JP5682336B2 - 電源制御用集積回路およびスイッチング電源ならびに電源制御用集積回路の制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、電源制御用集積回路およびスイッチング電源ならびに電源制御用集積回路の制御方法に関する。

絶縁型のスイッチング電源としては、一般に、入力（１次側）と出力（２次側）がトランスにより絶縁され、１次側に設けられたスイッチング素子をオン／オフしながら、トランスを介して２次側へエネルギーを伝達し、２次側に設けられた整流回路で定電圧直流出力を得る構成が知られている。

この種のスイッチング電源装置では、トランスの１次側で電源が投入されると、スイッチング電源装置の出力電圧が安定するまで起動回路を介して１次側の電源から起動電流を供給してコンデンサを充電し、当該コンデンサからスイッチング電源制御用集積回路（ＩＣ）を動作させるための電源電圧をＩＣの電源端子に供給することで、スイッチング動作を開始するようにしていた。

すなわち、ＩＣの電源電圧は、スイッチング電源装置の起動完了後には例えばその補助出力電圧として容易に得られるが、少なくとも起動時には入力電圧からは別途に電源供給しなければならず、このためＩＣを起動するための起動回路を必要としていた。

特許文献１では、直流電源と、トランスと、直流電源に接続されたトランスの１次側主巻線に流れる電流を制御するスイッチ素子と、トランスの補助巻線に接続された電圧安定用コンデンサを有し、トランスの２次側の巻線に接続された負荷に対して電力供給するためのスイッチング電源装置のスイッチング電源制御用半導体装置が開示されている。

そして、スイッチング電源制御用半導体装置は、直流電源に接続される起動用の高電圧入力端子と、電圧安定用コンデンサに接続され、スイッチング電源装置の電源投入後に前記電圧安定用コンデンサを充電するための起動電流を出力するとともにスイッチング電源制御用半導体装置の内部回路に電源を供給する電源端子と、高電圧入力端子と電源端子との間に接続され、起動電流を電源端子の電圧値に応じた大きさとしながらコンデンサを充電するとともに、スイッチング電源装置の起動後には起動電流をオフにしてトランスの補助巻線から電源電圧を電源端子に供給するようにした起動回路と、から構成されている。

特開２００９−２３２４９５号公報

ところが、上述の特許文献１の従来の回路では、起動電流の温度変動により、起動電流（特に、電流が大きい領域）が変動し、電源起動に要する時間が変動することが懸念される、という技術的課題があった。

すなわち、特許文献１の場合、起動電流は、当該特許文献１の第２図〜第６図に開示された回路構成では、起動素子を構成するＪＦＥＴ（トラジスタＪ１，Ｊ２）の温度特性に依存し、当該特許文献１の第８図に開示された回路構成では、ツェナーダイオードＺＤ３とトランジスタＱ１１，Ｑ１２の温度特性に依存し、いずれも、比較的大きな温度変動を伴う。

本発明の目的は、スイッチング電源の製造コストへの影響を最小限に抑えながら、起動電流の温度変動に起因する電源起動の所要時間の変動を抑止することが可能な技術を提供することにある。

本発明の第１の観点は、入力電力を出力電力に変換するためのトランスおよびスイッチング素子を備えたスイッチング電源の電源制御用集積回路において、
第１の電源から第１の基準電圧を生成する第１の基準電圧回路と、
第２の電源から第２の基準電圧を生成する第２の基準電圧回路と、
前記第２の電源に接続されたコンデンサと、
前記第１の基準電圧と前記第２の基準電圧のうちの高い方の電圧を選択する選択回路と、
前記選択回路により選択された電圧に基づき生成される起動電流を、前記第１の電源から前記第２の電源へと供給する定電流供給回路と、
前記第２の電源から電源電圧が供給されて前記スイッチング素子を制御する制御回路と、
を含む電源制御用集積回路を提供する。

本発明の第２の観点は、入力電力を出力電力に変換するためのトランスおよびスイッチング素子と、前記スイッチング素子を制御する電源制御用集積回路を備えたスイッチング電源において、
前記電源制御用集積回路は、
前記トランスの一次側に接続された第１電源端子から第１の基準電圧を生成する第１の基準電圧回路と、
前記トランスの補助巻線に接続された第２電源端子から第２の基準電圧を生成する第２の基準電圧回路と、
前記第１の基準電圧と前記第２の基準電圧のうちの高い方の電圧を選択する選択回路と、
前記選択回路により選択された電圧に基づき生成される起動電流を、前記第１電源端子から前記第２電源端子へと供給する定電流供給回路と、
前記第２電源端子から電源電圧が供給されて前記スイッチング素子を制御する制御回路と、
前記第２電源端子に外付けされたコンデンサと、
を有するスイッチング電源を提供する。

本発明の第３の観点は、入力電力を出力電力に変換するためのトランスおよびスイッチング素子を備えたスイッチング電源の電源制御用集積回路の制御方法において、
前記トランスの一次側に接続された第１電源端子から第１の基準電圧を生成する第１の基準電圧回路と、前記トランスの補助巻線に接続された第２電源端子から第２の基準電圧を生成する第２の基準電圧回路と、前記第２電源端子に接続されたコンデンサと、前記第１の基準電圧と前記第２の基準電圧のうちの高い方の電圧を選択する選択回路と、前記選択回路により選択された電圧に基づき生成される起動電流を、前記第１電源端子から前記第２電源端子へと供給する定電流供給回路を設け、
前記選択回路により選択された電圧に基づき生成される起動電流によって前記コンデンサを充電し、前記第２電源端子から前記スイッチング素子を制御する制御回路に電源電圧を供給させる電源制御用集積回路の制御方法を提供する。

本発明によれば、スイッチング電源の製造コストへの影響を最小限に抑えながら、起動電流の温度変動に起因する電源起動の所要時間の変動を抑止することが可能な技術を提供することができる。

本発明の一実施の形態である電源制御用集積回路を含むスイッチング電源の構成の一例を示すブロック図である。 本発明の一実施の形態である電源制御用集積回路の構成の一例を示す回路図である。 本発明の一実施の形態である電源制御用集積回路の作用の一例を示す線図である。

本実施の形態では、後述のように、スイッチング電源の高電圧入力端子でありトランスの一次側巻線の一端に接続されるＶｈ端子を電源として動作する簡易な構成の基準電圧回路Ａと、トランスの補助巻線の一端に（ダイオードを介して）接続されるＶｃｃ端子を電源とする基準電圧回路Ｂ（制御回路と共通で高精度）を設け、基準電圧回路Ｂの出力が立ち上がるまでの間は、基準電圧回路Ａの出力電圧に基づいて、起動電流を供給する。

すなわち、Ｖｃｃ端子の電圧が所定値よりも高い時には一定の起動電流を供給し、所定値よりも低い時には起動電流を減少させることが可能な起動回路を簡単な回路で構成する。

なお、以下の説明では、Ｖｈ、Ｖｃｃ、Ｖoutは、必要に応じて端子およびその電圧の双方の意味で適宜用いるものとする。
以下、図面を参照しながら、本発明の実施の形態について詳細に説明する。

図１は、本発明の一実施の形態である電源制御用集積回路を含むスイッチング電源の構成の一例を示すブロック図である。
図２は、本発明の一実施の形態である電源制御用集積回路の構成の一例を示す回路図である。

図３は、本発明の一実施の形態である電源制御用集積回路の作用の一例を示す線図である。
図１に例示されるように、本実施の形態のスイッチング電源４００は、電源制御用集積回路１００、トランス２００、およびそれらの周辺回路を備えている。

まず、入力（１次側）と出力（２次側）がトランス２００により絶縁される。そして、ドレインがトランス２００の１次側巻き線２０１に接続されソースが接地されるスイッチング用ＮＭＯＳＦＥＴ（ＮチャネルMetal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）３０１が、電源制御用集積回路１００内の制御回路１０１からゲートに印加されるスイッチング制御電圧Ｖswに基づいてオン/オフされる。

これにより、高電圧入力端子Ｖh（第１電源端子）（第１の電源）を介して１次側巻き線２０１に供給される１次側高電圧が誘導結合によりトランス２００の２次側巻き線２０２に伝達される。そして、２次側巻き線２０２に接続されるダイオード３０２およびコンデンサ３０３からなる整流・平滑回路を介して、低電圧出力端子Ｖout から定電圧直流出力が取り出される。

ここで、スイッチング電源４００の起動時には、高電圧入力端子Ｖh に供給される高電圧入力を電源として、電源制御用集積回路１００内の電流制限素子１０４、定電流供給回路１０５を介して、電源制御用集積回路１００の電源端子Ｖｃｃ（第２電源端子）（第２の電源）に接続されたコンデンサ３０４が充電される。

これにより、電源制御用集積回路１００において、電源端子Ｖｃｃから電源電圧が基準電圧回路Ｂ１０３，制御回路１０１，保護回路１０２に供給され、制御回路１０１や保護回路１０２に必要な基準電圧，基準電流は、基準電圧回路Ｂ１０３から供給される。

電源の通常動作中は、トランス２００に接続されたＮＭＯＳＦＥＴ３０１（スイッチング素子）のスイッチング動作により、トランス２００の補助巻き線２０３からダイオード３０５を介して電流が供給されていて、これにより電源端子Ｖｃｃの電源電圧（Ｖｃｃ）を維持可能である。このため、電源の通常動作中は、高電圧入力端子Ｖhから流れ込む電流が遮断される。

すなわち、定電流供給回路１０５は、起動時には高電圧入力端子Ｖh から電源端子Ｖｃｃへ流れる電流を所定値に制限する。また、電源の通常動作中には、高電圧入力端子Ｖh から電源端子Ｖｃｃへ流れる電流を遮断する。

ここで、本実施の形態では、定電流供給回路１０５が定電流を生成するために、基準電圧回路Ａ１０６および基準電圧回路Ｂ１０３と、選択回路１０７が設けられている。
そして、選択回路１０７は、基準電圧回路Ａ１０６（第１の基準電圧回路）の出力電圧Ｖａ（第１の基準電圧）または基準電圧回路Ｂ１０３（第２の基準電圧回路）の出力電圧Ｖｂ（第２の基準電圧）を選択して定電流供給回路１０５に供給する動作を行う。

また、基準電圧回路Ｂ１０３は、保護回路１０２および制御回路１０１にも出力電圧Ｖｂを供給する。なお、図２では、制御回路１０１および保護回路１０２の図示は省略されているが、基準電圧回路Ｂ１０３から出力される出力電圧Ｖｂがそのまま、もしくは適宜分圧されて、当該制御回路１０１および保護回路１０２に供給される。

電源の通常動作は、保護回路１０２の全ての保護動作が解除された時点で開始される。保護回路１０２の保護動作が解除されると、保護回路１０２から定電流供給回路１０５に出力されるｅｎａｂｌｅ信号がハイレベルとなる。定電流供給回路１０５は、ハイレベルのｅｎａｂｌｅ信号を受けて、高電圧入力端子Ｖh から電源端子Ｖｃｃへ流れる電流を遮断する。

保護回路１０２には、電源端子Ｖｃｃの電圧低下を検出するＵＶＬＯ回路や、過熱保護回路等が適宜設けられる。保護回路１０２は、基準電圧と検出電圧を比較する回路として実現される。検出電圧としては、ＵＶＬＯ回路の場合には電源端子Ｖｃｃから供給される電源電圧を分圧したもの、過熱保護回路の場合にはＰＮ接合の順方向電圧が用いられる。

ここで、保護回路１０２や制御回路１０１で必要とされる基準電圧，基準電流（バイアス電流）は、上述のように、基準電圧回路Ａ１０６とは別に、電源端子Ｖｃｃを電源とした基準電圧回路Ｂ１０３にて生成される。

これにより、第１に、電源の通常動作時に基準電圧回路Ａ１０６を止めることで、高電圧入力端子Ｖh から電源制御用集積回路１００への電流供給を抑えて、電力損失を低減することができる。第２に、高電圧入力端子Ｖh の電圧が平滑化された直流でなく断続的に供給される半波波形の場合があり、この場合は半波波形のボトムで基準電圧回路Ａ１０６がダウンしてしまうことがあるので、このときでも基準電圧回路Ｂ１０３により基準電圧，基準電流を確実に供給することができる。

図２に例示されるように、本実施の形態のスイッチング電源４００では、Ｖｈ端子には、高耐圧接合型電界効果トランジスタＨＶ−ＪＦＥＴ１と、高耐圧接合型電界効果トランジスタＨＶ−ＪＦＥＴ２が接続されている。

ＨＶ−ＪＦＥＴ１は抵抗Ｒｙ，ＭＯＳＦＥＴ Ｍ０を介してＶｃｃ端子へ起動電流を供給しており、ＨＶ−ＪＦＥＴ２は起動電流を制御する回路系の電源Ｖｈ’’となっている。

基準電圧回路Ａ１０６は、低耐圧接合型電界効果トランジスタＪＦＥＴとＰチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３によって生成したバイアス電流を、ダイオード接続したＮチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｍ４，Ｍ５に流すことで、簡易な回路構成で基準電圧としての出力電圧Ｖａを生成している。

ＪＦＥＴに流れる電流のソース／ドレイン間電圧（ＳＤ電圧）による変化は小さいので、ＪＦＥＴを簡便な定電流素子として使っている。
なお、図２においてＪＦＥＴの上下およびＨＶ−ＪＦＥＴの左右二つの配線はＳ（ソース）端子およびＤ（ドレイン）端子に対応し、図示しないＧ（ゲート）端子はＧＮＤ（接地部）に接続されている。

一方、基準電圧回路Ｂ１０３は、Ｖｃｃ端子を電源として動作するバンドギャップ基準電圧回路になっており、起動電流の制御だけでなく、電源制御用集積回路１００の保護回路や制御回路にも使用される。

基準電圧回路Ｂ１０３は、Ｖｃｃを電源として動作する差動増幅器ＡＭＰ２と、この差動増幅器ＡＭＰ２の出力側と接地部との間に並列に接続された抵抗Ｒ１とダイオードＤ１、および抵抗Ｒ２，Ｒ３とダイオードＤ２で構成されている。

そして、抵抗Ｒ１とダイオードＤ１の接続点の電位Ｖ１と、抵抗Ｒ２とＲ３の接続点の電位Ｖ２が差動増幅器ＡＭＰ２に差動入力され、差動増幅器ＡＭＰ２は、Ｖ１とＶ２が仮想短絡されて等しくなるように出力電圧Ｖｂを制御する。

基準電圧回路Ｂ１０３の出力電圧Ｖｂは、電源端子Ｖｃｃの電圧（Ｖｃｃ）の上昇に伴って上昇し、ある程度までＶｃｃが上昇すると、Ｖｃｃに依存しない一定値Ｖｒｅｆになる。

選択回路１０７は、ダーリントン接続され、電圧Ｖｂが一方にベース入力される二つの逆極性のバイポーラトラジスタＱ１，Ｑ２と、定電流供給回路１０５に対してＱ２と並列に接続され、基準電圧回路Ａ１０６の出力電圧Ｖａがゲートに入力されるＮチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｍ６で構成されている。

また、定電流供給回路１０５は、Ｖｈ’’を電源として動作する差動増幅器ＡＭＰ１と、Ｖｈ’とＡＭＰ１の（＋）側入力端子および選択回路１０７との間に介在する抵抗Ｒｘと、Ｖｈ’とＡＭＰ１の（−）側入力端子との間に介在する抵抗Ｒｙと、ＡＭＰ１の（−）側入力端子にソース側が接続され、ゲートがＡＭＰ１の出力端子に接続され、ドレイン側から起動電流Ｉｃｃを出力するＮチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｍ０とで構成されている。

そして、選択回路１０７は、基準電圧回路Ａ１０６および基準電圧回路Ｂ１０３の各々の出力電圧Ｖａ，Ｖｂに応じて電流を生成し、Ｒｘに流すことにより、起動電流の目標値となる電圧Ｖｘを生成している。

さらに、差動増幅器ＡＭＰ１は、次の（１）式のように、
Ｖｘ＝Ｖｙ ・・・・（１）
いわゆるイマジナリショート（仮想短絡）となるように、Ｍ０のゲートを制御するため、起動電流Ｉｃｃは、次の（２）式のように、
Ｉｃｃ＝Ｖｘ／Ｒｙ＝（Ｒｘ（Ｖｃ／Ｒｃ））／Ｒｙ ・・・・（２）
となる。

基準電圧回路Ｂ１０３の出力電圧Ｖｂが立ち上がる前は、次の（３）式のように、
Ｖａ−Ｖｔｈ６ ＞＞ Ｖｂ＋Ｖｂｅ１−Ｖｂｅ２ ・・・・（３）
であるから、選択回路１０７のＱ２は遮断しており、次の（４）式のように、
Ｖｃ＝Ｖａ−Ｖｔｈ６ ・・・・（４）
となる。なお、Ｖｔｈ６はＮチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｍ６の閾値電圧である。したがって、次の（５）式のように、
Ｉｃｃ＝（Ｖａ−Ｖｔｈ６）Ｒｘ／（ＲｙＲｃ） ・・・・（５）
となり、起動電流Ｉｃｃの値は基準電圧回路Ａ１０６の出力電圧Ｖａによって決まる最低値となる。

一方、Ｖｂがある程度上昇し、次の（６）式のように、
Ｖａ−Ｖｔｈ６ ＜＜ Ｖｂ＋Ｖｂｅ１−Ｖｂｅ２ ・・・・（６）
となると、選択回路１０７のＭ６が遮断し、次の（７）式のように、
Ｖｃ＝Ｖｂ＋Ｖｂｅ１−Ｖｂｅ２≒Ｖｂ ・・・・（７）
となる。

したがって、次の（８）式のように、
Ｉｃｃ≒ＶｂＲｘ／（ＲｙＲｃ） ・・・・（８）
となり、起動電流Ｉｃｃの値は基準電圧回路Ｂの出力電圧Ｖｂによって決まる（図３の傾斜部５０２）。

さらに、Ｖｃｃが上昇すると、Ｖｂは一定値Ｖｒｅｆとなり、起動電流Ｉｃｃは、次の（９）式のように、
Ｉｃｃ≒ＶｒｅｆＲｘ／（ＲｙＲｃ） ・・・・（９）
で決まる一定値となる。

(５)式および（８）式より、起動電流Ｉｃｃの大きさは、基準電圧回路Ａの出力電圧Ｖａと基準電圧回路Ｂの出力電圧Ｖｂのうちの高い方の電圧の１次関数となっていることが分かる。

図３にＶｂおよび（４），（５），（７），（８）式に従い変化するＩｃｃ，Ｖｃの線図（グラフ）を示す。なお、（２）式から分かるように、ＩｃｃとＶｃは比例関係にあり、両者のグラフは相似形となるので、図３では両者のグラフを一致させて示してある。図３において、電源端子Ｖｃｃの電圧（Ｖｃｃ）が低くて基準電圧回路Ｂ１０３の出力電圧Ｖｂが立ち上がっていない状態では、電圧Ｖｃ，起動電流Ｉｃｃは（４），（５）式に従う低い値のものになる（グラフ５０１）。電源端子Ｖｃｃの電圧（Ｖｃｃ）の上昇に伴って基準電圧回路Ｂ１０３の出力電圧Ｖｂが上昇を開始し（グラフ５０２）、（４）式で表されるＶｃの値を超えると電圧ＶｃがＶｃ≒Ｖｂという関係を保って（∵Ｖｂｅ１≒Ｖｂｅ２）上昇し（傾斜部５０３）、ある程度までＶｃｃが上昇すると、Ｖｃｃに依存しない一定値Ｖｒｅｆになる（グラフ５０４）。

このように、本実施の形態の電源制御用集積回路１００では、電源端子Ｖｃｃの電圧（Ｖｃｃ）がある程度大きくなった後では、例えば、バンドギャップ回路からなる基準電圧回路Ｂ１０３の出力電圧である出力電圧Ｖｂを用いて、起動電流Ｉｃｃを決める構成であるため、基準電圧回路Ｂ１０３の抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３等の温度特性が平坦であれば、起動電流Ｉｃｃの温度特性も平坦となる。

この結果、起動電流Ｉｃｃ（特に、電流が大きい領域）が変動することに起因して電源起動に要する時間が変動することを確実に防止でき、動作の安定なスイッチング電源４００を提供することが可能となる。

また、本実施の形態の電源制御用集積回路１００では、制御回路１０１や保護回路１０２に基準電圧Ｖｒｅｆを供給するために設けられている基準電圧回路Ｂ１０３を、選択回路１０７を介して起動電流Ｉｃｃの制御に利用する構成であるため、起動電流Ｉｃｃに専用のバンドギャップ基準電圧回路を用意する必要がなく、電源制御用集積回路１００の回路規模が増大することもない。

すなわち、本実施の形態によれば、スイッチング電源４００の製造コストへの影響（増大）を最小限に抑えながら、起動電流Ｉｃｃの温度変動に起因する電源起動の所要時間の変動を抑止することが可能な電源制御用集積回路１００を提供することができる。

また、本実施の形態によれば、電源制御用集積回路１００において、Ｖｃｃ端子の短絡時等の過熱も防止可能な起動回路を簡単な回路構成で実現することが可能になる。すなわち、電源端子Ｖｃｃが事故等で短絡してその電圧が低下した場合は、（５）式に従い起動電流を絞ることができる。

なお、本発明は、上述の実施の形態に例示した構成に限らず、その趣旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることは言うまでもない。
なお、本実施の形態に例示される電源制御用集積回路の制御技術の特徴は、Ｖｈ端子を電源として動作する基準電圧回路Ａ１０６と、Ｖｃｃ端子を電源とする基準電圧回路Ｂ１０３を用意し、基準電圧回路Ｂの出力電圧が立ち上がるまでの間、基準電圧回路Ａ１０６の出力電圧に基づき、起動電流を供給することにある。

従って、上述の実施の形態で例示した回路は一例に過ぎず、この目的を満たす限りにおいて、基準電圧回路Ａ１０６、基準電圧回路Ｂ１０３および選択回路１０７等の構成は変更可能である。
（付記１）
第１の電源と、第２の電源と、第１の電源から第１の基準電圧を生成する第１の基準電圧回路と、第２の電源から第２の基準電圧を生成する第２の基準電圧回路と、前記第１の基準電圧と前記第２の基準電圧のうち、電圧の高い方に所定の割合で比例する電流を、前記第１の電源から前記第２の電源へと供給することを特徴とする。
（付記２）
Ｖｈ端子を電源として動作する基準電圧回路Ａと、Ｖｃｃ端子を電源とする基準電圧回路Ｂを用意し、基準電圧回路Ｂの出力電圧が立ち上がるまでの間、基準電圧回路Ａの出力電圧に基づき、起動電流を供給することを特徴とする。

１００ 電源制御用集積回路
１０１ 制御回路
１０２ 保護回路
１０３ 基準電圧回路Ｂ
１０４ 電流制限素子
１０５ 定電流供給回路
１０６ 基準電圧回路Ａ
１０７ 選択回路
２００ トランス
２０１ １次側巻き線
２０２ ２次側巻き線
２０３ 補助巻き線
３０１ ＮＭＯＳＦＥＴ
３０２ ダイオード
３０３ コンデンサ
３０４ コンデンサ
３０５ ダイオード
４００ スイッチング電源

Claims (13)

1. 入力電力を出力電力に変換するためのトランスおよびスイッチング素子を備えたスイッチング電源の電源制御用集積回路において、
   第１の電源から第１の基準電圧を生成する第１の基準電圧回路と、
   第２の電源から第２の基準電圧を生成する第２の基準電圧回路と、
   前記第２の電源に接続されたコンデンサと、
   前記第１の基準電圧と前記第２の基準電圧のうちの高い方の電圧を選択する選択回路と、
   前記選択回路により選択された電圧に基づき生成される起動電流を、前記第１の電源から前記第２の電源へと供給する定電流供給回路と、
   前記第２の電源から電源電圧が供給されて前記スイッチング素子を制御する制御回路と、を含むことを特徴とする電源制御用集積回路。
2. 請求項１記載の電源制御用集積回路において、
   前記起動電流の大きさは、前記第１の基準電圧と前記第２の基準電圧のうちの高い方の電圧の１次関数となっていることを特徴とする電源制御用集積回路。
3. 請求項１または請求項２記載の電源制御用集積回路において、
   前記起動電流の大きさは、前記第１の基準電圧と前記第２の基準電圧のうちの高い方の電圧によって定まる電圧が印加される抵抗に流れる電流に比例することを特徴とする電源制御用集積回路。
4. 請求項１ないし３のいずれか１項記載の電源制御用集積回路において、
   前記第２の基準電圧回路はバンドギャップ基準電圧回路からなることを特徴とする電源制御用集積回路。
5. 請求項１ないし４のいずれか１項に記載の電源制御用集積回路において、
   前記第１の電源は、前記トランスの一次側に接続された第１電源端子であり、前記第２の電源は、前記トランスの補助巻線に接続された第２電源端子であることを特徴とする電源制御用集積回路。
6. 入力電力を出力電力に変換するためのトランスおよびスイッチング素子と、前記スイッチング素子を制御する電源制御用集積回路を備えたスイッチング電源において、
   前記電源制御用集積回路は、
   前記トランスの一次側に接続された第１電源端子から第１の基準電圧を生成する第１の基準電圧回路と、
   前記トランスの補助巻線に接続された第２電源端子から第２の基準電圧を生成する第２の基準電圧回路と、
   前記第１の基準電圧と前記第２の基準電圧のうちの高い方の電圧を選択する選択回路と、
   前記選択回路により選択された電圧に基づき生成される起動電流を、前記第１電源端子から前記第２電源端子へと供給する定電流供給回路と、
   前記第２電源端子から電源電圧が供給されて前記スイッチング素子を制御する制御回路と、
   前記第２電源端子に外付けされたコンデンサと、
   を有することを特徴とするスイッチング電源。
7. 請求項６記載のスイッチング電源において、
   前記起動電流の大きさは、前記第１の基準電圧と前記第２の基準電圧のうちの高い方の電圧の１次関数となっていることを特徴とするスイッチング電源。
8. 請求項６または請求項７記載のスイッチング電源において、
   前記起動電流の大きさは、前記第１の基準電圧と前記第２の基準電圧のうちの高い方の電圧によって定まる電圧が印加される抵抗に流れる電流に比例することを特徴とするスイッチング電源。
9. 請求項６ないし７のいずれか１項に記載のスイッチング電源において、
   前記第２の基準電圧回路はバンドギャップ基準電圧回路からなることを特徴とするスイッチング電源。
10. 入力電力を出力電力に変換するためのトランスおよびスイッチング素子を備えたスイッチング電源の電源制御用集積回路の制御方法において、
    前記トランスの一次側に接続された第１電源端子から第１の基準電圧を生成する第１の基準電圧回路と、前記トランスの補助巻線に接続された第２電源端子から第２の基準電圧を生成する第２の基準電圧回路と、前記第２電源端子に接続されたコンデンサと、前記第１の基準電圧と前記第２の基準電圧のうちの高い方の電圧を選択する選択回路と、前記選択回路により選択された電圧に基づき生成される起動電流を、前記第１電源端子から前記第２電源端子へと供給する定電流供給回路を設け、
    前記選択回路により選択された電圧に基づき生成される起動電流によって前記コンデンサを充電し、前記第２電源端子から前記スイッチング素子を制御する制御回路に電源電圧を供給させることを特徴とする電源制御用集積回路の制御方法。
11. 請求項１０記載の電源制御用集積回路の制御方法において、
    前記起動電流の大きさは、前記第１の基準電圧と前記第２の基準電圧のうちの高い方の電圧の１次関数となっていることを特徴とする電源制御用集積回路の制御方法。
12. 請求項１０または請求項１１記載の電源制御用集積回路の制御方法において、
    前記起動電流の大きさは、前記第１の基準電圧と前記第２の基準電圧のうちの高い方の電圧によって定まる電圧が印加される抵抗に流れる電流に比例することを特徴とする電源制御用集積回路の制御方法。
13. 請求項１０ないし１２のいずれか１項に記載の電源制御用集積回路の制御方法において、
    前記第２の基準電圧回路はバンドギャップ基準電圧回路からなることを特徴とする電源制御用集積回路の制御方法。

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