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ３（以下、単にトランジスタＭＰ３という。）、およびトランジスタＭＮ３を介してグランドに接続されている。トランジスタＭＰ３のゲートが起動電流出力端子１１ｂと接続されて、トランジスタＭＰ３は出力端子１１ｂの電位に対するソースフォロワとして機能する。トランジスタＭＮ３のゲートは、一端が接地された抵抗Ｒ４１の他端、および制御端子１１ｃと接続されている。この制御端子１１ｃには、起動回路１１の制御信号となるオン／オフ（ｏｎ／ｏｆｆ）信号が入力されている。

さて、起動電流出力端子１１ｂの電源電圧Ｖｃｃが０Ｖであれば、トランジスタＭＰ３のソース電位はトランジスタＭＰのスレッシュ電圧Ｖｔｈ（約２．５Ｖ）となり、このソース電位からトランジスタＱ１１，Ｑ１２のベースエミッタ間電圧（１．４Ｖ）を引いた電圧（約１．１Ｖ）が、抵抗Ｒ６に印加される。したがって、この抵抗Ｒ６に流れる電流が、電流増幅回路１３を構成する２つのトランジスタＭＰ１，ＭＰ２のカレントミラー比で増幅されて充電電流Ｉとなる。そして、この充電電流Ｉは起動電流出力端子１１ｂを介して電源端子ＶＣＣに接続されたコンデンサＣ１０２に供給され、電源電圧Ｖｃｃが上昇する。電源電圧Ｖｃｃが上昇すると、トランジスタＭＰ３によるソースフォロワとトランジスタＱ１１，Ｑ１２からなるエミッタフォロワ回路により、（Ｖｃｃ＋２．５Ｖ−１．４Ｖ＝Ｖｃｃ＋１．１Ｖの電圧が抵抗Ｒに印加されていくことになる。これにより、充電電流Ｉは、電源端子ＶＣＣに接続されている電圧安定用のコンデンサＣ１０２の電圧値（Ｖｃｃ）に比例もしくは１次関数となる大きさになる。

このようにして、実施の形態１の場合と同様に、電源端子ＶＣＣの電圧上昇に伴って、トランジスタＭＰ３のソース電位が上昇し、抵抗Ｒ６の両端電圧が大きくなることで、充電電流Ｉが増加していく。ただし、トランジスタＭＰ３のソース電位は、それと並列に設けられているツェナーダイオードＺＤ３によって、ツェナー電圧Ｖｚ（約７Ｖ）でクランプされるから、このクランプ電圧によって充電電流Ｉの最大値が決められる。

この起動回路では、起動素子であるトランジスタＪ１の特性とは無関係に起動電流出力端子１１ｂに供給される充電電流を決めることができるため（実施の形態１〜３では、抵抗Ｒ１に流れる電流がトランジスタＪ１の特性との兼ね合いで決まる。）、スイッチング電源制御用ＩＣ１００の製造工程での起動素子における特性のばらつきや、使用環境での温度変化などの影響を受けないで動作するという利点がある。

また、トランジスタＭＰ３によるソースフォロワをバイポーラトランジスタによるエミッタフォロワ回路に置き換えてもよいし、トランジスタＱ１１，Ｑ１２からなるエミッタフォロワ回路をＭＯＳトランジスタによるソースフォロワに置き換えてもよい。

なお、本発明は電源端子ＶＣＣの電圧値によって起動電流の大きさを正帰還制御させる起動方法を含むものであって、上述した実施の形態のみに限定されるものではない。

実施の形態１に係る起動回路の構成を示すブロック図である。実施の形態１に係る起動回路の具体的な構成の一例を示す回路図である。実施の形態１の起動回路に流れる起動電流の電圧依存性を示す図である。実施の形態２に係る起動回路の構成を示すブロック図である。実施の形態２の起動回路に流れる起動電流の電圧依存性を示す図である。実施の形態３に係る起動回路の構成を示すブロック図である。実施の形態３の起動回路に流れる起動電流の電圧依存性を示す図である。実施の形態４に係る起動回路の構成を示すブロック図である。スイッチング電源装置の一例を示すブロック図である。従来の起動回路の構成を示すブロック図である。従来の起動回路の具体的な構成の一例を示す回路図である。一般的な接合型電界効果トランジスタの電圧／電流特性を示した図である。従来の起動回路における起動電流の変化を示す図である。

符号の説明

１１起動回路
１１ａ起動電圧入力端子
１１ｂ起動電流出力端子
１１ｃ制御端子
１２起動素子
１３電流増幅回路
１４スイッチ回路
１５電圧電流変換回路（Ｖ−Ｉ変換回路）
１０３電源電圧検出回路
１００スイッチング電源制御用ＩＣ
Ｊ１，Ｊ２接合型電界効果トランジスタ
ＭＰ１〜ＭＰ３ＰチャネルＭＯＳトランジスタ
ＭＮ１〜ＭＮ５ＮチャネルＭＯＳトランジスタ
Ｒ１〜Ｒ６抵抗
ＶＣＣ電源端子
ＶＨ高電圧入力端子
ＺＤ１〜ＺＤ３ツェナーダイオード

Claims

直流電源と、トランスと、前記直流電源に接続された前記トランスの１次側主巻線に流れる電流を制御するスイッチ素子と、前記トランスの補助巻線に接続された電圧安定用コンデンサとを有し、前記トランスの２次側の巻線に接続された負荷に対して電力供給するためのスイッチング電源装置のスイッチング電源制御用半導体装置であって、
前記直流電源に接続される起動用の高電圧入力端子と、
前記電圧安定用コンデンサに接続され、前記スイッチング電源装置の電源投入後に前記電圧安定用コンデンサを充電するための起動電流を出力する電源端子と、
前記高電圧入力端子と前記電源端子との間に接続され、前記スイッチング電源装置の電源投入後に前記電源端子に前記起動電流を出力して前記電圧安定用コンデンサを充電し、前記スイッチング電源装置の起動後には前記起動電流をオフにする起動回路と、
を備え、
前記起動回路は、前記電源端子に出力して前記電圧安定用コンデンサを充電する前記起動電流を、微小電流で充電開始した後は、前記電源端子の電圧値に応じた大きさの電流値に可変するようにしたことを特徴とするスイッチング電源制御用半導体装置。
前記起動回路は、
前記高電圧入力端子に接続された起動素子と、
前記電源端子の電圧値に応じた大きさの第１の可変電流信号を生成する電圧電流変換回路と、
前記起動素子と前記電源端子との間に設けられ、前記第１の可変電流信号を増幅して前記起動電流となる第２の可変電流信号を生成する電流増幅回路と、
を有することを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源制御用半導体装置。
前記起動素子は前記高電圧入力端子にそのドレインが接続されてソースが前記電流増幅回路に接続されたゲート接地の第１の接合型電界効果トランジスタ、および前記高電圧入力端子にそのドレインが接続されたゲート接地の第２の接合型電界効果トランジスタを有し、
前記第２の接合型電界効果トランジスタのソースが、前記電流増幅回路と前記電源端子との間の電流経路に介在するスイッチングトランジスタのゲートに接続されて該ゲートのプルアップ電圧を供給することを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源制御用半導体装置。
前記電流増幅回路は、
前記第１の接合型電界効果トランジスタのソースとグランドとの間に直列接続された、第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタと第１の抵抗との直列回路、
および、前記第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタと互いにゲートが接続され、前記電流経路に設けられてカレントミラー電流を前記第２の可変電流信号として流す第２のＰチャネルＭＯＳトランジスタ、
を有することを特徴とする請求項３記載のスイッチング電源制御用半導体装置。
前記電圧電流変換回路は、
ドレインとゲートとが互いに接続され、ソースが接地された第１のＮチャネルＭＯＳトランジスタと、
前記第１の抵抗に並列に接続されて前記第１のＮチャネルＭＯＳトランジスタに流れる電流に対するカレントミラー電流を前記第１の可変電流信号として流す第２のＮチャネルＭＯＳトランジスタと、
一端が前記電源端子に接続され、他端が前記第１のＮチャネルＭＯＳトランジスタのドレインに接続された抵抗回路と、
を有することを特徴とする請求項４記載のスイッチング電源制御用半導体装置。
前記抵抗回路は、互いに直列接続された第２の抵抗およびツェナーダイオードを有することを特徴とする請求項５記載のスイッチング電源制御用半導体装置。
前記抵抗回路は、第２の抵抗と第３の抵抗からなる直列回路、および前記第２、第３の抵抗の接続点にカソードが接続され、アノードが接地されたツェナーダイオードを有することを特徴とする請求項５記載のスイッチング電源制御用半導体装置。
前記電流増幅回路および前記電圧電流変換回路は、
前記第１の接合型電界効果トランジスタのソースに接続された第１の抵抗と該第１の抵抗とグランドとの間に接続されたツェナーダイオードとの直列回路と、
ドレインとゲートとが互いに接続され、ソースが前記第１の接合型電界効果トランジスタのソースと接続された第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタと、
前記第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタと互いにゲートおよびソースがそれぞれ接続され、前記電流経路に設けられて前記第２の可変電流信号を流す第２のＰチャネルＭＯＳトランジスタと、
ゲートが前記電源端子に接続され、ドレインが接地され、ソースが前記第１の抵抗と前記第３のツェナーダイオードとの接続点に接続されて前記電源端子の電圧値に応じた電圧を印加する第３のＰチャネルＭＯＳトランジスタと、
ベースが前記第１の抵抗と前記第３のツェナーダイオードとの接続点に接続され、コレクタが前記第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタのドレインに接続された、ダーリントン接続の複数のトランジスタからなるエミッタフォロワ回路と、
一端が前記エミッタフォロワ回路のエミッタに接続され、他端が接地され、前記エミッタフォロワ回路によって電圧電流変換された前記第１の可変電流信号を流す第２の抵抗と、
を有することを特徴とする請求項３記載のスイッチング電源制御用半導体装置。
直流電源と、トランスと、前記直流電源に接続された前記トランスの１次側主巻線に流れる電流を制御するスイッチ素子と、前記トランスの補助巻線に接続された電圧安定用コンデンサとを有し、前記トランスの２次側の巻線に接続された負荷に対して電力供給するスイッチング電源装置を起動するための起動回路であって、
前記直流電源に接続される起動用の高電圧入力端子と、
前記電圧安定用コンデンサに接続され、前記スイッチング電源装置の電源投入後に前記電圧安定用コンデンサを充電するための起動電流を出力する電源端子と、
前記高電圧入力端子に接続されて前記起動電流を流す起動素子と、
前記電源端子の電圧値に応じた大きさの第１の可変電流信号を生成する電圧電流変換回路と、
前記起動素子と前記電源端子との間に設けられ、前記スイッチング電源装置の電源投入後に微小電流信号を生成した後は、前記第１の可変電流信号を増幅して前記起動電流となる第２の可変電流信号を生成する電流増幅回路と、
を備えたことを特徴とする起動回路。
直流電源と、トランスと、前記直流電源に接続された前記トランスの１次側主巻線に流れる電流を制御するスイッチ素子と、前記トランスの補助巻線に接続された電圧安定用コンデンサとを有し、前記トランスの２次側の巻線に接続された負荷に対して電力供給するスイッチング電源装置を前記直流電源と接続された起動回路によって起動する起動方法において、
前記スイッチング電源装置の電源投入時に、前記起動回路の高電圧入力端子から起動電圧を供給するステップと、
前記スイッチング電源装置の電源投入後に、前記起動回路の起動電流出力端子から出力する起動電流によって前記電圧安定用コンデンサを充電するステップと、
前記スイッチング電源装置の起動後に、前記起動電流をオフにするステップと、
を含み、
前記電圧安定用コンデンサを充電するステップは、前記電圧安定用コンデンサへの充電開始を微小電流で行った後は、前記電圧安定用コンデンサが所定の電圧に充電されるまで、前記起動電流を前記電圧安定用コンデンサの電圧値に比例する大きさまたは１次関数となる大きさに応じた電流に可変することを特徴とするスイッチング電源装置の起動方法。