JP2007236126A - 電源装置およびこれを用いた電子機器 - Google Patents

Abstract

【課題】過電流検出回路のカレントミラー回路における諸問題を回避し得るチョッパ型スイッチングレギュレータ方式の電源装置を提供する。
【解決手段】電流のＯＮ／ＯＦＦを切替えるチョッパスイッチと、前記チョッパスイッチのＯＮ／ＯＦＦの制御をＰＷＭ制御により行う制御部とを備えたチョッパ型スイッチングレギュレータである電源装置において、前記チョッパスイッチに直列に接続される電流検出用抵抗と、該抵抗を流れる電流量を検出し、該電流量に応じたＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、該抵抗を流れる電流量を検出し、該電流量が過剰であるか否かを検出する過電流検出部と、を備え、前記制御部は、前記ＰＷＭ信号および前記過電流検出部による検出結果に基づいて前記ＰＷＭ制御を行う電源装置とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、チョッパ型スイッチングレギュレータである電源装置に関するものであり、特に過電流保護装置を備えたものに関する。

近年、携帯電話機、デジタルカメラ、インクジェットプリンター等の電子機器に搭載されている液晶表示装置（ＬＣＤ）の照明源（バックライトまたはフロントライト）のひとつとして、耐久性、発光効率、占有面積等の点で優れている白色発光ダイオードが用いられるようになってきた。この白色発光ダイオードは比較的高い順方向電圧が必要であることや、通常、照明源としては複数の白色発光ダイオードが用いられ、用いられる複数の白色発光ダイオードは各白色発光ダイオードの輝度を均一にするために直列接続されることなどから、このような照明源としての白色発光ダイオードの駆動には、携帯機器に内蔵されている電池からの電圧よりも高い直流電圧が必要となる。

また、テレビの地上波ディジタル放送の開始に伴い、ディジタルチューナ受信機搭載の薄型テレビや、携帯機器が急速に普及している。そのチャンネル周波数切り替え回路用電圧として３０Ｖ〜３４Ｖ程度必要であり、携帯機器に使用されている電池からの直流電圧よりも高い直流電圧が必要となる。そこで、このような電池からの直流電圧よりも高い直流電圧を駆動する回路として、例えば特許文献１にも記載されている、チョッパ型スイッチングレギュレータのような昇圧型の電源装置が用いられている。

ここで従来使用されているチョッパ型スイッチングレギュレータ（以下、適宜「レギュレータ」と称する）の構成例について、図８に基づいて簡潔に説明する。当該レギュレータは、電源５１、入力コンデンサ５２、コイル５３、ダイオード５４、出力コンデンサ５５、チョッパスイッチ５６、出力検出回路５７、ＰＷＭ回路５８、ドライブ回路５９が、図８に示すように各々接続されている。

これにより、チョッパスイッチ５６がＯＮになれば、コイル５３を流れる電流が増加することによってコイル５３は更に充電される。そしてチョッパスイッチ５６がＯＦＦになれば、電流は負荷を流れるようになり、電流は減少するためコイル５３は放電を始める。従って、電源電圧をＶ_i、コイル５３の放電により生じる電圧をＶ_Lとすれば、Ｖ_i＋Ｖ_Lの電圧、すなわち昇圧された電圧が負荷に供給されることとなる。

またその一方で、出力検出回路５７は出力電圧を検出し、ＰＷＭ回路５８によってこの検出結果（フィードバック情報）に応じたＰＷＭ信号を生成して、ドライブ回路５９に伝達される。ドライブ回路５９はこのＰＷＭ信号に基づいて、出力電圧が適切な値となるように、チョッパスイッチ５６のＯＮ／ＯＦＦを制御する。

また図８には示していないが、チョッパスイッチ５６を流れる電流が過剰となることを防止するため、この電流が所定の閾値を超えないようにするための過電流保護回路が、レギュレータに備えられていることが望ましい。そこでチョッパスイッチ５６を流れる電流が過剰であるかを検出する回路（過電流検出回路）として、例えば図９に示すように、カレントミラー回路を応用したものが従来用いられていた。これにより、チョッパスイッチ５６を流れる電流量を検出し、該電流量が所定の閾値を超えないようにチョッパスイッチ５６のＯＮ／ＯＦＦが制御される。

特開平１１−１７８３２８ 特開２００２−０２６７０７

上記のカレントミラー回路を応用した過電流検出回路では、チョッパスイッチ（パワートランジスタ）とカレントミラー対をなすトランジスタ（センス用トランジスタ）が必要となる。そのためこれらをチップ上に構成する場合には、比較的大きな面積を占有することとなっていた。そこで、パワートランジスタとセンス用トランジスタのカレントミラー比を大きくし、センス用トランジスタを小さくすることも可能であるが、カレントミラー比が大きくなるにつれて、応答が遅くなるという問題が生じる。またカレントミラー比は生産過程でのバラツキが大きく、温度変動による影響を受けやすいため、検知精度の点で問題がある。

また一方、チョッパスイッチのＰＷＭ制御は、先述の通り出力検出回路からのフィードバック情報に基づいて行われるが、制御精度向上のため、チョッパスイッチを流れる電流量も考慮してなされることが望ましい。しかしその場合でも、チョッパスイッチを流れる電流量を検出するために、新たに複雑な回路等を追加することは、製品のコストや省スペース等の観点から好ましいとはいえない。

そこで本発明は上記の問題点に鑑み、過電流検出回路のカレントミラー回路における諸問題を回避し得るチョッパ型スイッチングレギュレータ方式の電源装置を提供することを目的とする。さらに該電源装置において、複雑な回路等を新たに追加せずに、チョッパスイッチを流れる電流の大きさを反映させたチョッパスイッチのＰＷＭ制御を可能とすることも目的とする。

上記目的を達成するために、本発明に係る電源装置は、直流電源の一方の端子に接続されるコイルと；一端が前記コイルに、他端が前記直流電源の他方に接続され、電流のＯＮ／ＯＦＦを切替えるチョッパスイッチと；前記チョッパスイッチと並列に接続される整流素子とコンデンサとの直列回路と；前記チョッパスイッチのＯＮ／ＯＦＦの制御をＰＷＭ制御により行う制御部と；を備えたチョッパ型スイッチングレギュレータである電源装置において、前記チョッパスイッチに直列に接続される電流検出用抵抗と、該抵抗を流れる電流量を検出し、該電流量に応じたＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、該抵抗を流れる電流量を検出し、該電流量が過剰であるか否かを検出する過電流検出部と、を備え、前記制御部は、前記ＰＷＭ信号および前記過電流検出部による検出結果に基づいて前記ＰＷＭ制御を行う構成（第１の構成）とする。

本構成によれば、チョッパスイッチにおける過電流の検出は、過電流検出部により、電流検出用抵抗に流れる電流が過剰であるか否かを検出することによってなされる。このような電圧降下検出型とすることにより、従来の過電流検出回路のカレントミラー回路に存在していた諸問題を回避することができる。

また、電流検出用抵抗を流れる電流量を検出し、該検出結果に応じたＰＷＭ信号を用いることにより、精度の高いチョッパスイッチのＰＷＭ制御を実現することができる。なお過電流検出のための電流量検出と、ＰＷＭ信号生成のための電流量検出は、何れも電流検出用抵抗に生じる電圧に基づいて、容易に行うことが可能である。さらにこれら双方の検出には、電流検出用抵抗を共通に用いることができるために効率が良く、複雑な回路等を新たに設ける必要もないから回路の簡素化が実現可能である。

なお、上記第１の構成における電流検出用抵抗として、メタル配線抵抗を採用した構成（第２の構成）としてもよい。

また上記第１または第２の構成において、前記過電流検出部は、前記電流検出用抵抗に生じる電圧またはこれに対応する電圧である第１電圧と；所定の基準電圧と；を比較することにより、前記電流検出用抵抗を流れる電流が過剰であるか否かを検出するものであるとともに、該基準電圧を調整するための、基準電圧調整部を備えた構成（第３の構成）としてもよい。

本構成によれば、電流検出用抵抗に生じる電圧またはこれに対応する電圧と、所定の基準電圧とを比較することにより過電流の検出を行うから、該検出を容易に行うことができる。また基準電圧調整部を備えることによって、基準電圧を状況に応じたものとすることができる。

また前記第３の構成において、前記基準電圧調整部は、所定の電位差を有する２点間を、２個の可変抵抗部を直列に介して接続した分圧回路を備え、当該可変抵抗部同士の間の電圧を、前記基準電圧とするものであって、前記の各々の可変抵抗部は、互いに並列に設けられている抵抗のうちの一部がトリミングされることによって、可変抵抗部全体としての抵抗値が変更可能である構成（第４の構成）としてもよい。

本構成によれば、可変抵抗部に設けられている抵抗のトリミングを通じて、基準電圧を減少させながら或いは増大させながら調整することが可能となる。すなわち２個の可変抵抗部のうち、上流側の可変抵抗部においてトリミング調整（順にトリミングする抵抗を増やすこと）を行うと、基準電圧を減少させながら調整することができ、逆に下流側の可変抵抗部においてトリミング調整を行うと、基準電圧を増加させながら調整することができる。従って、例えば基準電圧を減少させながら調整したいときは、上流側の可変抵抗部のみにおいてトリミング調整を行うことにより、誤って基準電圧を増大させてしまうことがない。このように本構成によれば、基準電圧の調整を容易に行うことが出来る。

また前記第３または第４の構成において、前記過電流検出部は、ゲートに所定の定電圧が入力され、ソースに前記電流検出用抵抗によって生じる電圧が入力される第１ＭＯＳＦＥＴを備えており、該第１ＭＯＳＦＥＴのドレイン側の電圧を、前記第１電圧とした構成（第５の構成）としてもよい。

本構成によれば、電流検出用抵抗に流れる電流の変動を、ＭＯＳＦＥＴのゲート−ソース間の電圧変動によって検知し、ドレインの電圧を通じて過電流の有無を検出することができる。このように、電流変動の検出手段としてＭＯＳＦＥＴのゲート−ソース間の電圧変動を用いることで、該検出の応答速度を高くすることができる。

また本構成では、電流検出用抵抗の抵抗値と第１ＭＯＳＦＥＴの閾値電圧の温度変動による影響が互いに打ち消しあうこととなる。すなわち、温度上昇により抵抗値は上昇する一方（よって該抵抗を流れる電流量は減少する）、第１ＭＯＳＦＥＴにおいても、飽和領域動作のため温度上昇と共に電流量は減少することとなる。従って過電流の検出レベルが温度変動の影響を受けることを、極力抑制することが可能となる。

また前記第５の構成において、前記ゲート電圧は、所定の電圧源から第２ＭＯＳＦＥＴを介して生成されることにより、該第２ＭＯＳＦＥＴにおける閾値電圧のバラツキの影響を受けるものである一方、該第２ＭＯＳＦＥＴと同チャネルである第３ＭＯＳＦＥＴを有し、該第３ＭＯＳＦＥＴにおける閾値電圧のバラツキが最低動作電圧に影響を与える発振器を備え、該発振器の最低動作電圧を調べることにより、該第３ＭＯＳＦＥＴにおける閾値電圧のバラツキ度合が測定可能である構成（第６の構成）としてもよい。

本構成によれば、所定値のゲート電圧の生成は、所定の電圧源からＭＯＳＦＥＴを応用した回路（例えば、図２に記載のような回路）を用いることにより容易になされ得る。しかしこのような回路によれば、当該ＭＯＳＦＥＴ（第２ＭＯＳＦＥＴ）自体の閾値電圧のバラツキ度合によってこのゲート電圧も変動し、ひいては過電流の検出精度が低下するおそれがある。そこで上記の第３ＭＯＳＦＥＴを有する所定の発振器を備えていれば、この最低動作電圧を測定することにより、第２ＭＯＳＦＥＴの閾値電圧のバラツキ度合を予測することができる。これにより、上記した基準電圧の調整を効率よく行うことができる。

また前記第２から第６の何れかの構成において、前記メタル配線抵抗は、前記チョッパスイッチの下流側と第１接地点の間に接続されており、前記第１接地点と、前記過電流検出部を構成する回路における接地点は、共通の基板に設けた構成（第７の構成）としてもよい。これにより、両接地点における電位を、精密に同じレベルとすることができる。

また、前記第１から第７の何れかの構成に係る電源装置を用いた電子機器であれば、前記第１から第７の何れかの構成により得られる利点を享受し得る電子機器とすることができる。

また、前記第６の構成に係る電源装置における、前記基準電圧の調整の方法であって、前記基準電圧の目標値を、前記最低動作電圧を調べた結果に基づいて定める方法であれば、当該基準電圧の調整を効率よく行うことが可能となる。

上記したように、本発明にかかる電源装置によれば、チョッパスイッチにおける過電流の検出は、過電流検出部により、電流検出用抵抗に流れる電流が過剰であるか否かを検出することによってなされる。このような電圧降下検出型とすることにより、従来の過電流検出回路のカレントミラー回路に存在していた諸問題を回避することができる。

また、電流検出用抵抗を流れる電流量を検出し、該検出結果に応じたＰＷＭ信号を用いることにより、精度の高いチョッパスイッチのＰＷＭ制御を実現することができる。なお過電流検出のための電流量検出と、ＰＷＭ信号生成のための電流量検出は、何れも電流検出用抵抗に生じる電圧に基づいて、容易に行うことが可能である。さらにこれら双方の検出には、電流検出用抵抗を共通に用いることができるために効率が良く、複雑な回路等を新たに設ける必要もないから、回路の簡素化が実現可能となる。

本発明の一実施形態であるチョッパ型スイッチングレギュレータ（電源装置）について、図１を参照しながら以下に説明する。本レギュレータは、直流電源１、入力コンデンサ２、コイル（インダクタ）３、ダイオード（整流素子）４、出力コンデンサ５、チョッパスイッチ６、第１抵抗器７、第２抵抗器８、およびチップ（ＩＣチップ）１０内に備えられている各装置などから構成されている。

直流電源１は、例えばリチウムイオン電池等であって、負極端子は接地されており、正極端子は入力コンデンサ２の一端とコイル３の一端に接続されている。また入力コンデンサ２の他端は接地されており、コイル３の他端は、ダイオード４のアノードとチョッパスイッチ６のドレインに接続されている。またチョッパスイッチ６は、例えばｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ［Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor：ＭＯＳ型電界効果トランジスタ］等であって、ソースは後述するメタル抵抗１２を介して接地されている。

またダイオード４のカソードは、第１抵抗器７の一端と出力コンデンサ５の一端に接続されている。また第１抵抗器７の他端は第２抵抗器８を介して接地されており、出力コンデンサ５の他端は接地されている。そして第１抵抗器７と並列に、例えば白色発光ダイオードといった負荷が接続される。

以上の構成により、チョッパスイッチ６のゲートに所定のゲート電圧が印加され、チョッパスイッチ６がＯＮとなっているときは、直流電源１からの電流がコイル３に流れ、インダクタ３にエネルギーが蓄積される。そしてゲート電圧が印加されずに、チョッパスイッチ６がＯＦＦとなっているときは、蓄積されたエネルギーが放出されることによって、コイル３に逆起電力が発生する。

コイル３に発生した逆起電力は直流電源１の入力電圧に加算され、ダイオード４を介して出力コンデンサ５を充電する。そしてこのような一連の動作を繰り返すことにより昇圧動作が行われ、出力コンデンサ５の両端に出力電圧が発生する。また出力電圧は、第１抵抗器７および第２抵抗器８の抵抗値を通じて調整可能であり、負荷９に所望の電圧を供給することができる。

次にチップ１０内部の各装置について説明する。チップ１０内には、先述したチョッパスイッチ６、メタル抵抗１２の他に、ドライブ回路１１、電流検出コンパレータ１３、発振回路１４、加算器１５、ＰＷＭコンパレータ１６、基準電源１７、エラーアンプ１８、ソフトスタート回路２０、ＯＮ／ＯＦＦ回路２１、加熱保護回路２２、過電圧保護回路２３、過電流検出回路２４、定電圧回路２５などが備えられている。

なおチップ１０には、直流電源１側から電力供給を受けるためのＶｉｎ端子、コイル３の下流側とチョッパスイッチ６を結ぶためのＶｓｗ端子、ソフトスタート回路２０やＯＮ／ＯＦＦ回路２１の制御に関わるＣＴＲＬ端子、過電圧保護回路２３に出力電圧を伝えるためのＶｏ端子、電源回路の出力情報をエラーアンプ１８へフィードバックさせるためのＦＢ端子、接地させるためのＧＮＤ端子などの各種端子が設けられている。

ドライブ回路１１は、後述する各種信号が入力されて、これらの情報に基づいてチョッパスイッチ６のゲート電圧を変動させ、これを通じてチョッパスイッチ６のＯＮ／ＯＦＦ（ソース−ドレイン間の導通の有無）を制御する。

メタル抵抗１２は、チョッパスイッチ６のソースと接地点との間に設けられており、自身を流れる電流に応じた電圧を発生させる、メタル配線による抵抗である。この電圧の値は後述するように、過電流検出回路２４および電流検出コンパレータ１３に伝達される。

電流検出コンパレータ１３は、２つの入力端子がメタル抵抗１２の両端に各々接続され、出力端子は加算器１５に接続されている。これにより電流検出コンパレータ１３は、メタル抵抗１２を流れる電流状態を、メタル抵抗１２自身が生ずる電圧を介して検出し出力する。

発振回路１４は、所定周波数の鋸歯状派信号を継続して出力する。なおこの所定周波数は任意に可変としても良い。加算器１５は、電流検出コンパレータ１３および発振回路１４からの出力信号を受け、これらを加算して増幅した信号を出力する。

またエラーアンプ１８には、第１抵抗器７と第２抵抗器８の間からフィードバックされる電圧（Ｖｆｂ）と、基準電源１７により発生した基準電圧（Ｖｒｅｆ）が各々入力される。そしてエラーアンプ１８は、これらの電圧の比較結果に応じた信号を出力する。

そしてＰＷＭコンパレータ１６は、上述した加算器１５からの出力と、エラーアンプ１８からの出力を受け、これらの比較結果をＰＷＭ出力としてドライブ回路１１に出力する。具体的には、エラーアンプ１８からの出力電圧レベルが加算器１５からの信号レベルより高くなる期間では、ＰＷＭコンパレータ１６のＰＷＭ出力はＨｉｇｈレベルになり、逆に、エラーアンプ１８からの出力電圧レベルが加算器１５からの信号レベルより低くなる期間では、ＰＷＭコンパレータ１６のＰＷＭ出力はＬｏｗレベルになる。

ソフトスタート回路２０は、ドライブ回路１１の動作開始時に、ドライブ回路１１の出力デューティを徐々に変化させることにより、出力電圧を緩やかに上昇させる。これにより、出力コンデンサ５が充電されていない場合に、充電のための過大な充電電流が直流電源１から流れることを防止する。特に直流電源１がリチウムイオン電池等の電池である場合、電池にかかる負担を低減させて、電池電圧が過大な充電電流により低下することを防止し、電池の本来の寿命を全うさせることができる。

ＯＮ／ＯＦＦ回路２１は、例えば外部信号により電源ＯＦＦの指示が与えられると、全回路の動作をＯＦＦさせる。なおこのように全回路の動作がＯＦＦとなった場合は、電流消費は１ｎＡ程度と小さくなる。

加熱保護回路２２は、ドライブ回路１１の動作に伴う過熱状態（特にＦＥＴ周辺の過熱状態）を検知すると、ドライブ回路１１の動作を停止させる。これにより、本レギュレータの過熱による故障や破壊を防止することができる。

過電圧保護回路２３は、Ｖｏ端子から入力される出力電圧が所定の過電圧保護電圧を超えたことを検知すると、ドライブ回路１１の動作を停止させる。これにより、過電圧保護電圧を超える過電圧が負荷９や出力コンデンサ５に印加されることを防止することができる。

そして過電流検出回路２４は、チョッパスイッチ６に過大電流が流れているか否かを検出する。この検出結果はチョッパスイッチ６のＯＮ／ＯＦＦ制御に係る情報の一つとして用いられ、過電流によるパワートランジスタの破壊防止や、後段に備えられるＩＣの保護等が達成される。過電流検出回路２４の詳細な構成については後述する。

なお、この過電流検出回路２４における各接地点、およびメタル抵抗１２の下流側に接続されている接地点は、図１に示す通り、何れも同じパッド上に設けられている。これにより、双方の接地点の電位を精密に同じ値となるようにしている。また、アナログ制御に関わる回路での接地点（アナログＧＮＤ）と、チョッパスイッチ６（パワートランジスタ）の下流側に設けられる接地点（パワーＧＮＤ）とを、配線のレイアウト上同じパッドに設けて精密に同じ電位とさせると、アナログ制御の精度の点などにおいて、より望ましいものとなる。

また定電圧回路２５は、Ｖｉｎ端子を介して直流電源１から供給される電力を所定の定電圧に調整し、過電流検出回路２４やチップ１０内の他の装置に、駆動電圧（Ｖｓ）として供給する。

以上の構成により、ドライブ回路１１は、ＰＷＭコンパレータ１６のＰＷＭ出力を受けて、そのＰＷＭ出力に応じたデューティでチョッパスイッチ６をＯＮ／ＯＦＦする。すなわち、ドライブ回路１１は、ＰＷＭコンパレータ１６のＰＷＭ出力がＨｉｇｈレベルのときであって、発振回路１４からのクロック信号の各サイクルの開始のときに、チョッパスイッチ６をＯＮさせ、逆にＰＷＭコンパレータ１６のＰＷＭ出力がＬｏｗレベルになったときにチョッパスイッチ６をＯＦＦする。

このようなチョッパスイッチ６のＯＮ／ＯＦＦ制御を行うと、フィードバック電圧Ｖｆｂと基準電圧Ｖｒｅｆとが等しくなるように昇圧動作が行われることとなる。また、ＰＷＭコンパレータ１６で比較される信号には、メタル抵抗１２を流れる電流に応じた信号、すなわち、チョッパスイッチがＯＮすることによりコイル３を流れる電流に応じた信号が加算されていることから、コイル３に流れるピーク電流を適切に制限することができる。

なお上記のように、チョッパスイッチ６における過電流の検出は、メタル抵抗１２に流れる電流が過剰であるか否かを検出することによってなされる。このような電圧降下検出型としていることにより、従来の過電流検出回路におけるカレントミラー回路に存在していた諸問題を回避することができる。

また上記のように、メタル抵抗１２を流れる電流量は、電流検出コンパレータ１３により検出され、この検出情報は、ＰＷＭコンパレータ１６やドライブ回路１１を通じて、チョッパスイッチ６のＯＮ／ＯＦＦ制御に活かされる。これにより精度の高いＯＮ／ＯＦＦ制御を実現することが可能となる。

さらに、過電流保護のための電流検出（過電流検出）と、通常のチョッパスイッチ６のＯＮ／ＯＦＦ制御に活用される電流量情報の検出（電流量検出）には、メタル抵抗１２が共通に利用される。そのためこれらの検出のために、複雑な回路を新たに設ける必要が無く、回路構成を簡易なものとすることができる。なおこの回路は、バイポーラプロセス、ＣＭＯＳプロセスの何れにも用いることが可能である。

次に、過電流検出回路の構成について、図２に示しながら以下に説明する。図２のように、過電流検出回路には、Ｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）、Ｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）が備えられており、これらのソースには定電圧回路２５から得られる電圧Ｖｓが印加される。またＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の各ゲートと、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のドレインは接続されている。またＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のドレインは、抵抗Ｒ１を介して接地されている。

また、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）とＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）の各ゲートは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のドレイン及びＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）のドレインに接続されている。また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ３）のソースは接地されている。またＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）のソースは、チョッパスイッチ６とメタル抵抗１２の間に接続されており、ドレインは、過電流検出コンパレータ３１の一方の入力端子と、抵抗Ｒ２の一端に接続されている。なお抵抗Ｒ２の他端には電圧Ｖｓが印加される。また電圧Ｖｓは、第１トリミング調整部３２と第２トリミング調整部３３により分圧されており、後述する通りこれらのトリミング調整部間の電圧は、過電流検出コンパレータ３１の他方の入力端子に入力されることとなる。そして過電流検出コンパレータ３１の出力端子は、３個のＣＭＯＳＦＥＴを介して、ドライブ回路１１に接続されている。

メタル抵抗１２を流れる電流によって生じた電圧降下は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）のゲート−ソース間電圧（Ｖｇｓ）の変動により検出される。このようにＶｇｓの変動により検出するようにしていることで、該検出の応答速度が高められている。

そしてこの検出結果（検出電圧：第１電圧）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）のドレインを通じて、過電流検出コンパレータ３１の一方の入力端子に出力される。一方、過電流検出コンパレータ３１の他方の入力端子には、供給電圧が第１トリミング調整部３２と第２トリミング調整部３３により分圧された電圧が、比較電圧（基準電圧）として入力される。

過電流検出コンパレータ３１は、入力される両電圧値の比較結果を、ＣＭＯＳトランジスタを介してドライブ回路１１に出力する。なお具体的には、メタル抵抗１２における電圧発生により、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）のＶｇｓが制限されてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）がオフとなったときに、過電流が検出されたとしてドライブ回路１１に検出信号を伝える。

ドライブ回路１１はこの検出信号を受け、過電流が検出されている場合には、この過剰状態を緩和するようにチョッパスイッチ６のＯＮ／ＯＦＦを調整する。すなわちドライブ回路１１では、ＰＷＭコンパレータ１６から入力されるＰＷＭ信号だけではなく、過電流検出回路２４からの検出信号にも基づき、過電流状態を極力防止しつつ所望の出力電圧を得ることができるように、チョッパスイッチ６のＰＷＭ制御を行う。これによって、過大電流が流れることによるチョッパスイッチ６（パワートランジスタ）の破壊の防止や、後段に接続されるＩＣの保護を達成することができる。

なおメタル抵抗１２は、温度変動により抵抗値が変化することになる（温度が上昇すると、抵抗値も上昇する）。しかしながら、検出用トランジスタＱ４においても飽和領域動作のため温度上昇とともに電流が減少するため、メタル抵抗１２と検出用トランジスタＱ４における温度変動の影響は、互いに打ち消しあうこととなる。そのため、過電流検出レベルの温度変動による影響は極力抑制される。

また同様に、抵抗Ｒ１による定電流の温度変動と、抵抗Ｒ２における温度変動の影響も互いに打ち消しあうこととなる。そのためこれらが過電流検出レベルの変動に与える影響は、極力抑制される。

次に、第１トリミング調整部３２および第２トリミング調整部３３の詳細な構成を図３に示す。図３のように、何れのトリミング調整部においても、４個の抵抗（Ｒ１０〜Ｒ１３、若しくは、Ｒ２０〜Ｒ２３）が各々並列に接続されて備えられている。また各抵抗の値は、左端をＲとして順に、２×Ｒ、３×Ｒ、４×Ｒとなっている。そして左端の抵抗を除いて、各抵抗はトリミング部Ｔ１〜Ｔ６により、自在にトリミングが可能となっている。

これにより、第１トリミング調整部３２内の抵抗がトリミングされると、基準電圧Ｖ１はこれに応じて減少し、過電流検出レベルは小さくなる。従って過電流保護レベルを順次減少させながら適切なレベルに合わせ込みたい場合は、第１トリミング調整部３２においてトリミング調整を行うことにより、この目的を達することができる。

また、第２トリミング調整部３３内の抵抗がトリミングされると、基準電圧Ｖ１はこれに応じて増大し、過電流保護レベルは大きくなる。従って過電流検出レベルを順次増大させながら適切なレベルに合わせ込みたい場合は、第２トリミング調整部３３においてトリミング調整を行うことにより、この目的を達することができる。なお、各トリミング調整部に備えられる抵抗の数や抵抗値などは、上記のものには限られない。

なお過電流検出レベルの調整における目標値は任意に設定可能であるが、過電流検出レベルが過電流検出回路を構成する素子の性質（特性のバラつき等）に依存する場合は、これを十分考慮して目標値を設定することが好ましい。例えば本実施形態の過電流検出回路２４では、過電流検出レベルは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ４）のゲート電圧を調整しているＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１およびＱ２）の閾値電圧のバラツキに依存すると見込まれる。そのため目標値の設定においては、このバラツキが考慮されることが好ましい。なおここでの閾値電圧とは、導通／非導通の境界となるゲート−ソース間の電圧のことである。

ここでスイッチングレギュレータ等の電源装置は、一般的に種々の目的で発振器を備えるのが通常である。そこで、上述したＰチャネルＭＯＳＦＥＴの閾値電圧のバラツキを調べる方法の一つとして、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴを備えた発振器の最低動作電圧（正常に発振動作を行うために必要な最低限の電圧）を調べる方法を以下に説明する。

まず図４に、本電源装置内に別途設けられた、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴを備えた発振器４０の構成を示す。これは発振回路としてリングオシレータ４１を用いたものであり、リングオシレータ４１への電力供給を調整するためにＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（Ｑ５）、および各々トリミングが可能なＭＯＳＦＥＴ（Ｑ６〜Ｑ８）が設けられている。この構成では、発振器４０の最低動作電圧はトランジスタＱ５の閾値電圧に依存し、図５に示すように、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ５）の閾値電圧のバラツキに応じて変動する。

上記構成の発振器４０を用いて、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ６〜Ｑ８）を順次トリミングすることでドレイン電流を調整し、どの段階で発振動作が正常となるかを調査することとする。どの段階で発振動作が正常となるかは、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（Ｑ５）の閾値電圧のバラツキ度合に依存するから、この調査によりＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（Ｑ５）の閾値電圧のバラツキ度合が分かる。なお発振器４０が正常に発振しているときの、図４におけるＰ点の電圧特性は、例えば図６に示す通りとなる。

そして、この発振器４０内のＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（Ｑ５）と、先述した過電流検出回路２４内のＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１、Ｑ２）とは、チャネルの種類が同じであるとともに、共通の機器（電源装置）に備えられているものであるため、環境履歴等はほぼ同等である。そのため、これらのＰチャネルＭＯＳＦＥＴにおける閾値電圧のバラツキ度合も、ほぼ同等であると見込まれる。

従って、発振器４０内のＰＭＯＳＦＥＴ（Ｑ５）の閾値電圧のバラツキ度合が分かれば、過電流検出回路２４内のＰＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１、Ｑ２）における閾値電圧のバラツキも予測できる。そこでこの予測に基づいてトリミング調整の目標値を設定し、過電流検出レベルのトリミングによる合わせ込み処理を行えば、該処理を効率良く行うことができる。すなわち、過電流検出レベルがＭＯＳＦＥＴの閾値電圧のバラツキ度合の影響を受ける場合、上記したような発振器を同じ電源装置内に備えておけば、このバラツキ度合の予測を通じて過電流保護レベルの合わせ込みに役立てることが可能となる。

なおここではＭＯＳＦＥＴがＰチャネル型の場合について説明したが、Ｎチャネル型の場合についても同様のことが言える。すなわち上記ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１、Ｑ２）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ５）に相当するものが同じチャネル型であれば、同様に考えることができる。

以上までに説明した過電流検出回路２４では、例えば電流−電圧特性は図６のようになる。これにより、過大な電力が作用して、チョッパスイッチ６等のパワートランジスタが破壊されるのを防止することが可能となる。

また本発明の構成は、上記実施形態のほか、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。

本発明の実施形態に係る、電源装置の構成図である。 本発明の実施形態に係る、過電流検出回路の構成図である。 上記過電流検出回路内に備えられた、トリミング調整部の構成図である。 ＭＯＳＦＥＴの閾値電圧のバラツキが、最低動作電圧に影響を与える発振器についての構成図である。 図４の発振器における、最低動作電圧の変動状況を示す説明図である。 図４の発振器における、発振動作の内容を説明するための説明図である。 本発明の実施形態における過電流保護の効果を示す説明図である。 従来のチョッパ型スイッチングレギュレータ（電源装置）の構成図である。 従来の電源装置における、過電流検出回路の構成図である。

符号の説明

１、５１ 直流電源
２、５２ 入力コンデンサ
３、５３ コイル
４、５４ ダイオード
５、５５ 出力コンデンサ
６、５６ チョッパスイッチ
７ 第１抵抗器
８ 第２抵抗器
１１ ドライブ回路
１２ メタル抵抗（電流検出用抵抗）
１３ 電流検出コンパレータ
１４ 発振回路
１５ 加算器
１６ ＰＷＭコンパレータ（ＰＷＭ信号生成部）
１７ 基準電源
１８ エラーアンプ
２４ 過電流検出回路（過電流検出部）
３１ 過電流検出コンパレータ
３２ 第１トリミング調整部（可変抵抗部）
３３ 第２トリミング調整部（可変抵抗部）
４０ 発振器
４１ リングオシレータ
Ｑ１、Ｑ２ ＭＯＳＦＥＴ（第２ＭＯＳＦＥＴ）
Ｑ４ ＭＯＳＦＥＴ（第１ＭＯＳＦＥＴ）
Ｑ５ ＭＯＳＦＥＴ（第３ＭＯＳＦＥＴ）

Claims (9)

1. 直流電源の一方の端子に接続されるコイルと；一端が前記コイルに、他端が前記直流電源の他方に接続され、電流のＯＮ／ＯＦＦを切替えるチョッパスイッチと；前記チョッパスイッチと並列に接続される整流素子とコンデンサとの直列回路と；前記チョッパスイッチのＯＮ／ＯＦＦの制御をＰＷＭ制御により行う制御部と；を備えたチョッパ型スイッチングレギュレータである電源装置において、
   前記チョッパスイッチに直列に接続される電流検出用抵抗と、
   該抵抗を流れる電流量を検出し、該電流量に応じたＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、
   該抵抗を流れる電流量を検出し、該電流量が過剰であるか否かを検出する過電流検出部と、を備え、
   前記制御部は、前記ＰＷＭ信号および前記過電流検出部による検出結果に基づいて前記ＰＷＭ制御を行うことを特徴とする電源装置。
2. 前記電流検出用抵抗は、メタル配線抵抗であることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 前記過電流検出部は、前記電流検出用抵抗に生じる電圧またはこれに対応する電圧である第１電圧と；所定の基準電圧と；を比較することにより、前記電流検出用抵抗を流れる電流が過剰であるか否かを検出するものであるとともに、
   該基準電圧を調整するための、基準電圧調整部を備えたことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電源装置。
4. 前記基準電圧調整部は、所定の電位差を有する２点間を、２個の可変抵抗部を直列に介して接続した分圧回路を備え、
   当該可変抵抗部同士の間の電圧を、前記基準電圧とするものであって、
   前記の各々の可変抵抗部は、互いに並列に設けられている抵抗のうちの一部がトリミングされることによって、可変抵抗部全体としての抵抗値が変更可能であることを特徴とする請求項３に記載の電源装置。
5. 前記過電流検出部は、ゲートに所定の定電圧であるゲート電圧が入力され、ソースに前記電流検出用抵抗によって生じる電圧が入力される第１ＭＯＳＦＥＴを備えており、
   該第１ＭＯＳＦＥＴのドレイン側の電圧を、前記第１電圧としたことを特徴とする請求項３または請求項４に記載の電源装置。
6. 前記ゲート電圧は、所定の電圧源から第２ＭＯＳＦＥＴを介して生成されることにより、該第２ＭＯＳＦＥＴにおける閾値電圧のバラツキの影響を受けるものである一方、
   該第２ＭＯＳＦＥＴと同チャネルである第３ＭＯＳＦＥＴを有し、該第３ＭＯＳＦＥＴにおける閾値電圧のバラツキが最低動作電圧に影響を与える発振器を備え、
   該発振器の最低動作電圧を調べることにより、該第３ＭＯＳＦＥＴにおける閾値電圧のバラツキ度合が測定可能であることを特徴とする請求項５に記載の電源装置。
7. 前記メタル配線抵抗は、前記チョッパスイッチの下流側と第１接地点との間に接続されており、
   前記第１接地点と、前記過電流検出部を構成する回路における接地点は、共通のＩＣチップ上に設けられていることを特徴とする請求項２から請求項６の何れかに記載の電源装置。
8. 請求項１から請求項７の何れかに記載の電源装置を用いたことを特徴とする電子機器。
9. 請求項６に記載の電源装置における、前記基準電圧の調整の方法であって、前記基準電圧の目標値を、前記最低動作電圧を調べた結果に基づいて定めることを特徴とする方法。

Images