JP4429868B2 - スイッチング電源回路及びそれを用いた電子機器 - Google Patents

Description

本発明は、直流電源からの入力電圧を昇圧して負荷へ供給するスイッチング電源回路に関するものであり、特に、外部信号に応じて昇圧動作の作動／停止を行うスイッチング電源回路に関するものである。

近年、携帯電話機、ＰＤＡ(Personal Digital Assistants)、デジタルカメラ等の電子機器に搭載されている液晶表示装置（ＬＣＤ）の照明源（バックライトまたはフロントライト）の一つとして、耐久性、発光効率、占有面積等の点で優れている白色発光ダイオードが用いられるようになってきている。この白色発光ダイオードを発光させるには比較的高い順方向電圧が必要であることや、通常、照明源としては複数の白色発光ダイオードが用いられ、用いられる複数の白色発光ダイオードは各白色発光ダイオードの輝度を均一にするために直列接続されることなどから、このような照明源としての白色発光ダイオードの駆動には、電子機器に内臓されている電池から供給される直流電圧よりも高い直流電圧が必要となる。

そこで、このような白色発光ダイオードを駆動する回路として、昇圧型スイッチング電源回路が用いられている。従来の昇圧型スイッチング電源回路の一構成例を図１１（ａ）に示す。図１１（ａ）に示すスイッチング電源回路は、入力コンデンサ２と、コイル３と、整流素子であるダイオード４と、出力コンデンサ５と、出力電流検出用抵抗Ｒ１と、１つのパッケージにＩＣ化されコイル３に対するエネルギーの蓄積／放出を切り替えて昇圧動作を行う昇圧チョッパレギュレータ１０とによって構成されている。図１１（ａ）に示すスイッチング電源回路は、リチウムイオン電池等の直流電源１から供給される直流電圧を昇圧して負荷である６個の白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ６に供給し、６個の白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ６を駆動する。なお、直流電源１とスイッチング電源回路との間には電源スイッチ（図示せず）が設けられており、当該電源スイッチがオンのときは直流電源１からスイッチング電源回路へ直流電圧Ｖｉｎが供給され、当該電源スイッチがオフのときは直流電源１からスイッチング電源回路へ直流電圧Ｖｉｎが供給されない。

直流電源１の負極端子はグランドに接続され、直流電源１の正極端子は入力コンデンサ２を介してグランドに接続されるとともにコイル３の一端に接続されている。そして、コイル３の他端はダイオード４のアノードに接続され、ダイオード４のカソードは出力コンデンサ５を介してグランドに接続されている。また、白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ６と出力電流検出用抵抗Ｒ１とが直列に接続された直列回路が出力コンデンサ５と並列に接続されている。

また、昇圧チョッパレギュレータ１０は、外部接続用の端子として電源端子Ｔ_VIN、グランド電源端子Ｔ_GND、出力電圧モニタ端子Ｔ_VO、フィードバック端子Ｔ_FB、スイッチ端子Ｔ_VSW、及びコントロール端子Ｔ_CTRLを備えている。そして、電源端子Ｔ_VINは直流電源１の正極端子に接続され、グランド電源端子Ｔ_GNDはグランドに接続される。これにより、昇圧チョッパレギュレータ１０は直流電源１をその動作電源として得ている。また、スイッチ端子Ｔ_VSWはコイル３とダイオード４との接続点に接続され、出力電圧モニタ端子Ｔ_VOはダイオード４のカソードに接続され、フィードバック端子Ｔ_FBは白色発光ダイオードＬＥＤ６と出力電流検出用抵抗Ｒ１との接続点に接続されている。また、コントロール端子Ｔ_CTRLには、後述する輝度調整信号が入力される。

続いて昇圧チョッパレギュレータ１０の内部構成について説明する。昇圧チョッパレギュレータ１０は、Ｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ（以下、Ｎｃｈトランジスタという）１１及び１２と、ドライブ回路１３と、電流検出コンパレータ１４と、発振回路１５と、アンプ１６と、ＰＷＭコンパレータ１７と、エラーアンプ１８と、基準電源１９と、抵抗Ｒ２〜Ｒ４と、ソフトスタート回路２０と、ＯＮ／ＯＦＦ回路２１と、過熱保護回路２２と、過電圧保護回路２３と、定電圧回路２４と、スイッチ２５とを有している。

定電圧回路２４は、スイッチ２５がオンであるときに、電源端子Ｔ_VINからの直流電圧Ｖｉｎを所定値の電圧に変換し、その所定値の電圧をＰＷＭコンパレータ１７及びエラーアンプ１８に駆動電圧として供給する。また、スイッチ２５がオンであるとき、直流電圧Ｖｉｎが昇圧チョッパレギュレータ１０内の他の回路それぞれに駆動電圧として供給される。

電源端子Ｔ_VINと定電圧回路２４の入力側との間に設けられるスイッチ２５は、制御端子にＨｉｇｈレベルの信号が供給されるとオンになり、制御端子にＬｏｗレベルの信号が供給されるとオフになるスイッチであり、スイッチ２５の制御端子にはコントロール端子Ｔ_CTRLが外部から入力した輝度調整信号が供給される。したがって、輝度調整信号がＬｏｗレベルのときは昇圧チョッパレギュレータ１０内の各回路に電力が供給されず消費電流がほぼ零となり、低消費電力化を図ることができる。

Ｎｃｈトランジスタ１１のドレインとＮｃｈトランジスタ１２のドレインはともにスイッチ端子Ｔ_VSWに接続され、Ｎｃｈトランジスタ１１のゲートとＮｃｈトランジスタ１２のゲートはともにドライブ回路１３に接続されている。そして、Ｎｃｈトランジスタ１２のソースは直接グランドに接続され、Ｎｃｈトランジスタ１１のソースは抵抗Ｒ２を介してグランドに接続されている。これにより、Ｎｃｈトランジスタ１１のドレイン電流とＮｃｈトランジスタ１２のドレイン電流との比は、Ｎｃｈトランジスタ１１のゲート幅／ゲート長とＮｃｈトランジスタ１２のゲート幅／ゲート長との比と等しくなる。

そして、抵抗Ｒ２の両端は電流検出コンパレータ１４の２つの入力端子にそれぞれ接続され、電流検出コンパレータ１４の出力と発振回路１５の一方の出力とがアンプ１６で加算されてＰＷＭコンパレータ１７の反転入力端子に供給される。また、ＰＷＭコンパレータ１７の出力と、発振回路１５の他方の出力とがドライブ回路１３にそれぞれ供給される。

また、ＰＷＭコンパレータ１７の非反転入力端子にはエラーアンプ１８の出力が供給され、エラーアンプ１８の非反転入力端子はフィードバック端子Ｔ_FBに接続されている。また、エラーアンプ１８の反転入力端子は抵抗Ｒ３の一端及び抵抗Ｒ４の一端に接続され、抵抗Ｒ４の他端はグランドに接続され、抵抗Ｒ３の他端は基準電源１９の正極端子に接続されている。そして、基準電源１９の負極端子はグランドに接続されている。

また、ソフトスタート回路２０の出力はＰＷＭコンパレータ１７の非反転入力端子とエラーアンプ１８の出力端子との接続点に供給され、ＯＮ／ＯＦＦ回路２１、過熱保護回路２２、及び過電圧保護回路２３の出力はドライブ回路１３にそれぞれ供給される。そして、ソフトスタート回路２０及びＯＮ／ＯＦＦ回路２１には、コントロール端子Ｔ_CTRLが外部から入力した輝度調整信号が供給される。さらに、過電圧保護回路２３には、出力電圧モニタ端子Ｔ_VOを介して出力電圧Ｖｏｕｔが供給される。

次に、上記構成の図１１（ａ）に示すスイッチング電源回路の動作について説明する。図１１（ａ）に示すスイッチング電源回路は、ドライブ回路１３がＮｃｈトランジスタ１２がオン／オフすることにより、直流電源１からの入力電圧Ｖｉｎを昇圧した出力電圧Ｖｏｕｔを出力コンデンサ５の両端に発生させて白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ６を駆動する。

即ち、ドライブ回路１３がＮｃｈトランジスタ１２のゲートに所定のゲート電圧を印加しＮｃｈトランジスタ１２がオンであるときには、直流電源１からコイル３に電流が流れ、コイル３にエネルギーが蓄積される。そして、ドライブ回路１３がＮｃｈトランジスタ１２のゲートに所定のゲート電圧を印加せずＮｃｈトランジスタ１２がオフであるときには、蓄積されたエネルギーが放出されることによってコイル３に逆起電力が発生する。コイル３に発生した逆起電力は直流電源１の入力電圧Ｖｉｎに加算され、ダイオード４を介して出力コンデンサ５を充電する。そして、このような一連の動作を繰り返すことにより昇圧動作が行われ、出力コンデンサ５の両端に出力電圧Ｖｏｕｔが発生し、この出力電圧Ｖｏｕｔによって白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ６に出力電流Ｉｏｕｔが流れ、白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ６が発光する。

そして、この出力電流Ｉｏｕｔの電流値に出力電流検出用抵抗Ｒ１の抵抗値を乗じたフィードバック電圧Ｖｆｂがフィードバック端子Ｔ_FBを介してエラーアンプ１８の非反転入力端子に供給され、エラーアンプ１８の反転入力端子に供給される基準電圧Ｖｒｅｆと比較される。これにより、エラーアンプ１８の出力にはフィードバック電圧Ｖｆｂと基準電圧Ｖｒｅｆとの差に応じた電圧が現れ、この電圧がＰＷＭコンパレータ１７の非反転入力端子に供給される。尚、基準電圧Ｖｒｅｆは基準電源１９の出力電圧を抵抗Ｒ３及びＲ４で分圧した電圧である。

また、ＰＷＭコンパレータ１７の反転入力端子に入力される信号は、Ｎｃｈトランジスタ１１がオンすることによって抵抗Ｒ２を流れる電流に比例する信号と、発振回路１５から出力される鋸歯状波信号とをアンプ１６で加算し増幅した信号であり、この信号がＰＷＭコンパレータ１７によってエラーアンプ１８の出力電圧レベルと比較される。その結果、エラーアンプ１８の出力電圧レベルがアンプ１６の出力電圧信号レベルより高くなる期間では、ＰＷＭコンパレータ１７のＰＷＭ出力はＨｉｇｈレベルになり、エラーアンプ１８の出力電圧レベルがアンプ１６の出力信号レベルより低くなる期間では、ＰＷＭコンパレータ１７のＰＷＭ出力はＬｏｗレベルになる。

そして、ドライブ回路１３はＰＷＭコンパレータ１７のＰＷＭ出力を受けて、そのＰＷＭ出力に応じたデューティのパルス信号をＮｃｈトランジスタ１１及び１２のゲートに供給してＮｃｈトランジスタ１１及び１２をオン／オフする。即ち、ドライブ回路１３は、ＰＷＭコンパレータ１７のＰＷＭ出力がＨｉｇｈレベルのときであって、発振回路１５から出力される鋸歯状波信号の各サイクルが開始するときに、Ｎｃｈトランジスタ１１及び１２への所定のゲート電圧の供給を開始してＮｃｈトランジスタ１１及び１２をオンさせる。そして、ＰＷＭコンパレータ１７のＰＷＭ出力がＬｏｗレベルになったときにＮｃｈトランジスタ１１及び１２への所定のゲート電圧の供給を停止し、Ｎｃｈトランジスタ１１及び１２をオフさせる。

ドライブ回路１３がこのようなＮｃｈトランジスタ１１及び１２のオン／オフ制御即ちスイッチング制御動作を行うと、フィードバック電圧Ｖｆｂと基準電圧Ｖｒｅｆとが等しくなるように昇圧動作が行われることになる。そして、出力電流Ｉｏｕｔは、基準電圧Ｖｒｅｆ（＝フィードバック電圧Ｖｆｂ）を出力電流検出用抵抗Ｒ１の抵抗値で除した電流値に安定化される。

また、ＰＷＭコンパレータ１７の反転入力端子に入力される信号には、抵抗Ｒ２を流れる電流に応じた信号、即ち、Ｎｃｈトランジスタ１１及び１２がオンすることによりコイル３を流れる電流に応じた信号が含まれているので、コイル３に流れるピーク電流を制限することができる。また、過電圧保護回路２３は、出力電圧Ｖｏｕｔが所定の過電圧保護電圧を超えたことを検知してドライブ回路１３のスイッチング制御動作を停止させるので、前記所定の過電圧保護電圧を超える過電圧が負荷である白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ６や出力コンデンサ５に印加されることを防止することができる。また、過熱保護回路２２は、ドライブ回路１３のスイッチング制御動作に伴う、特に、Ｎｃｈトランジスタ１２周辺の過熱を検知してドライブ回路１３のスイッチング制御動作を停止させるので、昇圧チョッパレギュレータ１０の過熱による故障や破壊を防止することができる。

また、ＯＮ／ＯＦＦ回路２１は、コントロール端子Ｔ_CTRLに入力される輝度調整信号に応じてドライブ回路１３のスイッチング制御動作を作動／停止させるものである。そして、ドライブ回路１３のスイッチング制御動作が作動すると、スイッチング電源回路の昇圧動作が作動し、ドライブ回路１３のスイッチング制御動作が停止すると、スイッチング電源回路の昇圧動作が停止する。輝度調整信号としては、例えばＰＷＭ(Pulse Width Modulation)信号が挙げられる。ＯＮ／ＯＦＦ回路２１は、コントロール端子Ｔ_CTRLに入力される輝度調整信号がＨｉｇｈレベルのときにはドライブ回路１３のスイッチング制御動作を作動させて白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ６に出力電流Ｉｏｕｔを流し、輝度調整信号がＬｏｗレベルのときにはドライブ回路１３のスイッチング制御動作を停止させて出力電圧Ｖｏｕｔを低下させるので、白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ６に流れる平均電流は輝度調整信号のデューティに応じて変化することになる。そして、白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ６の輝度は白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ６に流れる平均電流に比例するので、輝度調整信号のデューティを変えることで白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ６の輝度を調整することができる。

また、ソフトスタート回路２０は、ドライブ回路１３のスイッチング制御動作開始時に、ドライブ回路１３の出力デューティを徐々に変化させることにより出力電圧Ｖｏｕｔを緩やかに上昇させるもの、換言すると所謂ソフトスタート動作を行うものである。出力電圧Ｖｏｕｔを緩やかに上昇させなければ、出力コンデンサ５が充電されていない場合に、充電のための過大な充電電流が直流電源１から流れることになり、直流電源１がリチウムイオン電池等の電池である場合、電池に負担がかかるとともに、電池電圧がこの過大な充電電流により低下し、電池が本来の終止電圧まで使用できなくなるという問題が発生する。

ソフトスタート回路２０は、図１１（ｂ）に示すように、端子Ｔ１〜Ｔ３と、スイッチＳＷ１及びＳＷ２と、定電流源Ｉ１と、容量Ｃ１と、Ｐチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ（以下、Ｐｃｈトランジスタという）Ｑ１とによって構成される。端子Ｔ１はスイッチＳＷ１の制御端子及びスイッチＳＷ２の制御端子に接続され、端子Ｔ２はスイッチＳＷ１及び定電流源Ｉ１を介してＰｃｈトランジスタＱ１のゲート、容量Ｃ１の一端、及びスイッチＳＷ２の一端に接続される。また、容量Ｃ１の他端、スイッチＳＷ２の他端、及びＰｃｈトランジスタＱ１のドレインはグランドに接続され、ＰｃｈトランジスタＱ１のソースは端子Ｔ３に接続される。なお、端子Ｔ１はコントロール端子Ｔ_CTRLに接続され、端子Ｔ２はスイッチ２５を介して電源端子Ｔ_VINに接続され、端子Ｔ３はＰＷＭコンパレータ１７の非反転入力端子とエラーアンプ１８の出力端子との接続点に接続される。また、スイッチＳＷ１は、制御端子にＨｉｇｈレベルの信号が供給されるとオンになり、制御端子にＬｏｗレベルの信号が供給されるとオフになるスイッチであり、スイッチＳＷ２は、制御端子に供給される信号がＨｉｇｈレベルの信号が供給されるとオフになり、制御端子にＬｏｗレベルの信号が供給されるとオンになるスイッチである。

図１１（ａ）に示すスイッチング電源回路は、コントロール端子Ｔ_CTRLに入力される輝度調整信号Ｖ_CTRLがＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルになる度に、ソフトスタート回路２０がソフトスタート動作を行って出力電圧Ｖｏｕｔが緩やかに上昇するため、出力電圧Ｖｏｕｔが所定の電圧値Ｖ１まで即座に立ち上がらない。したがって、輝度調整信号Ｖ_CTRLの周期が短くて輝度調整信号Ｖ_CTRLのＨｉｇｈレベル期間が短い場合は、白色発光ダイオードＬＥＤ１〜６が発光するために必要な電圧を白色発光ダイオードＬＥＤ１〜６に印加することができず、輝度調整信号のデューティに応じた所望の輝度調整が行えないという問題があった。

本発明者等は、かかる問題を解決することができるスイッチング電源回路、即ち外部信号に応じて昇圧動作の作動／停止を行い、昇圧動作の作動／停止の切り替え周期が短くても出力電圧が目標値に達することができるスイッチング電源回路に関する発明をなし、かかる発明に関する特許出願（特願２００４−６５４２７）が本出願人によってすでになされている。

上記特許出願に係るスイッチング電源回路は、図１１（ａ）に示すスイッチング電源回路のソフトスタート回路２０を図１２に示すソフトスタート回路或いは図１３に示すソフトスタート回路に置換した構成である。なお、図１２及び図１３において図１１（ｂ）と同一の部分には同一の符号を付す。

図１２に示すソフトスタート回路は、端子Ｔ１〜Ｔ３と、スイッチＳＷ１と、定電流源Ｉ１と、容量Ｃ１と、ＰｃｈトランジスタＱ１と、スイッチＳＷ２と、定電流源Ｉ２とによって構成される。端子Ｔ１はスイッチＳＷ１の制御端子及びスイッチＳＷ２の制御端子に接続され、端子Ｔ２はスイッチＳＷ１及び定電流源Ｉ１を介してＰｃｈトランジスタＱ１のゲートと容量Ｃ１の一端とスイッチＳＷ２の一端とに接続される。また、容量Ｃ１の他端及びＰｃｈトランジスタＱ１のドレインはグランドに接続され、ＰｃｈトランジスタＱ１のソースは端子Ｔ３に接続され、スイッチＳＷ２の他端は定電流源Ｉ２を介してグランドに接続される。なお、端子Ｔ１はコントロール端子Ｔ_CTRLに接続され、端子Ｔ２は電源端子Ｔ_VINに接続され、端子Ｔ３はＰＷＭコンパレータ１７の非反転入力端子とエラーアンプ１８の出力端子との接続点に接続される。また、スイッチＳＷ１は、制御端子にＨｉｇｈレベルの信号が供給されるとオンになり、制御端子にＬｏｗレベルの信号が供給されるとオフになるスイッチであり、スイッチＳＷ２は、制御端子にＨｉｇｈレベルの信号が供給されるとオフになり、制御端子にＬｏｗレベルの信号が供給されるとオンになるスイッチである。

端子Ｔ２に入力電圧Ｖｉｎが供給され、端子Ｔ１に供給される輝度調整信号がＨｉｇｈレベルになってスイッチＳＷ１がオンになりスイッチＳＷ２がオフになると、定電流源Ｉ１から定電流が出力され容量Ｃ１の充電が開始される。この容量Ｃ１の充電開始に伴って、ＰｃｈトランジスタＱ１のゲート電位が徐々に低電位から高電位へと立ち上がり、やがてＰｃｈトランジスタＱ１はオンからオフになる。このときのＰｃｈトランジスタＱ１のゲート電位ΔＶ１は下記に示す（１）式で表すことができる。なお、（１）式中のＣ₁は容量Ｃ１の容量値、Ｉ₁は定電流源Ｉ１の出力電流値、Δｔ１は充電時間をそれぞれ示している。

ΔＶ１＝Ｉ₁・Δｔ１／Ｃ₁ …（１）
このようなＰｃｈトランジスタＱ１のゲート電位の変化に伴って、エラーアンプ１８の出力電位が徐々に立ち上がるので、ソフトスタート動作が実現される。ソフトスタート動作による出力電圧Ｖｏｕｔの立ち上がり速度は、容量Ｃ１の容量値Ｃ₁及び定電流源Ｉ１の出力電流値Ｉ₁により簡単に設定することができる。

一方、端子Ｔ１に供給される輝度調整信号がＬｏｗレベルになってスイッチＳＷ１がオフになりスイッチＳＷ２がオンになると、容量Ｃ１に蓄えられている電荷が定電流源Ｉ２によって引き抜かれる。この電荷引き抜きによるＰｃｈトランジスタＱ１のゲート電位の電圧降下ΔＶ２は下記に示す（２）式で表すことができる。なお、（２）式中のＣ₁は容量Ｃ１の容量値、Ｉ₂は定電流源Ｉ２の出力電流値、Δｔ２は電荷引き抜き時間をそれぞれ示している。

ΔＶ２＝Ｉ₂・Δｔ２／Ｃ₁ …（２）
電圧降下ΔＶ２を小さくすることで、容量Ｃ１に蓄えられている電荷の引き抜きを抑えることができ、その結果エラーアンプ１８の出力電位の低下を抑えることが可能となる。したがって、容量Ｃ１に蓄えられている電荷の引き抜きを抑えるために、Ｉ₁／Ｉ₂を大きな値にする。

そして、エラーアンプ１８の出力電位の低下を抑えることができれば、図１２に示すソフトスタート回路がスロースタート動作を行うことができないため、図１２或いは図１３に示すソフトスタート回路を具備する昇圧型スイッチング電源装置の外部から供給される輝度調整信号Ｖ_CTRL、出力電圧Ｖｏｕｔ、直流電源１から供給される入力電流Ｉｉｎの各波形を示す図１４からも分かるように、輝度調整信号Ｖ_CTRLのＨｉｇｈレベル期間が短くても出力電圧Ｖｏｕｔが目標値（＝Ｖ１）に達することができ、ＬＥＤ１〜ＬＥＤ６を発光させることができる。これにより、輝度調整信号の周期が短くて輝度調整信号のＨｉｇｈレベル期間が短い場合も輝度調整信号のデューティに応じた所望の輝度調整を行うことができる。また、上述したＩ₁／Ｉ₂の値は、容量の放電が完了するのに要する時間がＯＮ／ＯＦＦ回路２１によるドライブ回路１３のスイッチング制御動作の作動／停止の切り替え周期よりも長くなるように設定する。

なお、図１４において、最初に輝度調整信号Ｖ_CTRLがＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに変化するときをスイッチング電源回路の起動時としており、スイッチング電源回路の起動時に出力電圧Ｖｏｕｔは０（Ｖ）であり、出力コンデンサ５は全く充電されていない状態であるものとしている。

また、図１２に示すソフトスタート回路を具備する昇圧型スイッチング電源回路に、直流電源１とスイッチング電源回路との間に設けられる電源スイッチがオフであるとき即ちスイッチング電源回路に入力電圧Ｖｉｎが供給されないときにＬｏｗレベルとなる輝度調整信号を入力するようにしておけば、電源スイッチがオフであるとき即ちスイッチング電源回路に入力電圧Ｖｉｎが供給されないときに容量Ｃ１に蓄えられている電荷が定電流源Ｉ２によって引き抜かれる。そして、電源スイッチがオフであるときの電荷引き抜き時間Δｔ２は長いので、容量Ｃ１の電荷を十分に引き抜くことができ、ＰｃｈトランジスタＱ１のゲート電位はグランド電位またはそれに近い電位となり、次に電源スイッチがオフからオンに切り替わる際に図１２に示すソフトスタート回路がソフトスタート動作を行うことができる。

図１３に示すソフトスタート回路は、端子Ｔ１〜Ｔ３と、スイッチＳＷ１と、定電流源Ｉ３と、容量Ｃ１と、ＰｃｈトランジスタＱ１と、定電流源Ｉ４とによって構成される。端子Ｔ１はスイッチＳＷ１の制御端子に接続され、端子Ｔ２はスイッチＳＷ１及び定電流源Ｉ３を介してＰｃｈトランジスタＱ１のゲートと容量Ｃ１の一端と定電流源Ｉ４の一端とに接続される。また、容量Ｃ１の他端とＰｃｈトランジスタＱ１のドレインと定電流源Ｉ４の他端とはグランドに接続され、ＰｃｈトランジスタＱ１のソースは端子Ｔ３に接続される。なお、端子Ｔ１はコントロール端子Ｔ_CTRLに接続され、端子Ｔ２は電源端子Ｔ_VINに接続され、端子Ｔ３はＰＷＭコンパレータ１７の非反転入力端子とエラーアンプ１８の出力端子との接続点に接続される。また、スイッチＳＷ１は、制御端子にＨｉｇｈレベルの信号が供給されるとオンになり、制御端子にＬｏｗレベルの信号が供給されるとオフになるスイッチである。

端子Ｔ２に入力電圧Ｖｉｎが供給され、端子Ｔ１に供給される輝度調整信号がＨｉｇｈレベルになってスイッチＳＷ１がオンになると、定電流源Ｉ３から定電流が出力され、その定電流の一部が定電流源Ｉ４によって引き抜かれ、残りが容量Ｃ１への充電電流となる。容量Ｃ１の充電に伴って、ＰｃｈトランジスタＱ１のゲート電位が徐々に低電位から高電位へと立ち上がり、ＰｃｈトランジスタＱ１はオンからオフになる。このときのＰｃｈトランジスタＱ１のゲート電位ΔＶ１は下記に示す（３）式で表すことができる。なお、（３）式中のＣ₁は容量Ｃ１の容量値、Ｉ₃は定電流源Ｉ３の出力電流値、Ｉ₄は定電流源Ｉ４の出力電流値、Δｔ１は充電時間をそれぞれ示している。

ΔＶ１＝（Ｉ₃−Ｉ₄）・Δｔ１／Ｃ₁ …（３）
このようなＰｃｈトランジスタＱ１のゲート電位の変化に伴って、エラーアンプ１８の出力電位が徐々に立ち上がるので、ソフトスタート動作が実現される。ソフトスタート動作による出力電圧Ｖｏｕｔの立ち上がり速度は、容量Ｃ１の容量値Ｃ₁、定電流源Ｉ３の出力電流値Ｉ₃、及び定電流源Ｉ４の出力電流値Ｉ₄により簡単に設定することができる。また、ソフトスタート回路２４では、容量Ｃ１に蓄えられている電荷を引き抜く際スイッチＳＷ２の抵抗成分があるためＰｃｈトランジスタＱ１のゲート電位が所定値以下になるとリーク電流のみでしか電荷を引き抜くことができないが、図１３に示すソフトスタート回路では、確実に定電流源Ｉ４の出力電流で容量Ｃ１に蓄えられている電荷を引き抜くことができる。

一方、端子Ｔ１に供給される輝度調整信号がＬｏｗレベルになってスイッチＳＷ１がオフになると、容量Ｃ１に蓄えられている電荷が定電流源Ｉ４によって引き抜かれる。この電荷引き抜きによるＰｃｈトランジスタＱ１のゲート電位の電圧降下ΔＶ２は下記に示す（４）式で表すことができる。なお、（４）式中のＣ₁は容量Ｃ１の容量値、Ｉ₄は定電流源Ｉ４の出力電流値、Δｔ２は電荷引き抜き時間をそれぞれ示している。

ΔＶ２＝Ｉ₄・Δｔ２／Ｃ₁ …（４）
電圧降下ΔＶ２を小さくすることで、容量Ｃ１に蓄えられている電荷の引き抜きを抑えることができ、その結果エラーアンプ１８の出力電位の低下を抑えることが可能となる。したがって、容量Ｃ１に蓄えられている電荷の引き抜きを抑えるために、Ｉ₃／Ｉ₄を大きな値にする。ここで、容量Ｃ１の充電にとって定電流源Ｉ４によって引き抜かれる電流は無駄になっているので、定電流源Ｉ４の出力電流値Ｉ₄を小さくして、Ｉ₃／Ｉ₄をＩ₁／Ｉ₂より大きい値にするとよい。

そして、エラーアンプ１８の出力電位の低下を抑えることができれば、ソフトスタート回路２４がスロースタート動作を行うことができないため、図１２或いは図１３に示すソフトスタート回路を具備する昇圧型スイッチング電源装置の外部から供給される輝度調整信号Ｖ_CTRL、出力電圧Ｖｏｕｔ、直流電源１から供給される入力電流Ｉｉｎの各波形を示す図１４からも分かるように、輝度調整信号Ｖ_CTRLのＨｉｇｈレベル期間が短くても出力電圧Ｖｏｕｔが目標値（＝Ｖ１）に達することができ、ＬＥＤ１〜ＬＥＤ６を発光させることができる。これにより、輝度調整信号の周期が短くて輝度調整信号のＨｉｇｈレベル期間が短い場合も輝度調整信号のデューティに応じた所望の輝度調整を行うことができる。また、上述したＩ₃／Ｉ₄の値は、容量の放電が完了するのに要する時間がＯＮ／ＯＦＦ回路２１によるドライブ回路１３のスイッチング制御動作の作動／停止の切り替え周期よりも長くなるように設定する。

また、直流電源１とスイッチング電源回路との間に設けられる電源スイッチがオフであるとき即ちスイッチング電源回路に入力電圧Ｖｉｎが供給されないときに容量Ｃ１に蓄えられている電荷が定電流源Ｉ４によって引き抜かれる。そして、電源スイッチがオフであるときの電荷引き抜き時間Δｔ２は長いので、容量Ｃ１の電荷を十分に引き抜くことができ、ＰｃｈトランジスタＱ１のゲート電位はグランド電位またはそれに近い電位となり、次に電源スイッチがオフからオンに切り替わる際に図１３に示すソフトスタート回路がソフトスタート動作を行うことができる。
特開平１１−６９７９３号公報

ＩＣを安価に製造しようとする場合、１つの端子に複数の機能を持たせ、ピン数の少ないパッケージで製造する必要がある。このため、図１２或いは図１３に示すソフトスタート回路を具備する昇圧チョッパレギュレータは、スイッチング電源回路がオフであるときに消費電流をほぼ零にするオフ時低消費電流機能と、スイッチング電源回路がオフからオンに切り替わる際に作動するスロースタート機能と、輝度調整信号のデューティに応じて白色ＬＥＤの輝度調整が行われているときにスロースタート機能を切断する機能とをコントロール端子Ｔ_CTRLに持たせている。しかしながら、オフ時低消費電流機能のため、スイッチング電源回路がオフであるときに全ての回路への電力供給を停止しており、スイッチング電源回路をオンした後各回路部が立ち上がるのに時間を有する。特に各種アンプ部の電源となっている回路部が立ち上がらないとフィードバック系が正常動作しない。

直流電源１から供給される入力電圧Ｖｉｎを所定の電圧Ｖｃに変換する定電圧回路２４が図１５に示す構成である場合、寄生容量ＰＣの充電が完了するまで間定電圧回路２４が立ち上がらないこととなる。そして、定電圧回路２４が立ち上がっていないときにＮｃｈトランジスタ１２がオンになると、アンプ（ＰＷＭコンパレータ１７、エラーアンプ１８等）が制御できていないため、定電圧回路２４が立ち上がるまでの間Ｎｃｈトランジスタ１２がオンし続ける。

図１１（ａ）に示すスイッチング電源回路は、スイッチング電源回路をオンにしたときにスロースタート機能が効くため特に問題は生じないが、図１２或いは図１３に示すソフトスタート回路を具備するスイッチング電源回路では、定電圧回路２４が立ち上がるまでの間Ｎｃｈトランジスタ１２がオンし続けることにより、Ｎｃｈトランジスタ１２に貫通電流が流れる（図１６参照）。なお、図１６において、Ｖ_CTRL、Ｖｏｕｔ、Ｉ_SW、ＰＩはそれぞれ図１２或いは図１３に示すソフトスタート回路を具備するスイッチング電源回路に外部から供給される輝度調整信号、図１２或いは図１３に示すソフトスタート回路を具備するスイッチング電源回路の出力電圧、図１２或いは図１３に示すソフトスタート回路を具備するスイッチング電源回路のＮｃｈトランジスタ１２のドレイン電流、図１２或いは図１３に示すソフトスタート回路を具備するスイッチング電源回路のＮｃｈトランジスタ１２の貫通電流を示している。

このように図１２或いは図１３に示すソフトスタート回路を具備するスイッチング電源回路では、輝度調整信号のデューティに応じて白色ＬＥＤの輝度調整が行われているときに、スイッチング電源回路がオンになるたびにＮｃｈトランジスタ１２に過大な電流が流れるため、電池が終止電圧（およそ３．０Ｖ）に早く到達し、１回の充電で使用可能な時間が制限されるという問題が発生する。

本発明は、上記の問題点に鑑み、外部信号に応じて昇圧動作の作動／停止を行い、昇圧動作の作動／停止の切り替え周期が短くても出力電圧が目標値に達することができ、尚かつ昇圧動作の停止から作動への切り替えの際にスイッチング素子の貫通電流を抑えることができるスイッチング電源回路及びそれを用いた電子機器を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明に係るスイッチング電源回路は、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータと、基準電圧と前記昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流に基づく電圧とを比較する比較部と、前記比較部の出力に応じて前記昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータが具備するスイッチング素子のオン／オフをスイッチング制御するドライブ部と、少なくとも前記比較部に駆動電圧となる定電圧を供給する定電圧部と、外部信号に応じて前記定電圧部の定電圧供給動作の作動／停止を切り替える切替部と、前記外部信号に応じて前記ドライブ部のスイッチング制御動作の作動／停止を切り替え且つ前記定電圧部の定電圧供給動作が停止から作動に切り替えられた時点から所定の時間が経過するまでは前記ドライブ部のスイッチング制御動作を停止から作動に切り替えないようにする作動／停止部と、容量及び放電部を有し、前記ドライブ部のスイッチング制御動作が開始されて前記昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が立ち上がる際に前記容量を充電し、前記昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が立ち上がる際に前記比較部の出力に拘わらず前記昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が緩やかに上昇するように前記容量の両端電圧に応じて前記ドライブ部を制御し、前記ドライブ部のスイッチング制御動作が停止しているときに前記放電部により前記容量の放電を行い、その放電が完了するのに要する時間が前記作動／停止部による前記ドライブ部のスイッチング制御動作の作動／停止の切り替え周期よりも長いソフトスタート回路とを備える構成とする。

このような構成によると、前記容量の放電が完了するのに要する時間が前記作動／停止部による前記ドライブ部のスイッチング制御動作の作動／停止の切り替え周期よりも長くなり、さらに前記容量の放電が完了するまで前記ソフトスタート回路はスロースタート動作を行うことができないので、前記作動／停止部による前記ドライブ部のスイッチング制御動作の作動／停止の切り替え周期が短くても前記昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が目標値に達することができる。したがって、昇圧動作の作動／停止の切り替え周期が短くても出力電圧が目標値に達することができる。さらに、前記作動／停止部が、前記定電圧部の定電圧供給動作が停止から作動に切り替えられた時点から所定の時間が経過するまでは前記ドライブ部のスイッチング制御動作を停止から作動に切り替えないようにしているので、前記所定の時間を前記定電圧部の立ち上がり時間より長くすることで、前記定電圧部が立ち上がるまでの間に前記スイッチング素子がオフし続ける。これにより、前記スイッチング素子に貫通電流が流れなくなる。

また、前記外部信号が、作動を指示するオンレベルと停止を指示するオフレベルとから成る場合、前記作動／停止部が、前記外部信号の反転信号を出力する第１の信号生成部と、前記外部信号がオフレベルからオンレベルに切り替わった時点から前記所定の時間が経過するまではオンレベルとなり、それ以外はオフレベルとなる信号を出力する第２の信号生成部と、前記第１の信号生成部の出力信号と前記第２の信号生成部の出力信号の一方がオフレベルで他方がオンレベルであるときに停止を指示するオフレベルとなり、前記第１の信号生成部の出力信号と前記第２の信号生成部の出力信号がともにオフレベルであるときに作動を指示するオンレベルとなる信号を出力する第３の信号生成部とを備え、前記第３の信号生成部の出力信号に基づいて前記ドライブ部のスイッチング制御動作の作動／停止を切り替えるようにしてもよい。

また、上記各構成のスイッチング電源回路において、前記作動／停止部が、デプレッショントランジスタとコンデンサを備え、前記デプレッショントランジスタと前記コンデンサの時定数を用いて前記所定の時間を定めるようにしてもよい。これにより、前記作動／停止部を簡単な回路で構成でき、低コスト化を図ることができる。

また、上述した前記作動／停止部がデプレッショントランジスタとコンデンサを備える構成のスイッチング電源回路において、前記定電圧部が定電流源を備え、前記定電流源にデプレッショントランジスタを用いるようにしてもよい。このような構成によると、前記所定の時間が前記作動／停止部のデプレッショントランジスタの閾値電圧に依存し、前記定電圧部の立ち上がり時間が前記定電圧部のデプレッショントランジスタの閾値電圧に依存するので、前記作動／停止部のデプレッショントランジスタの閾値電圧や前記定電圧部のデプレッショントランジスタの閾値電圧が極端に設計値からばらつかない限り、前記定電圧部の立ち上がり時間に対して前記所定の時間の方が短くなるという不具合を防止することができる。

また、上述した前記作動／停止部がデプレッショントランジスタとコンデンサを備え、前記定電圧部の定電流源がデプレッショントランジスタを用いる構成のスイッチング電源回路において、前記作動／停止部が具備するデプレッショントランジスタと前記定電圧部が具備するデプレッショントランジスタとを同一の大きさにし、且つ同一方向に配置するようにしてもよい。これにより、前記作動／停止部のデプレッショントランジスタの閾値電圧と前記定電圧部のデプレッショントランジスタの閾値電圧とが略同一になるので、前記定電圧部の立ち上がり時間に対して前記所定の時間の方が短くなるという不具合をより確実に防止することができる。

また、前記定電圧部の立ち上がり時間に対して前記所定の時間の方を長くしたうえで、前記所定の時間をできるだけ小さくする観点から、上述した前記作動／停止部がデプレッショントランジスタとコンデンサを備える各構成のスイッチング電源回路において、前記作動／停止部が具備するデプレッショントランジスタのトリミング調整が可能であるようにしてもよい。

また、上述した前記作動／停止部が具備するデプレッショントランジスタのトリミング調整が可能であるスイッチング電源回路において、前記ドライブ部が発振回路を備え、前記発振回路が有する定電流源にデプレッショントランジスタを用いるようにしてもよい。これにより、前記所定の時間が前記作動／停止部のデプレッショントランジスタの閾値電圧に依存し、前記発振回路の発振周波数が前記発振回路のデプレッショントランジスタの閾値電圧に依存するので、前記発振回路の発振周波数の値を測定するのみで前記所定の時間を推測することができる。したがって、前記所定の時間を測定するために高価なテスタを用いる必要がなくなる。なお、前記作動／停止部が具備するデプレッショントランジスタと前記発振回路が具備するデプレッショントランジスタとを同一の大きさにし、且つ同一方向に配置することが望ましい。

また、本発明に係る電子機器は、上記いずれかの構成のスイッチング電源回路を備える構成とする。前記スイッチング電源回路の電力供給先としては、例えば電子機器に搭載される液晶表示装置の照明源が挙げられる。

本発明によると、外部信号に応じて昇圧動作の作動／停止を行い、昇圧動作の作動／停止の切り替え周期が短くても出力電圧が目標値に達することができ、尚かつ昇圧動作の停止から作動への切り替えの際にスイッチング素子の貫通電流を抑えることができるスイッチング電源回路及びそれを用いた電子機器を実現することができる。

本発明の一実施形態について図面を参照して以下に説明する。本発明に係るスイッチング電源回路の一構成例を図１に示す。なお、図１において図１１と同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。

図１に示す本発明に係るスイッチング電源回路は、図１１に示す従来のスイッチング電源回路の昇圧チョッパレギュレータ１０を昇圧チョッパレギュレータ１００に置換した構成である。そして、昇圧チョッパレギュレータ１００は、昇圧チョッパレギュレータ１０のソフトスタート回路２０をソフトスタート回路２６に置換し、コントロール端子Ｔ_CTRLからの輝度調整信号を入力し、その入力した輝度調整信号を補正した補正信号をＯＮ／ＯＦＦ回路２１に供給する信号補正回路２７を新たに設けた構成である。

信号補正回路２７は、輝度調整信号がＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに切り替わった時点から所定の時間ｔ１が経過するまではＬｏｗレベルとなり、それ以外は輝度調整信号と同一である補正信号をＯＮ／ＯＦＦ回路２１に供給する。

なお、ソフトスタート回路２６は図１２或いは図１３に示す構成のソフトスタート回路である。これにより、輝度調整信号の周期が短くて輝度調整信号のＨｉｇｈレベル期間が短い場合も輝度調整信号のデューティに応じた所望の輝度調整を行うことができる。

定電圧回路２４が図１５に示す構成である場合、寄生容量ＰＣの充電が完了するまで間定電圧回路２４が立ち上がらないこととなる。しかしながら、信号補正回路２７が、輝度調整信号がＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに切り替わった時点から所定の時間ｔ１が経過するまではＬｏｗレベルとなり、それ以外は輝度調整信号と同一である補正信号をＯＮ／ＯＦＦ回路２１に供給するので、所定の時間ｔ１を定電圧回路２４の立ち上がり時間より長くすることで、定電圧回路２４が立ち上がるまでの間にＮｃｈトランジスタ１２がオフし続ける。これにより、Ｎｃｈトランジスタ１２に貫通電流が流れなくなる（図２参照）。なお、図２において、Ｖ_CTRL、Ｖｏｕｔ、Ｉ_SWはそれぞれ図１に示すスイッチング電源回路に外部から供給される輝度調整信号、図１に示すスイッチング電源回路の出力電圧、図１に示すスイッチング電源回路のＮｃｈトランジスタ１２のドレイン電流を示している。

ここで、信号補正回路２７の一構成例を図３に示す。図３に示す信号補正回路は、ＰｃｈトランジスタＱ２〜Ｑ９と、ＮｃｈトランジスタＱ１０〜１７と、Ｎチャンネル型デプレッショントランジスタＱ１８と、コンデンサＣ２とを備えている。

ＰｃｈトランジスタＱ２〜Ｑ５とＮｃｈトランジスタＱ１０〜Ｑ１３とから成る第１の信号生成部は、輝度調整信号Ｖ_CTRLの反転信号である信号Ｓ_A（図４参照）をＰｃｈトランジスタＱ５のドレインとＮｃｈトランジスタＱ１３のドレインとの接続点Ａに出力する。

また、ＰｃｈトランジスタＱ２、Ｑ６、及びＱ７と、ＮｃｈトランジスタＱ１０、Ｑ１４、及びＱ１５と、Ｎチャンネル型デプレッショントランジスタＱ１８と、コンデンサＣ２とから成る第２の信号生成部は、輝度調整信号Ｖ_CTRLがＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに切り替わった時点から所定の時間ｔ１が経過するまではＨｉｇｈレベルとなり、それ以外はＬｏｗレベルとなる信号Ｓ_B（図４参照）をＰｃｈトランジスタＱ７のドレインとＮｃｈトランジスタＱ１５のドレインとの接続点Ｂに出力する。

また、ＰｃｈトランジスタＱ８及びＱ９と、ＮｃｈトランジスタＱ１６及びＱ１７とから成る第３の信号生成部は、信号Ｓ_Aと信号Ｓ_Bの一方がＬｏｗレベルで他方がＨｉｇｈレベルであるときにＬｏｗレベルとなり、信号Ｓ_Aと信号Ｓ_BがともにＬｏｗレベルであるときにＨｉｇｈレベルとなる信号Ｓ_C（図４参照）をＰｃｈトランジスタＱ８のドレインとＮｃｈトランジスタＱ１６のドレインとＮｃｈトランジスタＱ１７のドレインとの接続点Ｃに出力する。そして、第３の信号生成部から出力される信号Ｓ_Cが、図３に示す信号補正回路の出力信号となる。

図３に示す信号補正回路は、Ｎチャンネル型デプレッショントランジスタＱ１８とコンデンサＣ２の時定数を用いて所定の時間ｔ１を定めているので、簡単な回路構成であり、低コスト化を図ることができる。

しかしながら、図３に示す信号補正回路のようなデプレッショントランジスタとコンデンサの時定数を用いて所定の時間ｔ１を定める信号補正回路を用いた場合、信号補正回路のデプレッショントランジスタの特性ばらつきが大きければ、そのデプレッショントランジスタの特性ばらつきにより定電圧回路２４の立ち上がり時間に対して所定の時間ｔ１の方が短くなることがある。

かかる不具合を防止するために、定電圧回路２４においてデプレッショントランジスタを用いた定電流源を備える回路構成（例えば、図１５に示す回路構成）を採用するとよい。信号補正回路２７において図３に示す回路構成を採用し、定電圧回路２４において図１５に示す回路構成を採用した場合、信号補正回路２７の所定の時間ｔ１の特性線ＣＬ１と定電圧回路２４の立ち上がり時間の特性線ＣＬ２との関係を図５に示すようにすることができる。したがって、信号補正回路２７のデプレッショントランジスタの閾値電圧Ｖｔｈが極端に小さく且つ定電圧回路２４のデプレッショントランジスタの閾値電圧Ｖｔｈが極端に大きくならない限り、定電圧回路２４の立ち上がり時間に対して所定の時間ｔ１の方が長くなる。

さらに、信号補正回路２７のデプレッショントランジスタと定電圧回路２４のデプレッショントランジスタとを同一の大きさにし、且つ同一方向に配置することにより、信号補正回路２７のデプレッショントランジスタの閾値電圧Ｖｔｈと定電圧回路２４のデプレッショントランジスタの閾値電圧Ｖｔｈとが略同一になるので、定電圧回路２４の立ち上がり時間に対して所定の時間ｔ１の方が短くなるという不具合をより確実に防止することができる。

なお、所定の時間ｔ１は小さい方が望ましい。それは、輝度調整信号Ｖ_CTRLの周波数が低い場合は問題ないが、輝度調整信号Ｖ_CTRLの周波数が高いために所定の時間ｔ１が輝度調整信号Ｖ_CTRLの周期の１／４程度以上になると、輝度調整信号Ｖ_CTRLのデューティと白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ６の輝度との線形性が失われるという問題が発生するからである。かかる問題を解決するため、デプレッショントランジスタとコンデンサの時定数を用いて所定の時間ｔ１を定めるとともにデプレッショントランジスタのトリミング調整が可能である信号補正回路を信号補正回路２７として用い、所定の時間ｔ１が大きい場合にデプレッショントランジスタのトリミング（レーザー、ツェナーザップ等）により所定の時間ｔ１を小さくすることが望ましい。

デプレッショントランジスタとコンデンサの時定数を用いて所定の時間ｔ１を定めるとともにデプレッショントランジスタのトリミング調整が可能である信号補正回路の一構成例としては、図６に示す回路構成が挙げられる。なお、図６において図３と同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。図６に示す信号補正回路では、デプレッショントランジスタＱ１８’及びＱ１８’’がデプレッショントランジスタＱ１８に直列接続され、デプレッショントランジスタＱ１８、Ｑ１８’、及びＱ１８’’のゲート−ドレイン間それぞれにトリミング素子２８〜３０が設けられている。

トリミングを行う場合、昇圧チョッパレギュレータの回路が作られたウェハのウェハテストにて所定の時間ｔ１を測定し、その測定結果に応じた所定の時間ｔ１の合わせ込みが必要となる。所定の時間ｔ１を測定する方法としては、例えば図４に示す輝度調整信号Ｖ_CTRLの波形と信号Ｓ_Cの波形を取り込んで、所定の時間ｔ１を測定する方法が考えられるが、この方法では高価なテスタを用いて信号波形を取り込む必要がある。

しかしながら、発振回路１５においてデプレッショントランジスタを用いた定電流源を備える回路構成を採用すると、発振回路１５の発振周波数の値を測定するのみで所定の時間ｔ１を推測することができ、高価なテスタが必要なくなる。したがって、発振回路１５においてデプレッショントランジスタを用いた定電流源を備える回路構成（例えば図７に示す回路構成）にすることが望ましい。

図７に示す発振回路において、デプレッショントランジスタＱ１９及びＱ２０を用いた定電流源は定電流Ｉｃを出力する。デプレッショントランジスタＱ１９及びＱ２０は図８に示すような静特性を有しており、デプレッショントランジスタＱ１９及びＱ２０の閾値電圧が設計値より小さく特性線ＣＬ３の静特性を有する場合定電流Ｉｃの値はＩｄ１となり、デプレッショントランジスタＱ１９及びＱ２０の閾値電圧が設計値通りで特性線ＣＬ４の静特性を有する場合定電流Ｉｃの値はＩｄ２となり、デプレッショントランジスタＱ１９及びＱ２０の閾値電圧が設計値より大きく特性線ＣＬ５の静特性を有する場合定電流Ｉｃの値はＩｄ３となる。すなわち、図７に示す発振回路では、定電流源として用いられるデプレッショントランジスタＱ１９及びＱ２０の閾値電圧が小さいと定電流Ｉｃが小さくなり、定電流源として用いられるデプレッショントランジスタＱ１９及びＱ２０の閾値電圧が大きいと定電流Ｉｃが大きくなる。その結果、図７に示す発振回路では、図９に示すように、定電流源として用いられるデプレッショントランジスタＱ１９及びＱ２０の閾値電圧Ｖｔｈが小さいと発振周波数が大きくなり、定電流源として用いられるデプレッショントランジスタＱ１９及びＱ２０の閾値電圧Ｖｔｈが大きいと発振周波数が小さくなる。

一方、信号補正回路２７において図６に示す回路構成を採用した場合、図１０に示す信号補正回路２７の所定の時間ｔ１の特性線から明らかなように、デプレッショントランジスタＱ１８〜Ｑ１８’’の閾値電圧Ｖｔｈが小さいと所定の時間ｔ１が小さくなり、デプレッショントランジスタＱ１８〜１８’’の閾値電圧Ｖｔｈが大きいと所定の時間ｔ１が大きくなる。なお、図１０に示す信号補正回路２７の所定の時間ｔ１の特性線は、トリミング前のものである。

図９及び図１０の関係から、発振回路１５の発振周波数の値を測定するのみで信号補正回路２７の所定の時間ｔ１を推測することができる。なお、発振回路１５のデプレッショントランジスタと信号補正回路２７のデプレッショントランジスタとを同一の大きさにし、且つ同一方向に配置することにより、発振回路１５のデプレッショントランジスタの閾値電圧Ｖｔｈと信号補正回路２７のデプレッショントランジスタの閾値電圧Ｖｔｈとが略同一になるので、上記推測の精度が向上する。したがって、発振回路１５のデプレッショントランジスタと信号補正回路２７のデプレッショントランジスタとを同一の大きさにし、且つ同一方向に配置することが望ましい。

なお、上記説明では、ＯＮ／ＯＦＦ回路２１は、信号補正回路２７から出力される補正信号がＨｉｇｈレベルの場合にドライブ回路１３のスイッチング制御動作を作動させ、信号補正回路２７から出力される補正信号がＬｏｗレベルの場合にドライブ回路１３のスイッチング制御動作を停止させていたが、信号補正回路２７から出力される補正信号がＬｏｗレベルの場合にドライブ回路１３のスイッチング制御動作を作動させ、信号補正回路２７から出力される補正信号がＨｉｇｈレベルの場合にドライブ回路１３のスイッチング制御動作を停止させても構わない。この場合、スイッチＳＷ１を、制御端子にＨｉｇｈレベルの信号が供給されるとオフになり、制御端子にＬｏｗレベルの信号が供給されるとオンになるスイッチにし、スイッチＳＷ２を、制御端子にＨｉｇｈレベルの信号が供給されるとオンになり、制御端子にＬｏｗレベルの信号が供給されるとオフになるスイッチにし、スイッチ２５を、制御端子にＨｉｇｈレベルの信号が供給されるとオフになり、制御端子にＬｏｗレベルの信号が供給されるとオンになるスイッチにする。また、上記説明では、トランスレスの昇圧型スイッチング電源回路について説明を行ったが、本発明はスイッチングトランスを有する昇圧型スイッチング電源回路にも適用することができる。

また、本発明に係る電子機器は、駆動電流の調整が必要な負荷（例えば液晶表示装置の照明源）と、前記負荷を駆動する本発明に係るスイッチング電源回路とを搭載している。

は、本発明に係る昇圧型スイッチング電源回路の一構成例を示す図である。 は、図１に示す昇圧型スイッチング電源回路の各部の電圧波形及び電流波形を示すタイムチャートである。 は、図１に示す昇圧型スイッチング電源回路が具備する信号補正回路の一構成例を示す図である。 は、図３に示す信号補正回路の各部信号波形を示すタイムチャートである。 は、デプレッショントランジスタを用いた信号補正回路及び定電圧回路の特性を示す図である。 は、図１に示す昇圧型スイッチング電源回路が具備する信号補正回路の他の構成例を示す図である。 は、図１に示す昇圧型スイッチング電源回路が具備する発振回路の一構成例を示す図である。 は、デプレッショントランジスタの静特性を示す図である。 は、図７に示す発振回路の発振周波数特性を示す図である。 は、図６に示す信号補正回路のトリミング前の特性を示す図である。 は、従来の昇圧型スイッチング電源回路の一構成例を示す図である。 は、ソフトスタート回路の一構成例を示す図である。 は、ソフトスタート回路の他の構成例を示す図である。 は、図１１に示す昇圧型スイッチング電源回路のソフトスタート回路を図１２或いは図１３に示すソフトスタート回路に置換した昇圧型スイッチング電源回路の各部の電圧波形及び電流波形を示すタイムチャートである。 は、定電圧回路の一構成例を示す図である。 は、図１１に示す昇圧型スイッチング電源回路のソフトスタート回路を図１２或いは図１３に示すソフトスタート回路に置換した昇圧型スイッチング電源回路の各部の電圧波形及び電流波形を示すタイムチャートである。

符号の説明

１ 直流電源
２ 入力コンデンサ
３ コイル
４ ダイオード
５ 出力コンデンサ
２１ ＯＮ／ＯＦＦ回路
２４ 定電圧回路
２５ スイッチ
２６ ソフトスタート回路
２７ 信号補正回路
１００ 昇圧チョッパレギュレータ
ＬＥＤ１〜ＬＥＤ６ 白色発光ダイオード
Ｃ１ 容量
Ｉ１〜Ｉ４ 定電流源
ＰＣ 寄生容量
Ｑ１ Ｐｃｈトランジスタ
ＳＷ１、ＳＷ２ スイッチ
Ｔ１〜Ｔ３ 端子
Ｑ１８〜Ｑ１８’’、Ｑ１９、Ｑ２０ Ｎチャンネル型デプレッショントランジスタ

Claims (9)

1. 昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータと、
   基準電圧と前記昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流に基づく電圧とを比較する比較部と、
   前記比較部の出力に応じて前記昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータが具備するスイッチング素子のオン／オフをスイッチング制御するドライブ部と、
   少なくとも前記比較部に駆動電圧となる定電圧を供給する定電圧部と、
   外部信号に応じて前記定電圧部の定電圧供給動作の作動／停止を切り替える切替部と、
   前記外部信号に応じて前記ドライブ部のスイッチング制御動作の作動／停止を切り替え且つ前記定電圧部の定電圧供給動作が停止から作動に切り替えられた時点から所定の時間が経過するまでは前記ドライブ部のスイッチング制御動作を停止から作動に切り替えないようにする作動／停止部と、
   容量及び放電部を有し、前記ドライブ部のスイッチング制御動作が開始されて前記昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が立ち上がる際に前記容量を充電し、前記昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が立ち上がる際に前記比較部の出力に拘わらず前記昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が緩やかに上昇するように前記容量の両端電圧に応じて前記ドライブ部を制御し、前記ドライブ部のスイッチング制御動作が停止しているときに前記放電部により前記容量の放電を行い、その放電が完了するのに要する時間が前記作動／停止部による前記ドライブ部のスイッチング制御動作の作動／停止の切り替え周期よりも長いソフトスタート回路とを備えることを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 前記外部信号が、作動を指示するオンレベルと停止を指示するオフレベルとから成り、
   前記作動／停止部が、前記外部信号の反転信号を出力する第１の信号生成部と、前記外部信号がオフレベルからオンレベルに切り替わった時点から前記所定の時間が経過するまではオンレベルとなり、それ以外はオフレベルとなる信号を出力する第２の信号生成部と、前記第１の信号生成部の出力信号と前記第２の信号生成部の出力信号の一方がオフレベルで他方がオンレベルであるときに停止を指示するオフレベルとなり、前記第１の信号生成部の出力信号と前記第２の信号生成部の出力信号がともにオフレベルであるときに作動を指示するオンレベルとなる信号を出力する第３の信号生成部とを備え、前記第３の信号生成部の出力信号に基づいて前記ドライブ部のスイッチング制御動作の作動／停止を切り替える請求項１に記載のスイッチング電源回路。
3. 前記作動／停止部が、デプレッショントランジスタとコンデンサを備え、前記デプレッショントランジスタと前記コンデンサの時定数を用いて前記所定の時間を定める請求項１又は請求項２に記載のスイッチング電源回路。
4. 前記定電圧部が定電流源を備え、前記定電流源にデプレッショントランジスタを用いる請求項３に記載のスイッチング電源回路。
5. 前記作動／停止部が具備するデプレッショントランジスタと前記定電圧部が具備するデプレッショントランジスタとを同一の大きさにし、且つ同一方向に配置する請求項４に記載のスイッチング電源回路。
6. 前記作動／停止部が具備するデプレッショントランジスタのトリミング調整が可能である請求項３〜５のいずれかに記載のスイッチング電源回路。
7. 前記ドライブ部が発振回路を備え、前記発振回路が有する定電流源にデプレッショントランジスタを用いる請求項６に記載のスイッチング電源回路。
8. 請求項１〜７のいずれかに記載のスイッチング電源回路を備えることを特徴とする電子機器。
9. 液晶表示装置を備え、前記スイッチング電源回路が前記液晶表示装置の照明源を駆動する請求項８に記載の電子機器。

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