JP2006115597A - スイッチング電源回路及びそれを用いた電子機器 - Google Patents

スイッチング電源回路及びそれを用いた電子機器 Download PDF

Info

Publication number
JP2006115597A
JP2006115597A JP2004299572A JP2004299572A JP2006115597A JP 2006115597 A JP2006115597 A JP 2006115597A JP 2004299572 A JP2004299572 A JP 2004299572A JP 2004299572 A JP2004299572 A JP 2004299572A JP 2006115597 A JP2006115597 A JP 2006115597A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
signal
unit
circuit
power supply
voltage
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP2004299572A
Other languages
English (en)
Other versions
JP4429868B2 (ja
Inventor
Hirohisa Warita
浩久 和里田
Atsushi Kanamori
淳 金森
Tsutomu Sato
努 佐藤
Katsumi Inaba
克己 因幡
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Sharp Corp
Original Assignee
Sharp Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Sharp Corp filed Critical Sharp Corp
Priority to JP2004299572A priority Critical patent/JP4429868B2/ja
Priority to US11/248,187 priority patent/US7262582B2/en
Priority to CNB2005101163401A priority patent/CN100414825C/zh
Publication of JP2006115597A publication Critical patent/JP2006115597A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP4429868B2 publication Critical patent/JP4429868B2/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02MAPPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00Details of apparatus for conversion
    • H02M1/36Means for starting or stopping converters
    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02MAPPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02MAPPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0006Arrangements for supplying an adequate voltage to the control circuit of converters
    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02MAPPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • YGENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
    • Y10STECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10S323/00Electricity: power supply or regulation systems
    • Y10S323/901Starting circuits

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

【課題】 外部信号に応じて昇圧動作の作動/停止を行い、昇圧動作の作動/停止の切り替え周期が短くても出力電圧が目標値に達することができ、尚かつスイッチング素子の貫通電流を抑えることができるスイッチング電源回路を提供する。
【解決手段】 ソフトスタート回路24が、ドライブ回路13のスイッチング制御動作の停止時に容量C1の放電を行う。そして、その放電が完了するのに要する時間がON/OFF回路21による前記スイッチング制御動作の作動/停止の切り替え周期よりも長い。また、ON/OFF回路21及び信号補正回路27から成る作動/停止部が、外部信号に応じて前記スイッチング制御動作の作動/停止を切り替え且つ定電圧回路24の定電圧供給動作が停止から作動に切り替えられた時点から所定の時間が経過するまでは前記スイッチング制御動作を停止から作動に切り替えないようにする。
【選択図】 図1

Description

本発明は、直流電源からの入力電圧を昇圧して負荷へ供給するスイッチング電源回路に関するものであり、特に、外部信号に応じて昇圧動作の作動/停止を行うスイッチング電源回路に関するものである。
近年、携帯電話機、PDA(Personal Digital Assistants)、デジタルカメラ等の電子機器に搭載されている液晶表示装置(LCD)の照明源(バックライトまたはフロントライト)の一つとして、耐久性、発光効率、占有面積等の点で優れている白色発光ダイオードが用いられるようになってきている。この白色発光ダイオードを発光させるには比較的高い順方向電圧が必要であることや、通常、照明源としては複数の白色発光ダイオードが用いられ、用いられる複数の白色発光ダイオードは各白色発光ダイオードの輝度を均一にするために直列接続されることなどから、このような照明源としての白色発光ダイオードの駆動には、電子機器に内臓されている電池から供給される直流電圧よりも高い直流電圧が必要となる。
そこで、このような白色発光ダイオードを駆動する回路として、昇圧型スイッチング電源回路が用いられている。従来の昇圧型スイッチング電源回路の一構成例を図11(a)に示す。図11(a)に示すスイッチング電源回路は、入力コンデンサ2と、コイル3と、整流素子であるダイオード4と、出力コンデンサ5と、出力電流検出用抵抗R1と、1つのパッケージにIC化されコイル3に対するエネルギーの蓄積/放出を切り替えて昇圧動作を行う昇圧チョッパレギュレータ10とによって構成されている。図11(a)に示すスイッチング電源回路は、リチウムイオン電池等の直流電源1から供給される直流電圧を昇圧して負荷である6個の白色発光ダイオードLED1〜LED6に供給し、6個の白色発光ダイオードLED1〜LED6を駆動する。なお、直流電源1とスイッチング電源回路との間には電源スイッチ(図示せず)が設けられており、当該電源スイッチがオンのときは直流電源1からスイッチング電源回路へ直流電圧Vinが供給され、当該電源スイッチがオフのときは直流電源1からスイッチング電源回路へ直流電圧Vinが供給されない。
直流電源1の負極端子はグランドに接続され、直流電源1の正極端子は入力コンデンサ2を介してグランドに接続されるとともにコイル3の一端に接続されている。そして、コイル3の他端はダイオード4のアノードに接続され、ダイオード4のカソードは出力コンデンサ5を介してグランドに接続されている。また、白色発光ダイオードLED1〜LED6と出力電流検出用抵抗R1とが直列に接続された直列回路が出力コンデンサ5と並列に接続されている。
また、昇圧チョッパレギュレータ10は、外部接続用の端子として電源端子TVIN、グランド電源端子TGND、出力電圧モニタ端子TVO、フィードバック端子TFB、スイッチ端子TVSW、及びコントロール端子TCTRLを備えている。そして、電源端子TVINは直流電源1の正極端子に接続され、グランド電源端子TGNDはグランドに接続される。これにより、昇圧チョッパレギュレータ10は直流電源1をその動作電源として得ている。また、スイッチ端子TVSWはコイル3とダイオード4との接続点に接続され、出力電圧モニタ端子TVOはダイオード4のカソードに接続され、フィードバック端子TFBは白色発光ダイオードLED6と出力電流検出用抵抗R1との接続点に接続されている。また、コントロール端子TCTRLには、後述する輝度調整信号が入力される。
続いて昇圧チョッパレギュレータ10の内部構成について説明する。昇圧チョッパレギュレータ10は、Nチャンネル型MOSFET(以下、Nchトランジスタという)11及び12と、ドライブ回路13と、電流検出コンパレータ14と、発振回路15と、アンプ16と、PWMコンパレータ17と、エラーアンプ18と、基準電源19と、抵抗R2〜R4と、ソフトスタート回路20と、ON/OFF回路21と、過熱保護回路22と、過電圧保護回路23と、定電圧回路24と、スイッチ25とを有している。
定電圧回路24は、スイッチ25がオンであるときに、電源端子TVINからの直流電圧Vinを所定値の電圧に変換し、その所定値の電圧をPWMコンパレータ17及びエラーアンプ18に駆動電圧として供給する。また、スイッチ25がオンであるとき、直流電圧Vinが昇圧チョッパレギュレータ10内の他の回路それぞれに駆動電圧として供給される。
電源端子TVINと定電圧回路24の入力側との間に設けられるスイッチ25は、制御端子にHighレベルの信号が供給されるとオンになり、制御端子にLowレベルの信号が供給されるとオフになるスイッチであり、スイッチ25の制御端子にはコントロール端子TCTRLが外部から入力した輝度調整信号が供給される。したがって、輝度調整信号がLowレベルのときは昇圧チョッパレギュレータ10内の各回路に電力が供給されず消費電流がほぼ零となり、低消費電力化を図ることができる。
Nchトランジスタ11のドレインとNchトランジスタ12のドレインはともにスイッチ端子TVSWに接続され、Nchトランジスタ11のゲートとNchトランジスタ12のゲートはともにドライブ回路13に接続されている。そして、Nchトランジスタ12のソースは直接グランドに接続され、Nchトランジスタ11のソースは抵抗R2を介してグランドに接続されている。これにより、Nchトランジスタ11のドレイン電流とNchトランジスタ12のドレイン電流との比は、Nchトランジスタ11のゲート幅/ゲート長とNchトランジスタ12のゲート幅/ゲート長との比と等しくなる。
そして、抵抗R2の両端は電流検出コンパレータ14の2つの入力端子にそれぞれ接続され、電流検出コンパレータ14の出力と発振回路15の一方の出力とがアンプ16で加算されてPWMコンパレータ17の反転入力端子に供給される。また、PWMコンパレータ17の出力と、発振回路15の他方の出力とがドライブ回路13にそれぞれ供給される。
また、PWMコンパレータ17の非反転入力端子にはエラーアンプ18の出力が供給され、エラーアンプ18の非反転入力端子はフィードバック端子TFBに接続されている。また、エラーアンプ18の反転入力端子は抵抗R3の一端及び抵抗R4の一端に接続され、抵抗R4の他端はグランドに接続され、抵抗R3の他端は基準電源19の正極端子に接続されている。そして、基準電源19の負極端子はグランドに接続されている。
また、ソフトスタート回路20の出力はPWMコンパレータ17の非反転入力端子とエラーアンプ18の出力端子との接続点に供給され、ON/OFF回路21、過熱保護回路22、及び過電圧保護回路23の出力はドライブ回路13にそれぞれ供給される。そして、ソフトスタート回路20及びON/OFF回路21には、コントロール端子TCTRLが外部から入力した輝度調整信号が供給される。さらに、過電圧保護回路23には、出力電圧モニタ端子TVOを介して出力電圧Voutが供給される。
次に、上記構成の図11(a)に示すスイッチング電源回路の動作について説明する。図11(a)に示すスイッチング電源回路は、ドライブ回路13がNchトランジスタ12がオン/オフすることにより、直流電源1からの入力電圧Vinを昇圧した出力電圧Voutを出力コンデンサ5の両端に発生させて白色発光ダイオードLED1〜LED6を駆動する。
即ち、ドライブ回路13がNchトランジスタ12のゲートに所定のゲート電圧を印加しNchトランジスタ12がオンであるときには、直流電源1からコイル3に電流が流れ、コイル3にエネルギーが蓄積される。そして、ドライブ回路13がNchトランジスタ12のゲートに所定のゲート電圧を印加せずNchトランジスタ12がオフであるときには、蓄積されたエネルギーが放出されることによってコイル3に逆起電力が発生する。コイル3に発生した逆起電力は直流電源1の入力電圧Vinに加算され、ダイオード4を介して出力コンデンサ5を充電する。そして、このような一連の動作を繰り返すことにより昇圧動作が行われ、出力コンデンサ5の両端に出力電圧Voutが発生し、この出力電圧Voutによって白色発光ダイオードLED1〜LED6に出力電流Ioutが流れ、白色発光ダイオードLED1〜LED6が発光する。
そして、この出力電流Ioutの電流値に出力電流検出用抵抗R1の抵抗値を乗じたフィードバック電圧Vfbがフィードバック端子TFBを介してエラーアンプ18の非反転入力端子に供給され、エラーアンプ18の反転入力端子に供給される基準電圧Vrefと比較される。これにより、エラーアンプ18の出力にはフィードバック電圧Vfbと基準電圧Vrefとの差に応じた電圧が現れ、この電圧がPWMコンパレータ17の非反転入力端子に供給される。尚、基準電圧Vrefは基準電源19の出力電圧を抵抗R3及びR4で分圧した電圧である。
また、PWMコンパレータ17の反転入力端子に入力される信号は、Nchトランジスタ11がオンすることによって抵抗R2を流れる電流に比例する信号と、発振回路15から出力される鋸歯状波信号とをアンプ16で加算し増幅した信号であり、この信号がPWMコンパレータ17によってエラーアンプ18の出力電圧レベルと比較される。その結果、エラーアンプ18の出力電圧レベルがアンプ16の出力電圧信号レベルより高くなる期間では、PWMコンパレータ17のPWM出力はHighレベルになり、エラーアンプ18の出力電圧レベルがアンプ16の出力信号レベルより低くなる期間では、PWMコンパレータ17のPWM出力はLowレベルになる。
そして、ドライブ回路13はPWMコンパレータ17のPWM出力を受けて、そのPWM出力に応じたデューティのパルス信号をNchトランジスタ11及び12のゲートに供給してNchトランジスタ11及び12をオン/オフする。即ち、ドライブ回路13は、PWMコンパレータ17のPWM出力がHighレベルのときであって、発振回路15から出力される鋸歯状波信号の各サイクルが開始するときに、Nchトランジスタ11及び12への所定のゲート電圧の供給を開始してNchトランジスタ11及び12をオンさせる。そして、PWMコンパレータ17のPWM出力がLowレベルになったときにNchトランジスタ11及び12への所定のゲート電圧の供給を停止し、Nchトランジスタ11及び12をオフさせる。
ドライブ回路13がこのようなNchトランジスタ11及び12のオン/オフ制御即ちスイッチング制御動作を行うと、フィードバック電圧Vfbと基準電圧Vrefとが等しくなるように昇圧動作が行われることになる。そして、出力電流Ioutは、基準電圧Vref(=フィードバック電圧Vfb)を出力電流検出用抵抗R1の抵抗値で除した電流値に安定化される。
また、PWMコンパレータ17の反転入力端子に入力される信号には、抵抗R2を流れる電流に応じた信号、即ち、Nchトランジスタ11及び12がオンすることによりコイル3を流れる電流に応じた信号が含まれているので、コイル3に流れるピーク電流を制限することができる。また、過電圧保護回路23は、出力電圧Voutが所定の過電圧保護電圧を超えたことを検知してドライブ回路13のスイッチング制御動作を停止させるので、前記所定の過電圧保護電圧を超える過電圧が負荷である白色発光ダイオードLED1〜LED6や出力コンデンサ5に印加されることを防止することができる。また、過熱保護回路22は、ドライブ回路13のスイッチング制御動作に伴う、特に、Nchトランジスタ12周辺の過熱を検知してドライブ回路13のスイッチング制御動作を停止させるので、昇圧チョッパレギュレータ10の過熱による故障や破壊を防止することができる。
また、ON/OFF回路21は、コントロール端子TCTRLに入力される輝度調整信号に応じてドライブ回路13のスイッチング制御動作を作動/停止させるものである。そして、ドライブ回路13のスイッチング制御動作が作動すると、スイッチング電源回路の昇圧動作が作動し、ドライブ回路13のスイッチング制御動作が停止すると、スイッチング電源回路の昇圧動作が停止する。輝度調整信号としては、例えばPWM(Pulse Width Modulation)信号が挙げられる。ON/OFF回路21は、コントロール端子TCTRLに入力される輝度調整信号がHighレベルのときにはドライブ回路13のスイッチング制御動作を作動させて白色発光ダイオードLED1〜LED6に出力電流Ioutを流し、輝度調整信号がLowレベルのときにはドライブ回路13のスイッチング制御動作を停止させて出力電圧Voutを低下させるので、白色発光ダイオードLED1〜LED6に流れる平均電流は輝度調整信号のデューティに応じて変化することになる。そして、白色発光ダイオードLED1〜LED6の輝度は白色発光ダイオードLED1〜LED6に流れる平均電流に比例するので、輝度調整信号のデューティを変えることで白色発光ダイオードLED1〜LED6の輝度を調整することができる。
また、ソフトスタート回路20は、ドライブ回路13のスイッチング制御動作開始時に、ドライブ回路13の出力デューティを徐々に変化させることにより出力電圧Voutを緩やかに上昇させるもの、換言すると所謂ソフトスタート動作を行うものである。出力電圧Voutを緩やかに上昇させなければ、出力コンデンサ5が充電されていない場合に、充電のための過大な充電電流が直流電源1から流れることになり、直流電源1がリチウムイオン電池等の電池である場合、電池に負担がかかるとともに、電池電圧がこの過大な充電電流により低下し、電池が本来の終止電圧まで使用できなくなるという問題が発生する。
ソフトスタート回路20は、図11(b)に示すように、端子T1〜T3と、スイッチSW1及びSW2と、定電流源I1と、容量C1と、Pチャンネル型MOSFET(以下、Pchトランジスタという)Q1とによって構成される。端子T1はスイッチSW1の制御端子及びスイッチSW2の制御端子に接続され、端子T2はスイッチSW1及び定電流源I1を介してPchトランジスタQ1のゲート、容量C1の一端、及びスイッチSW2の一端に接続される。また、容量C1の他端、スイッチSW2の他端、及びPchトランジスタQ1のドレインはグランドに接続され、PchトランジスタQ1のソースは端子T3に接続される。なお、端子T1はコントロール端子TCTRLに接続され、端子T2はスイッチ25を介して電源端子TVINに接続され、端子T3はPWMコンパレータ17の非反転入力端子とエラーアンプ18の出力端子との接続点に接続される。また、スイッチSW1は、制御端子にHighレベルの信号が供給されるとオンになり、制御端子にLowレベルの信号が供給されるとオフになるスイッチであり、スイッチSW2は、制御端子に供給される信号がHighレベルの信号が供給されるとオフになり、制御端子にLowレベルの信号が供給されるとオンになるスイッチである。
図11(a)に示すスイッチング電源回路は、コントロール端子TCTRLに入力される輝度調整信号VCTRLがLowレベルからHighレベルになる度に、ソフトスタート回路20がソフトスタート動作を行って出力電圧Voutが緩やかに上昇するため、出力電圧Voutが所定の電圧値V1まで即座に立ち上がらない。したがって、輝度調整信号VCTRLの周期が短くて輝度調整信号VCTRLのHighレベル期間が短い場合は、白色発光ダイオードLED1〜6が発光するために必要な電圧を白色発光ダイオードLED1〜6に印加することができず、輝度調整信号のデューティに応じた所望の輝度調整が行えないという問題があった。
本発明者等は、かかる問題を解決することができるスイッチング電源回路、即ち外部信号に応じて昇圧動作の作動/停止を行い、昇圧動作の作動/停止の切り替え周期が短くても出力電圧が目標値に達することができるスイッチング電源回路に関する発明をなし、かかる発明に関する特許出願(特願2004−65427)が本出願人によってすでになされている。
上記特許出願に係るスイッチング電源回路は、図11(a)に示すスイッチング電源回路のソフトスタート回路20を図12に示すソフトスタート回路或いは図13に示すソフトスタート回路に置換した構成である。なお、図12及び図13において図11(b)と同一の部分には同一の符号を付す。
図12に示すソフトスタート回路は、端子T1〜T3と、スイッチSW1と、定電流源I1と、容量C1と、PchトランジスタQ1と、スイッチSW2と、定電流源I2とによって構成される。端子T1はスイッチSW1の制御端子及びスイッチSW2の制御端子に接続され、端子T2はスイッチSW1及び定電流源I1を介してPchトランジスタQ1のゲートと容量C1の一端とスイッチSW2の一端とに接続される。また、容量C1の他端及びPchトランジスタQ1のドレインはグランドに接続され、PchトランジスタQ1のソースは端子T3に接続され、スイッチSW2の他端は定電流源I2を介してグランドに接続される。なお、端子T1はコントロール端子TCTRLに接続され、端子T2は電源端子TVINに接続され、端子T3はPWMコンパレータ17の非反転入力端子とエラーアンプ18の出力端子との接続点に接続される。また、スイッチSW1は、制御端子にHighレベルの信号が供給されるとオンになり、制御端子にLowレベルの信号が供給されるとオフになるスイッチであり、スイッチSW2は、制御端子にHighレベルの信号が供給されるとオフになり、制御端子にLowレベルの信号が供給されるとオンになるスイッチである。
端子T2に入力電圧Vinが供給され、端子T1に供給される輝度調整信号がHighレベルになってスイッチSW1がオンになりスイッチSW2がオフになると、定電流源I1から定電流が出力され容量C1の充電が開始される。この容量C1の充電開始に伴って、PchトランジスタQ1のゲート電位が徐々に低電位から高電位へと立ち上がり、やがてPchトランジスタQ1はオンからオフになる。このときのPchトランジスタQ1のゲート電位ΔV1は下記に示す(1)式で表すことができる。なお、(1)式中のC1は容量C1の容量値、I1は定電流源I1の出力電流値、Δt1は充電時間をそれぞれ示している。
ΔV1=I1・Δt1/C1 …(1)
このようなPchトランジスタQ1のゲート電位の変化に伴って、エラーアンプ18の出力電位が徐々に立ち上がるので、ソフトスタート動作が実現される。ソフトスタート動作による出力電圧Voutの立ち上がり速度は、容量C1の容量値C1及び定電流源I1の出力電流値I1により簡単に設定することができる。
一方、端子T1に供給される輝度調整信号がLowレベルになってスイッチSW1がオフになりスイッチSW2がオンになると、容量C1に蓄えられている電荷が定電流源I2によって引き抜かれる。この電荷引き抜きによるPchトランジスタQ1のゲート電位の電圧降下ΔV2は下記に示す(2)式で表すことができる。なお、(2)式中のC1は容量C1の容量値、I2は定電流源I2の出力電流値、Δt2は電荷引き抜き時間をそれぞれ示している。
ΔV2=I2・Δt2/C1 …(2)
電圧降下ΔV2を小さくすることで、容量C1に蓄えられている電荷の引き抜きを抑えることができ、その結果エラーアンプ18の出力電位の低下を抑えることが可能となる。したがって、容量C1に蓄えられている電荷の引き抜きを抑えるために、I1/I2を大きな値にする。
そして、エラーアンプ18の出力電位の低下を抑えることができれば、図12に示すソフトスタート回路がスロースタート動作を行うことができないため、図12或いは図13に示すソフトスタート回路を具備する昇圧型スイッチング電源装置の外部から供給される輝度調整信号VCTRL、出力電圧Vout、直流電源1から供給される入力電流Iinの各波形を示す図14からも分かるように、輝度調整信号VCTRLのHighレベル期間が短くても出力電圧Voutが目標値(=V1)に達することができ、LED1〜LED6を発光させることができる。これにより、輝度調整信号の周期が短くて輝度調整信号のHighレベル期間が短い場合も輝度調整信号のデューティに応じた所望の輝度調整を行うことができる。また、上述したI1/I2の値は、容量の放電が完了するのに要する時間がON/OFF回路21によるドライブ回路13のスイッチング制御動作の作動/停止の切り替え周期よりも長くなるように設定する。
なお、図14において、最初に輝度調整信号VCTRLがLowレベルからHighレベルに変化するときをスイッチング電源回路の起動時としており、スイッチング電源回路の起動時に出力電圧Voutは0(V)であり、出力コンデンサ5は全く充電されていない状態であるものとしている。
また、図12に示すソフトスタート回路を具備する昇圧型スイッチング電源回路に、直流電源1とスイッチング電源回路との間に設けられる電源スイッチがオフであるとき即ちスイッチング電源回路に入力電圧Vinが供給されないときにLowレベルとなる輝度調整信号を入力するようにしておけば、電源スイッチがオフであるとき即ちスイッチング電源回路に入力電圧Vinが供給されないときに容量C1に蓄えられている電荷が定電流源I2によって引き抜かれる。そして、電源スイッチがオフであるときの電荷引き抜き時間Δt2は長いので、容量C1の電荷を十分に引き抜くことができ、PchトランジスタQ1のゲート電位はグランド電位またはそれに近い電位となり、次に電源スイッチがオフからオンに切り替わる際に図12に示すソフトスタート回路がソフトスタート動作を行うことができる。
図13に示すソフトスタート回路は、端子T1〜T3と、スイッチSW1と、定電流源I3と、容量C1と、PchトランジスタQ1と、定電流源I4とによって構成される。端子T1はスイッチSW1の制御端子に接続され、端子T2はスイッチSW1及び定電流源I3を介してPchトランジスタQ1のゲートと容量C1の一端と定電流源I4の一端とに接続される。また、容量C1の他端とPchトランジスタQ1のドレインと定電流源I4の他端とはグランドに接続され、PchトランジスタQ1のソースは端子T3に接続される。なお、端子T1はコントロール端子TCTRLに接続され、端子T2は電源端子TVINに接続され、端子T3はPWMコンパレータ17の非反転入力端子とエラーアンプ18の出力端子との接続点に接続される。また、スイッチSW1は、制御端子にHighレベルの信号が供給されるとオンになり、制御端子にLowレベルの信号が供給されるとオフになるスイッチである。
端子T2に入力電圧Vinが供給され、端子T1に供給される輝度調整信号がHighレベルになってスイッチSW1がオンになると、定電流源I3から定電流が出力され、その定電流の一部が定電流源I4によって引き抜かれ、残りが容量C1への充電電流となる。容量C1の充電に伴って、PchトランジスタQ1のゲート電位が徐々に低電位から高電位へと立ち上がり、PchトランジスタQ1はオンからオフになる。このときのPchトランジスタQ1のゲート電位ΔV1は下記に示す(3)式で表すことができる。なお、(3)式中のC1は容量C1の容量値、I3は定電流源I3の出力電流値、I4は定電流源I4の出力電流値、Δt1は充電時間をそれぞれ示している。
ΔV1=(I3−I4)・Δt1/C1 …(3)
このようなPchトランジスタQ1のゲート電位の変化に伴って、エラーアンプ18の出力電位が徐々に立ち上がるので、ソフトスタート動作が実現される。ソフトスタート動作による出力電圧Voutの立ち上がり速度は、容量C1の容量値C1、定電流源I3の出力電流値I3、及び定電流源I4の出力電流値I4により簡単に設定することができる。また、ソフトスタート回路24では、容量C1に蓄えられている電荷を引き抜く際スイッチSW2の抵抗成分があるためPchトランジスタQ1のゲート電位が所定値以下になるとリーク電流のみでしか電荷を引き抜くことができないが、図13に示すソフトスタート回路では、確実に定電流源I4の出力電流で容量C1に蓄えられている電荷を引き抜くことができる。
一方、端子T1に供給される輝度調整信号がLowレベルになってスイッチSW1がオフになると、容量C1に蓄えられている電荷が定電流源I4によって引き抜かれる。この電荷引き抜きによるPchトランジスタQ1のゲート電位の電圧降下ΔV2は下記に示す(4)式で表すことができる。なお、(4)式中のC1は容量C1の容量値、I4は定電流源I4の出力電流値、Δt2は電荷引き抜き時間をそれぞれ示している。
ΔV2=I4・Δt2/C1 …(4)
電圧降下ΔV2を小さくすることで、容量C1に蓄えられている電荷の引き抜きを抑えることができ、その結果エラーアンプ18の出力電位の低下を抑えることが可能となる。したがって、容量C1に蓄えられている電荷の引き抜きを抑えるために、I3/I4を大きな値にする。ここで、容量C1の充電にとって定電流源I4によって引き抜かれる電流は無駄になっているので、定電流源I4の出力電流値I4を小さくして、I3/I4をI1/I2より大きい値にするとよい。
そして、エラーアンプ18の出力電位の低下を抑えることができれば、ソフトスタート回路24がスロースタート動作を行うことができないため、図12或いは図13に示すソフトスタート回路を具備する昇圧型スイッチング電源装置の外部から供給される輝度調整信号VCTRL、出力電圧Vout、直流電源1から供給される入力電流Iinの各波形を示す図14からも分かるように、輝度調整信号VCTRLのHighレベル期間が短くても出力電圧Voutが目標値(=V1)に達することができ、LED1〜LED6を発光させることができる。これにより、輝度調整信号の周期が短くて輝度調整信号のHighレベル期間が短い場合も輝度調整信号のデューティに応じた所望の輝度調整を行うことができる。また、上述したI3/I4の値は、容量の放電が完了するのに要する時間がON/OFF回路21によるドライブ回路13のスイッチング制御動作の作動/停止の切り替え周期よりも長くなるように設定する。
また、直流電源1とスイッチング電源回路との間に設けられる電源スイッチがオフであるとき即ちスイッチング電源回路に入力電圧Vinが供給されないときに容量C1に蓄えられている電荷が定電流源I4によって引き抜かれる。そして、電源スイッチがオフであるときの電荷引き抜き時間Δt2は長いので、容量C1の電荷を十分に引き抜くことができ、PchトランジスタQ1のゲート電位はグランド電位またはそれに近い電位となり、次に電源スイッチがオフからオンに切り替わる際に図13に示すソフトスタート回路がソフトスタート動作を行うことができる。
特開平11−69793号公報
ICを安価に製造しようとする場合、1つの端子に複数の機能を持たせ、ピン数の少ないパッケージで製造する必要がある。このため、図12或いは図13に示すソフトスタート回路を具備する昇圧チョッパレギュレータは、スイッチング電源回路がオフであるときに消費電流をほぼ零にするオフ時低消費電流機能と、スイッチング電源回路がオフからオンに切り替わる際に作動するスロースタート機能と、輝度調整信号のデューティに応じて白色LEDの輝度調整が行われているときにスロースタート機能を切断する機能とをコントロール端子TCTRLに持たせている。しかしながら、オフ時低消費電流機能のため、スイッチング電源回路がオフであるときに全ての回路への電力供給を停止しており、スイッチング電源回路をオンした後各回路部が立ち上がるのに時間を有する。特に各種アンプ部の電源となっている回路部が立ち上がらないとフィードバック系が正常動作しない。
直流電源1から供給される入力電圧Vinを所定の電圧Vcに変換する定電圧回路24が図15に示す構成である場合、寄生容量PCの充電が完了するまで間定電圧回路24が立ち上がらないこととなる。そして、定電圧回路24が立ち上がっていないときにNchトランジスタ12がオンになると、アンプ(PWMコンパレータ17、エラーアンプ18等)が制御できていないため、定電圧回路24が立ち上がるまでの間Nchトランジスタ12がオンし続ける。
図11(a)に示すスイッチング電源回路は、スイッチング電源回路をオンにしたときにスロースタート機能が効くため特に問題は生じないが、図12或いは図13に示すソフトスタート回路を具備するスイッチング電源回路では、定電圧回路24が立ち上がるまでの間Nchトランジスタ12がオンし続けることにより、Nchトランジスタ12に貫通電流が流れる(図16参照)。なお、図16において、VCTRL、Vout、ISW、PIはそれぞれ図12或いは図13に示すソフトスタート回路を具備するスイッチング電源回路に外部から供給される輝度調整信号、図12或いは図13に示すソフトスタート回路を具備するスイッチング電源回路の出力電圧、図12或いは図13に示すソフトスタート回路を具備するスイッチング電源回路のNchトランジスタ12のドレイン電流、図12或いは図13に示すソフトスタート回路を具備するスイッチング電源回路のNchトランジスタ12の貫通電流を示している。
このように図12或いは図13に示すソフトスタート回路を具備するスイッチング電源回路では、輝度調整信号のデューティに応じて白色LEDの輝度調整が行われているときに、スイッチング電源回路がオンになるたびにNchトランジスタ12に過大な電流が流れるため、電池が終止電圧(およそ3.0V)に早く到達し、1回の充電で使用可能な時間が制限されるという問題が発生する。
本発明は、上記の問題点に鑑み、外部信号に応じて昇圧動作の作動/停止を行い、昇圧動作の作動/停止の切り替え周期が短くても出力電圧が目標値に達することができ、尚かつ昇圧動作の停止から作動への切り替えの際にスイッチング素子の貫通電流を抑えることができるスイッチング電源回路及びそれを用いた電子機器を提供することを目的とする。
上記目的を達成するために本発明に係るスイッチング電源回路は、昇圧型DC−DCコンバータと、基準電圧と前記昇圧型DC−DCコンバータの出力電流に基づく電圧とを比較する比較部と、前記比較部の出力に応じて前記昇圧型DC−DCコンバータが具備するスイッチング素子のオン/オフをスイッチング制御するドライブ部と、少なくとも前記比較部に駆動電圧となる定電圧を供給する定電圧部と、外部信号に応じて前記定電圧部の定電圧供給動作の作動/停止を切り替える切替部と、前記外部信号に応じて前記ドライブ部のスイッチング制御動作の作動/停止を切り替え且つ前記定電圧部の定電圧供給動作が停止から作動に切り替えられた時点から所定の時間が経過するまでは前記ドライブ部のスイッチング制御動作を停止から作動に切り替えないようにする作動/停止部と、容量及び放電部を有し、前記ドライブ部のスイッチング制御動作が開始されて前記昇圧型DC−DCコンバータの出力電圧が立ち上がる際に前記容量を充電し、前記昇圧型DC−DCコンバータの出力電圧が立ち上がる際に前記比較部の出力に拘わらず前記昇圧型DC−DCコンバータの出力電圧が緩やかに上昇するように前記容量の両端電圧に応じて前記ドライブ部を制御し、前記ドライブ部のスイッチング制御動作が停止しているときに前記放電部により前記容量の放電を行い、その放電が完了するのに要する時間が前記作動/停止部による前記ドライブ部のスイッチング制御動作の作動/停止の切り替え周期よりも長いソフトスタート回路とを備える構成とする。
このような構成によると、前記容量の放電が完了するのに要する時間が前記作動/停止部による前記ドライブ部のスイッチング制御動作の作動/停止の切り替え周期よりも長くなり、さらに前記容量の放電が完了するまで前記ソフトスタート回路はスロースタート動作を行うことができないので、前記作動/停止部による前記ドライブ部のスイッチング制御動作の作動/停止の切り替え周期が短くても前記昇圧型DC−DCコンバータの出力電圧が目標値に達することができる。したがって、昇圧動作の作動/停止の切り替え周期が短くても出力電圧が目標値に達することができる。さらに、前記作動/停止部が、前記定電圧部の定電圧供給動作が停止から作動に切り替えられた時点から所定の時間が経過するまでは前記ドライブ部のスイッチング制御動作を停止から作動に切り替えないようにしているので、前記所定の時間を前記定電圧部の立ち上がり時間より長くすることで、前記定電圧部が立ち上がるまでの間に前記スイッチング素子がオフし続ける。これにより、前記スイッチング素子に貫通電流が流れなくなる。
また、前記外部信号が、作動を指示するオンレベルと停止を指示するオフレベルとから成る場合、前記作動/停止部が、前記外部信号の反転信号を出力する第1の信号生成部と、前記外部信号がオフレベルからオンレベルに切り替わった時点から前記所定の時間が経過するまではオンレベルとなり、それ以外はオフレベルとなる信号を出力する第2の信号生成部と、前記第1の信号生成部の出力信号と前記第2の信号生成部の出力信号の一方がオフレベルで他方がオンレベルであるときに停止を指示するオフレベルとなり、前記第1の信号生成部の出力信号と前記第2の信号生成部の出力信号がともにオフレベルであるときに作動を指示するオンレベルとなる信号を出力する第3の信号生成部とを備え、前記第3の信号生成部の出力信号に基づいて前記ドライブ部のスイッチング制御動作の作動/停止を切り替えるようにしてもよい。
また、上記各構成のスイッチング電源回路において、前記作動/停止部が、デプレッショントランジスタとコンデンサを備え、前記デプレッショントランジスタと前記コンデンサの時定数を用いて前記所定の時間を定めるようにしてもよい。これにより、前記作動/停止部を簡単な回路で構成でき、低コスト化を図ることができる。
また、上述した前記作動/停止部がデプレッショントランジスタとコンデンサを備える構成のスイッチング電源回路において、前記定電圧部が定電流源を備え、前記定電流源にデプレッショントランジスタを用いるようにしてもよい。このような構成によると、前記所定の時間が前記作動/停止部のデプレッショントランジスタの閾値電圧に依存し、前記定電圧部の立ち上がり時間が前記定電圧部のデプレッショントランジスタの閾値電圧に依存するので、前記作動/停止部のデプレッショントランジスタの閾値電圧や前記定電圧部のデプレッショントランジスタの閾値電圧が極端に設計値からばらつかない限り、前記定電圧部の立ち上がり時間に対して前記所定の時間の方が短くなるという不具合を防止することができる。
また、上述した前記作動/停止部がデプレッショントランジスタとコンデンサを備え、前記定電圧部の定電流源がデプレッショントランジスタを用いる構成のスイッチング電源回路において、前記作動/停止部が具備するデプレッショントランジスタと前記定電圧部が具備するデプレッショントランジスタとを同一の大きさにし、且つ同一方向に配置するようにしてもよい。これにより、前記作動/停止部のデプレッショントランジスタの閾値電圧と前記定電圧部のデプレッショントランジスタの閾値電圧とが略同一になるので、前記定電圧部の立ち上がり時間に対して前記所定の時間の方が短くなるという不具合をより確実に防止することができる。
また、前記定電圧部の立ち上がり時間に対して前記所定の時間の方を長くしたうえで、前記所定の時間をできるだけ小さくする観点から、上述した前記作動/停止部がデプレッショントランジスタとコンデンサを備える各構成のスイッチング電源回路において、前記作動/停止部が具備するデプレッショントランジスタのトリミング調整が可能であるようにしてもよい。
また、上述した前記作動/停止部が具備するデプレッショントランジスタのトリミング調整が可能であるスイッチング電源回路において、前記ドライブ部が発振回路を備え、前記発振回路が有する定電流源にデプレッショントランジスタを用いるようにしてもよい。これにより、前記所定の時間が前記作動/停止部のデプレッショントランジスタの閾値電圧に依存し、前記発振回路の発振周波数が前記発振回路のデプレッショントランジスタの閾値電圧に依存するので、前記発振回路の発振周波数の値を測定するのみで前記所定の時間を推測することができる。したがって、前記所定の時間を測定するために高価なテスタを用いる必要がなくなる。なお、前記作動/停止部が具備するデプレッショントランジスタと前記発振回路が具備するデプレッショントランジスタとを同一の大きさにし、且つ同一方向に配置することが望ましい。
また、本発明に係る電子機器は、上記いずれかの構成のスイッチング電源回路を備える構成とする。前記スイッチング電源回路の電力供給先としては、例えば電子機器に搭載される液晶表示装置の照明源が挙げられる。
本発明によると、外部信号に応じて昇圧動作の作動/停止を行い、昇圧動作の作動/停止の切り替え周期が短くても出力電圧が目標値に達することができ、尚かつ昇圧動作の停止から作動への切り替えの際にスイッチング素子の貫通電流を抑えることができるスイッチング電源回路及びそれを用いた電子機器を実現することができる。
本発明の一実施形態について図面を参照して以下に説明する。本発明に係るスイッチング電源回路の一構成例を図1に示す。なお、図1において図11と同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。
図1に示す本発明に係るスイッチング電源回路は、図11に示す従来のスイッチング電源回路の昇圧チョッパレギュレータ10を昇圧チョッパレギュレータ100に置換した構成である。そして、昇圧チョッパレギュレータ100は、昇圧チョッパレギュレータ10のソフトスタート回路20をソフトスタート回路26に置換し、コントロール端子TCTRLからの輝度調整信号を入力し、その入力した輝度調整信号を補正した補正信号をON/OFF回路21に供給する信号補正回路27を新たに設けた構成である。
信号補正回路27は、輝度調整信号がLowレベルからHighレベルに切り替わった時点から所定の時間t1が経過するまではLowレベルとなり、それ以外は輝度調整信号と同一である補正信号をON/OFF回路21に供給する。
なお、ソフトスタート回路26は図12或いは図13に示す構成のソフトスタート回路である。これにより、輝度調整信号の周期が短くて輝度調整信号のHighレベル期間が短い場合も輝度調整信号のデューティに応じた所望の輝度調整を行うことができる。
定電圧回路24が図15に示す構成である場合、寄生容量PCの充電が完了するまで間定電圧回路24が立ち上がらないこととなる。しかしながら、信号補正回路27が、輝度調整信号がLowレベルからHighレベルに切り替わった時点から所定の時間t1が経過するまではLowレベルとなり、それ以外は輝度調整信号と同一である補正信号をON/OFF回路21に供給するので、所定の時間t1を定電圧回路24の立ち上がり時間より長くすることで、定電圧回路24が立ち上がるまでの間にNchトランジスタ12がオフし続ける。これにより、Nchトランジスタ12に貫通電流が流れなくなる(図2参照)。なお、図2において、VCTRL、Vout、ISWはそれぞれ図1に示すスイッチング電源回路に外部から供給される輝度調整信号、図1に示すスイッチング電源回路の出力電圧、図1に示すスイッチング電源回路のNchトランジスタ12のドレイン電流を示している。
ここで、信号補正回路27の一構成例を図3に示す。図3に示す信号補正回路は、PchトランジスタQ2〜Q9と、NchトランジスタQ10〜17と、Nチャンネル型デプレッショントランジスタQ18と、コンデンサC2とを備えている。
PchトランジスタQ2〜Q5とNchトランジスタQ10〜Q13とから成る第1の信号生成部は、輝度調整信号VCTRLの反転信号である信号SA(図4参照)をPchトランジスタQ5のドレインとNchトランジスタQ13のドレインとの接続点Aに出力する。
また、PchトランジスタQ2、Q6、及びQ7と、NchトランジスタQ10、Q14、及びQ15と、Nチャンネル型デプレッショントランジスタQ18と、コンデンサC2とから成る第2の信号生成部は、輝度調整信号VCTRLがLowレベルからHighレベルに切り替わった時点から所定の時間t1が経過するまではHighレベルとなり、それ以外はLowレベルとなる信号SB(図4参照)をPchトランジスタQ7のドレインとNchトランジスタQ15のドレインとの接続点Bに出力する。
また、PchトランジスタQ8及びQ9と、NchトランジスタQ16及びQ17とから成る第3の信号生成部は、信号SAと信号SBの一方がLowレベルで他方がHighレベルであるときにLowレベルとなり、信号SAと信号SBがともにLowレベルであるときにHighレベルとなる信号SC(図4参照)をPchトランジスタQ8のドレインとNchトランジスタQ16のドレインとNchトランジスタQ17のドレインとの接続点Cに出力する。そして、第3の信号生成部から出力される信号SCが、図3に示す信号補正回路の出力信号となる。
図3に示す信号補正回路は、Nチャンネル型デプレッショントランジスタQ18とコンデンサC2の時定数を用いて所定の時間t1を定めているので、簡単な回路構成であり、低コスト化を図ることができる。
しかしながら、図3に示す信号補正回路のようなデプレッショントランジスタとコンデンサの時定数を用いて所定の時間t1を定める信号補正回路を用いた場合、信号補正回路のデプレッショントランジスタの特性ばらつきが大きければ、そのデプレッショントランジスタの特性ばらつきにより定電圧回路24の立ち上がり時間に対して所定の時間t1の方が短くなることがある。
かかる不具合を防止するために、定電圧回路24においてデプレッショントランジスタを用いた定電流源を備える回路構成(例えば、図15に示す回路構成)を採用するとよい。信号補正回路27において図3に示す回路構成を採用し、定電圧回路24において図15に示す回路構成を採用した場合、信号補正回路27の所定の時間t1の特性線CL1と定電圧回路24の立ち上がり時間の特性線CL2との関係を図5に示すようにすることができる。したがって、信号補正回路27のデプレッショントランジスタの閾値電圧Vthが極端に小さく且つ定電圧回路24のデプレッショントランジスタの閾値電圧Vthが極端に大きくならない限り、定電圧回路24の立ち上がり時間に対して所定の時間t1の方が長くなる。
さらに、信号補正回路27のデプレッショントランジスタと定電圧回路24のデプレッショントランジスタとを同一の大きさにし、且つ同一方向に配置することにより、信号補正回路27のデプレッショントランジスタの閾値電圧Vthと定電圧回路24のデプレッショントランジスタの閾値電圧Vthとが略同一になるので、定電圧回路24の立ち上がり時間に対して所定の時間t1の方が短くなるという不具合をより確実に防止することができる。
なお、所定の時間t1は小さい方が望ましい。それは、輝度調整信号VCTRLの周波数が低い場合は問題ないが、輝度調整信号VCTRLの周波数が高いために所定の時間t1が輝度調整信号VCTRLの周期の1/4程度以上になると、輝度調整信号VCTRLのデューティと白色発光ダイオードLED1〜LED6の輝度との線形性が失われるという問題が発生するからである。かかる問題を解決するため、デプレッショントランジスタとコンデンサの時定数を用いて所定の時間t1を定めるとともにデプレッショントランジスタのトリミング調整が可能である信号補正回路を信号補正回路27として用い、所定の時間t1が大きい場合にデプレッショントランジスタのトリミング(レーザー、ツェナーザップ等)により所定の時間t1を小さくすることが望ましい。
デプレッショントランジスタとコンデンサの時定数を用いて所定の時間t1を定めるとともにデプレッショントランジスタのトリミング調整が可能である信号補正回路の一構成例としては、図6に示す回路構成が挙げられる。なお、図6において図3と同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。図6に示す信号補正回路では、デプレッショントランジスタQ18’及びQ18’’がデプレッショントランジスタQ18に直列接続され、デプレッショントランジスタQ18、Q18’、及びQ18’’のゲート−ドレイン間それぞれにトリミング素子28〜30が設けられている。
トリミングを行う場合、昇圧チョッパレギュレータの回路が作られたウェハのウェハテストにて所定の時間t1を測定し、その測定結果に応じた所定の時間t1の合わせ込みが必要となる。所定の時間t1を測定する方法としては、例えば図4に示す輝度調整信号VCTRLの波形と信号SCの波形を取り込んで、所定の時間t1を測定する方法が考えられるが、この方法では高価なテスタを用いて信号波形を取り込む必要がある。
しかしながら、発振回路15においてデプレッショントランジスタを用いた定電流源を備える回路構成を採用すると、発振回路15の発振周波数の値を測定するのみで所定の時間t1を推測することができ、高価なテスタが必要なくなる。したがって、発振回路15においてデプレッショントランジスタを用いた定電流源を備える回路構成(例えば図7に示す回路構成)にすることが望ましい。
図7に示す発振回路において、デプレッショントランジスタQ19及びQ20を用いた定電流源は定電流Icを出力する。デプレッショントランジスタQ19及びQ20は図8に示すような静特性を有しており、デプレッショントランジスタQ19及びQ20の閾値電圧が設計値より小さく特性線CL3の静特性を有する場合定電流Icの値はId1となり、デプレッショントランジスタQ19及びQ20の閾値電圧が設計値通りで特性線CL4の静特性を有する場合定電流Icの値はId2となり、デプレッショントランジスタQ19及びQ20の閾値電圧が設計値より大きく特性線CL5の静特性を有する場合定電流Icの値はId3となる。すなわち、図7に示す発振回路では、定電流源として用いられるデプレッショントランジスタQ19及びQ20の閾値電圧が小さいと定電流Icが小さくなり、定電流源として用いられるデプレッショントランジスタQ19及びQ20の閾値電圧が大きいと定電流Icが大きくなる。その結果、図7に示す発振回路では、図9に示すように、定電流源として用いられるデプレッショントランジスタQ19及びQ20の閾値電圧Vthが小さいと発振周波数が大きくなり、定電流源として用いられるデプレッショントランジスタQ19及びQ20の閾値電圧Vthが大きいと発振周波数が小さくなる。
一方、信号補正回路27において図6に示す回路構成を採用した場合、図10に示す信号補正回路27の所定の時間t1の特性線から明らかなように、デプレッショントランジスタQ18〜Q18’’の閾値電圧Vthが小さいと所定の時間t1が小さくなり、デプレッショントランジスタQ18〜18’’の閾値電圧Vthが大きいと所定の時間t1が大きくなる。なお、図10に示す信号補正回路27の所定の時間t1の特性線は、トリミング前のものである。
図9及び図10の関係から、発振回路15の発振周波数の値を測定するのみで信号補正回路27の所定の時間t1を推測することができる。なお、発振回路15のデプレッショントランジスタと信号補正回路27のデプレッショントランジスタとを同一の大きさにし、且つ同一方向に配置することにより、発振回路15のデプレッショントランジスタの閾値電圧Vthと信号補正回路27のデプレッショントランジスタの閾値電圧Vthとが略同一になるので、上記推測の精度が向上する。したがって、発振回路15のデプレッショントランジスタと信号補正回路27のデプレッショントランジスタとを同一の大きさにし、且つ同一方向に配置することが望ましい。
なお、上記説明では、ON/OFF回路21は、信号補正回路27から出力される補正信号がHighレベルの場合にドライブ回路13のスイッチング制御動作を作動させ、信号補正回路27から出力される補正信号がLowレベルの場合にドライブ回路13のスイッチング制御動作を停止させていたが、信号補正回路27から出力される補正信号がLowレベルの場合にドライブ回路13のスイッチング制御動作を作動させ、信号補正回路27から出力される補正信号がHighレベルの場合にドライブ回路13のスイッチング制御動作を停止させても構わない。この場合、スイッチSW1を、制御端子にHighレベルの信号が供給されるとオフになり、制御端子にLowレベルの信号が供給されるとオンになるスイッチにし、スイッチSW2を、制御端子にHighレベルの信号が供給されるとオンになり、制御端子にLowレベルの信号が供給されるとオフになるスイッチにし、スイッチ25を、制御端子にHighレベルの信号が供給されるとオフになり、制御端子にLowレベルの信号が供給されるとオンになるスイッチにする。また、上記説明では、トランスレスの昇圧型スイッチング電源回路について説明を行ったが、本発明はスイッチングトランスを有する昇圧型スイッチング電源回路にも適用することができる。
また、本発明に係る電子機器は、駆動電流の調整が必要な負荷(例えば液晶表示装置の照明源)と、前記負荷を駆動する本発明に係るスイッチング電源回路とを搭載している。
は、本発明に係る昇圧型スイッチング電源回路の一構成例を示す図である。 は、図1に示す昇圧型スイッチング電源回路の各部の電圧波形及び電流波形を示すタイムチャートである。 は、図1に示す昇圧型スイッチング電源回路が具備する信号補正回路の一構成例を示す図である。 は、図3に示す信号補正回路の各部信号波形を示すタイムチャートである。 は、デプレッショントランジスタを用いた信号補正回路及び定電圧回路の特性を示す図である。 は、図1に示す昇圧型スイッチング電源回路が具備する信号補正回路の他の構成例を示す図である。 は、図1に示す昇圧型スイッチング電源回路が具備する発振回路の一構成例を示す図である。 は、デプレッショントランジスタの静特性を示す図である。 は、図7に示す発振回路の発振周波数特性を示す図である。 は、図6に示す信号補正回路のトリミング前の特性を示す図である。 は、従来の昇圧型スイッチング電源回路の一構成例を示す図である。 は、ソフトスタート回路の一構成例を示す図である。 は、ソフトスタート回路の他の構成例を示す図である。 は、図11に示す昇圧型スイッチング電源回路のソフトスタート回路を図12或いは図13に示すソフトスタート回路に置換した昇圧型スイッチング電源回路の各部の電圧波形及び電流波形を示すタイムチャートである。 は、定電圧回路の一構成例を示す図である。 は、図11に示す昇圧型スイッチング電源回路のソフトスタート回路を図12或いは図13に示すソフトスタート回路に置換した昇圧型スイッチング電源回路の各部の電圧波形及び電流波形を示すタイムチャートである。
符号の説明
1 直流電源
2 入力コンデンサ
3 コイル
4 ダイオード
5 出力コンデンサ
21 ON/OFF回路
24 定電圧回路
25 スイッチ
26 ソフトスタート回路
27 信号補正回路
100 昇圧チョッパレギュレータ
LED1〜LED6 白色発光ダイオード
C1 容量
I1〜I4 定電流源
PC 寄生容量
Q1 Pchトランジスタ
SW1、SW2 スイッチ
T1〜T3 端子
Q18〜Q18’’、Q19、Q20 Nチャンネル型デプレッショントランジスタ

Claims (9)

  1. 昇圧型DC−DCコンバータと、
    基準電圧と前記昇圧型DC−DCコンバータの出力電流に基づく電圧とを比較する比較部と、
    前記比較部の出力に応じて前記昇圧型DC−DCコンバータが具備するスイッチング素子のオン/オフをスイッチング制御するドライブ部と、
    少なくとも前記比較部に駆動電圧となる定電圧を供給する定電圧部と、
    外部信号に応じて前記定電圧部の定電圧供給動作の作動/停止を切り替える切替部と、
    前記外部信号に応じて前記ドライブ部のスイッチング制御動作の作動/停止を切り替え且つ前記定電圧部の定電圧供給動作が停止から作動に切り替えられた時点から所定の時間が経過するまでは前記ドライブ部のスイッチング制御動作を停止から作動に切り替えないようにする作動/停止部と、
    容量及び放電部を有し、前記ドライブ部のスイッチング制御動作が開始されて前記昇圧型DC−DCコンバータの出力電圧が立ち上がる際に前記容量を充電し、前記昇圧型DC−DCコンバータの出力電圧が立ち上がる際に前記比較部の出力に拘わらず前記昇圧型DC−DCコンバータの出力電圧が緩やかに上昇するように前記容量の両端電圧に応じて前記ドライブ部を制御し、前記ドライブ部のスイッチング制御動作が停止しているときに前記放電部により前記容量の放電を行い、その放電が完了するのに要する時間が前記作動/停止部による前記ドライブ部のスイッチング制御動作の作動/停止の切り替え周期よりも長いソフトスタート回路とを備えることを特徴とするスイッチング電源回路。
  2. 前記外部信号が、作動を指示するオンレベルと停止を指示するオフレベルとから成り、
    前記作動/停止部が、前記外部信号の反転信号を出力する第1の信号生成部と、前記外部信号がオフレベルからオンレベルに切り替わった時点から前記所定の時間が経過するまではオンレベルとなり、それ以外はオフレベルとなる信号を出力する第2の信号生成部と、前記第1の信号生成部の出力信号と前記第2の信号生成部の出力信号の一方がオフレベルで他方がオンレベルであるときに停止を指示するオフレベルとなり、前記第1の信号生成部の出力信号と前記第2の信号生成部の出力信号がともにオフレベルであるときに作動を指示するオンレベルとなる信号を出力する第3の信号生成部とを備え、前記第3の信号生成部の出力信号に基づいて前記ドライブ部のスイッチング制御動作の作動/停止を切り替える請求項1に記載のスイッチング電源回路。
  3. 前記作動/停止部が、デプレッショントランジスタとコンデンサを備え、前記デプレッショントランジスタと前記コンデンサの時定数を用いて前記所定の時間を定める請求項1又は請求項2に記載のスイッチング電源回路。
  4. 前記定電圧部が定電流源を備え、前記定電流源にデプレッショントランジスタを用いる請求項3に記載のスイッチング電源回路。
  5. 前記作動/停止部が具備するデプレッショントランジスタと前記定電圧部が具備するデプレッショントランジスタとを同一の大きさにし、且つ同一方向に配置する請求項4に記載のスイッチング電源回路。
  6. 前記作動/停止部が具備するデプレッショントランジスタのトリミング調整が可能である請求項3〜5のいずれかに記載のスイッチング電源回路。
  7. 前記ドライブ部が発振回路を備え、前記発振回路が有する定電流源にデプレッショントランジスタを用いる請求項6に記載のスイッチング電源回路。
  8. 請求項1〜7のいずれかに記載のスイッチング電源回路を備えることを特徴とする電子機器。
  9. 液晶表示装置を備え、前記スイッチング電源回路が前記液晶表示装置の照明源を駆動する請求項8に記載の電子機器。
JP2004299572A 2004-10-14 2004-10-14 スイッチング電源回路及びそれを用いた電子機器 Expired - Fee Related JP4429868B2 (ja)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2004299572A JP4429868B2 (ja) 2004-10-14 2004-10-14 スイッチング電源回路及びそれを用いた電子機器
US11/248,187 US7262582B2 (en) 2004-10-14 2005-10-13 Switching power supply circuit and electronic apparatus provided therewith
CNB2005101163401A CN100414825C (zh) 2004-10-14 2005-10-14 开关式电源电路以及随其配备的电子装置

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2004299572A JP4429868B2 (ja) 2004-10-14 2004-10-14 スイッチング電源回路及びそれを用いた電子機器

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2006115597A true JP2006115597A (ja) 2006-04-27
JP4429868B2 JP4429868B2 (ja) 2010-03-10

Family

ID=36180110

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2004299572A Expired - Fee Related JP4429868B2 (ja) 2004-10-14 2004-10-14 スイッチング電源回路及びそれを用いた電子機器

Country Status (3)

Country Link
US (1) US7262582B2 (ja)
JP (1) JP4429868B2 (ja)
CN (1) CN100414825C (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007306765A (ja) * 2006-05-15 2007-11-22 Sharp Corp 電源回路装置及びこの電源回路装置を備えた電子機器

Families Citing this family (26)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5175427B2 (ja) * 2005-05-31 2013-04-03 Necディスプレイソリューションズ株式会社 発光素子駆動装置
DE102005028403B4 (de) * 2005-06-20 2013-11-21 Austriamicrosystems Ag Stromquellenanordnung und Verfahren zum Betreiben einer elektrischen Last
JP4823604B2 (ja) * 2005-08-05 2011-11-24 ローム株式会社 ソフトスタート回路、電源装置、電気機器
JP4046752B2 (ja) * 2006-05-09 2008-02-13 シャープ株式会社 電源回路装置及びこの電源回路装置を備えた電子機器
TWI344631B (en) * 2006-11-13 2011-07-01 Richtek Technology Corp Backlight control circuit
US7872522B2 (en) * 2006-11-15 2011-01-18 Analog Devices, Inc. Noise reduction system and method for audio switching amplifier
US7535183B2 (en) * 2007-04-27 2009-05-19 Korry Electronics Co. Apparatus and method to provide a hybrid linear/switching current source, such as for high-efficiency, wide dimming range light emitting diode (LED) backlighting
JP2009124027A (ja) * 2007-11-16 2009-06-04 Sanyo Electric Co Ltd 発光素子駆動回路及び携帯電話
US8233301B1 (en) 2008-12-20 2012-07-31 Sensorlink Corporation Impedance dropping dc power supply having an impedance controlled converter
JP4788781B2 (ja) * 2009-01-29 2011-10-05 株式会社デンソー 通信装置
JP4985669B2 (ja) * 2009-02-05 2012-07-25 株式会社デンソー 発光ダイオード駆動回路
WO2010104172A1 (ja) * 2009-03-13 2010-09-16 富士電機システムズ株式会社 スイッチング電源装置、集積回路およびスイッチング電源装置の動作状態設定方法
EP2461475A4 (en) * 2009-07-31 2017-10-18 Daikin Industries, Ltd. Power conversion device
US8138688B2 (en) * 2010-01-22 2012-03-20 Averd Labs Co., Ltd. Half-bridge power converter for driving LED by series-resonant connection of inductor, inductor and capacitor
DE102010006865B4 (de) * 2010-02-04 2018-10-11 Austriamicrosystems Ag Stromquelle, Stromquellenanordnung und deren Verwendung
US8552700B2 (en) 2010-10-06 2013-10-08 Freescale Semiconductor, Inc. Switched mode voltage regulator and method of operation
US9083241B2 (en) * 2011-01-31 2015-07-14 Shindengen Electric Manufacturing Co., Ltd. Power factor correction circuit for providing protection against overvoltage
TWI483648B (zh) * 2012-08-01 2015-05-01 Nat Applied Res Laboratories 具抑制led過電流之驅動電路結構
CN102917516B (zh) * 2012-11-14 2015-04-29 深圳市华星光电技术有限公司 解决恒流驱动芯片温度过高的方法及led灯条驱动电路
US9538593B2 (en) * 2012-11-14 2017-01-03 Shenzhen China Star Optoelectronics Technology Co., Ltd. Method for multiplying current of LED light bar and associated driving circuit thereof
US20140152186A1 (en) * 2012-11-30 2014-06-05 Shenzhen China Star Optoelectronics Co., Ltd Led backlight driving circuit, backlight module, and lcd device
CN103677048B (zh) * 2013-12-03 2015-11-11 京东方科技集团股份有限公司 一种驱动电路及电子装置
CN104917366A (zh) * 2015-06-23 2015-09-16 杭州中恒派威电源有限公司 准谐振Boost软启动电路
JP2017055531A (ja) * 2015-09-08 2017-03-16 株式会社東芝 ブーストコンバータ
US9954432B2 (en) * 2016-07-04 2018-04-24 Han-Win Technology Co. Ltd. Power supply apparatus with soft-start and protection
US10778086B1 (en) * 2019-06-13 2020-09-15 Quanta Computer Inc. Power-switching circuit with soft-start circuit

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3204172B2 (ja) 1997-08-06 2001-09-04 株式会社豊田自動織機製作所 スイッチング電源装置
JP3065605B2 (ja) * 1998-10-12 2000-07-17 シャープ株式会社 直流安定化電源装置
JP2002369501A (ja) * 2001-06-05 2002-12-20 Sharp Corp 安定化電源装置
JP3693599B2 (ja) * 2001-07-09 2005-09-07 シャープ株式会社 スイッチドキャパシタ型安定化電源装置
CN2501243Y (zh) * 2001-09-24 2002-07-17 梁准强 Dc-dc微型升压电路
JP3691421B2 (ja) * 2001-09-27 2005-09-07 シャープ株式会社 スイッチドキャパシタ型安定化電源回路
JP4163015B2 (ja) * 2003-01-24 2008-10-08 シャープ株式会社 スイッチング電源回路、および、それを用いた電子機器

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007306765A (ja) * 2006-05-15 2007-11-22 Sharp Corp 電源回路装置及びこの電源回路装置を備えた電子機器

Also Published As

Publication number Publication date
CN100414825C (zh) 2008-08-27
US20060082352A1 (en) 2006-04-20
CN1770610A (zh) 2006-05-10
US7262582B2 (en) 2007-08-28
JP4429868B2 (ja) 2010-03-10

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP4429868B2 (ja) スイッチング電源回路及びそれを用いた電子機器
US7129679B2 (en) Power supply circuit having soft start
JP4728718B2 (ja) 昇圧型スイッチングレギュレータおよびその制御回路ならびにそれを用いた電子機器
JP4823604B2 (ja) ソフトスタート回路、電源装置、電気機器
US7714546B2 (en) Step-up regulator with multiple power sources for the controller
JP4809030B2 (ja) 駆動回路及びその駆動回路を用いた電子機器
KR101774583B1 (ko) 스위칭 레귤레이터
JP4781744B2 (ja) 電源装置及びこれを用いた電気機器
US7960955B2 (en) Power supply device, electronic device using the same, and semiconductor device
KR20070043789A (ko) 전원 장치
WO2007080777A1 (ja) 電源装置及びこれを備えた電子機器
US20080180039A1 (en) Led drive circuit
JP2008079448A (ja) 昇圧電源装置
US9531259B2 (en) Power supply circuit
JP2021044283A (ja) 発光素子駆動装置
JP4236602B2 (ja) スイッチング電源回路及びそれを用いた電子機器
JP2007236126A (ja) 電源装置およびこれを用いた電子機器
JP4562596B2 (ja) スイッチング電源回路及びそれを用いた電子機器
JP2007004420A (ja) 電源回路
JP2006101637A (ja) 電源装置
JP4511287B2 (ja) 昇圧型スイッチングレギュレータ回路
US8198879B2 (en) Booster circuit and PWM signal generator
JP5172365B2 (ja) 電源回路およびこれを備えた電子機器
JP2005295630A (ja) 電源装置及び電源制御回路
JP4688559B2 (ja) Dc/dcコンバータ及びこれを備えた電子機器

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20070302

RD01 Notification of change of attorney

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7421

Effective date: 20071001

TRDD Decision of grant or rejection written
A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20091210

A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20091215

A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20091216

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121225

Year of fee payment: 3

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121225

Year of fee payment: 3

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees