JP5365686B2 - スイッチング電源装置、集積回路およびスイッチング電源装置の動作状態設定方法 - Google Patents

スイッチング電源装置、集積回路およびスイッチング電源装置の動作状態設定方法 Download PDF

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Description

本発明は、電源動作に関する状態設定機能を有するスイッチング電源装置、その制御を行う集積回路およびその動作状態設定方法に関し、とくに機能パラメータおよび／または動作モードを簡単に設定できるスイッチング電源装置、集積回路およびその動作状態設定方法に関するものである。
スイッチング電源装置は、たとえば携帯電話機、デジタルカメラなどの電子機器に搭載され、入力電圧を昇圧または降圧して負荷へ供給するために用いられている。こうしたスイッチング電源装置においては電子機器が要求する電源仕様に応じて、電源動作に関する状態を様々な方法で設定している。
スイッチング電源装置に関するスイッチング周波数などの重要パラメータは、電源ノイズ特性、部品サイズ、部品の耐圧、温度上昇などに影響を与えるため、いくつかの設定方法が考えられている。下記の特許文献１に示されるスイッチング電源回路は、直流電源から供給される直流電圧を昇圧して負荷である６個の白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ６に供給し、これらの白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ６を駆動しようとするものである。このスイッチング電源回路には、スイッチング周波数を調整するために、昇圧チョッパレギュレータの発振回路に外付け抵抗Ｒ１が調整抵抗として設けられている。
通常、スイッチング電源回路を携帯機器や液晶テレビやＤＶＤプレーヤなどの電子機器に使用する場合、スイッチング電源回路から発生するノイズには、電子機器内の他のＬＳＩに悪影響を及ぼすノイズと及ぼさないノイズとがある。特許文献１に示されたスイッチング電源回路の発明は、外付け抵抗Ｒ１の抵抗値とスイッチング周期とが線形関係にあって、そのため電子機器の設計者は外付け抵抗Ｒ１一つの取替えで自由にスイッチング周期を変化させることができ、発生ノイズの調整が容易である。しかし、昇圧チョッパレギュレータを含む電源制御ＩＣ（集積回路）に対してこの発明を適用するためには、新たに周波数調整抵抗を接続する専用端子が必要になるといった問題が残されている。
スイッチング電源装置を制御するための電源制御ＩＣは、コストやパッケージ面積などを抑えるという要請からその端子数が限られてくる。そのため、電源制御ＩＣには、上述したスイッチング周波数以外のパラメータを設定する専用端子が設けられていないケースが多い。この場合、多様な電子機器の電源仕様に応じるために、電源制御ＩＣ自体のラインアップを増やすことで対応せざるをえない。
しかし、電子機器の電源仕様別に電源制御ＩＣのラインアップが増えれば、製品のコストアップにも繋がる。そこで、電子機器のコスト低減のためには、一つの電源制御ＩＣで必要な複数種類の動作状態の選択が可能な製品が求められてくる。
こうした要請に応じるものとして、下記の特許文献２には多機能キャパシタを利用して電源制御ＩＣの端子数を増やすことなしに、電源制御ＩＣの初期化期間中に動作状態の設定を行う「時間計測に基づきパラメータ／モードを選択する方法および装置」の発明が開示されている。この発明は、複数の機能パラメータや動作モードから選択を行うために、たとえば集積回路のピンに結合される特定の多機能キャパシタの容量値を選択するなどして、単一部品で複数の動作状態の設定を実現しようとするものである。ここで、多機能キャパシタとは、初期化期間において機能パラメータ、動作モードまたは他のデバイス特性を設定する以外に、通常の集積回路の動作中に何らかの通常機能を有するものである。たとえば、ＶＣＣピンデカップリングキャパシタまたはフィードバックピンループ補償キャパシタなどが初期化中におけるパラメータ／モード選択キャパシタとして利用することができる。
この特許文献２では、上述したＶＣＣピンデカップリングキャパシタやフィードバックピンループ補償キャパシタなど、本来は他の目的で配置されたキャパシタをモード設定に流用すべく、キャパシタの容量値が決定され、適切にモード設定が行われる。しかし、初期化期間でのモード設定が終了した後には、当該キャパシタはその本来の目的のために使われることになる。そのため、これらのキャパシタの容量値は、その本来の目的を実現するために適した大きさに設定されていなければならない。
ここで、フィードバックピンループ補償キャパシタは、本来の目的が電源制御ＩＣのフィードバックピンループの周波数特性を補償することであって、スイッチング電源装置における電源制御のフィードバックループが不安定にならないように配置されるものである。このフィードバックピンループ補償キャパシタは、容量値がフィードバックループの安定に最適な値より小さく設定されていれば、系は不安定になって発振する。反対に、最適値より大きく設定されていれば、電源システムとしての応答が遅くなり、たとえば負荷が変動してもすぐには出力電圧を回復できない。したがって、このキャパシタの容量値は、フィードバック系の応答へ与える影響が大きく、その変更によって位相補償の調整が制限されたり、電源が異常発振したりするなど、スイッチング電源装置の設計自体を制約するという問題があった。
また、一般に、電源制御ＩＣにＶＣＣ電圧を供給する方法には、つぎの３種類のケースが想定される。第１のケースは、上述した特許文献２のように別の端子に接続された外部電源から内部レギュレータでＶＣＣ電圧を作るものである。第２のケースは、起動時の初期化期間には外部電源に接続された（第１のケースの内部レギュレータに相当する）起動回路により生成される起動電流でＶＣＣ電圧を作り、通常動作時には補助巻線からＶＣＣ電圧の供給を受けるものである。第３のケースは、外部のＶＣＣ電源を利用するものである。
ＶＣＣピンデカップリングキャパシタを多機能キャパシタとして利用するために、当該キャパシタを充電するための定電流を生成するレギュレータが電源制御ＩＣ内に必要である。ＶＣＣピンデカップリングキャパシタは、電源制御ＩＣ自体に電源を供給するために、電源制御ＩＣのＶＣＣピン（とＧＮＤとの間）に接続されるものだからである。ところが、ＶＣＣピンデカップリングキャパシタは、電源制御ＩＣの消費電流が大きくなって電源供給が間に合わなくなったり、電源電圧の変動があったりしたときのバッファとして機能するものであり、またＶＣＣライン上のリップルなどのノイズを除去するためにも機能している。そこで、こうした本来の目的を実現するうえでは、ＶＣＣピンデカップリングキャパシタの容量値をある程度大きくする必要がある。そのため、短期間に定電流でＶＣＣピンデカップリングキャパシタの大きな容量値を充電しようとするとき、レギュレータからの定電流値を大きく設定しておく必要があり、大きい定電流を発生させるために規模の大きなレギュレータを用いなければならなかった。従い、コストに問題が生じる。
また、第３のケースでは、ＶＣＣピンを外部電源に接続して電源を供給しているため、常にＶＣＣピンデカップリングキャパシタが外部電源と接続された状態になる。ところが、このような接続状態でＶＣＣピンデカップリングキャパシタを定電流により充電しても、外部電源からの電流で充電されたのか、電源制御ＩＣで生成された定電流で充電されたのかの判別ができない。すなわち、ＶＣＣピンデカップリングキャパシタを初期化期間にモード設定に利用するには、ＶＣＣピンを外部電源から切り離す必要があって、この切り離しのための回路が電源制御ＩＣの外部に設けられることになる。したがって、特許文献２の方法は、第３のケースに適用してパラメータ／モードを設定するには不適切なものといえる。
以上、特許文献２の多機能キャパシタを利用する方法は、通常の機能に直接影響してしまうため使い方が難しい、規模の大きなレギュレータを設ける必要があってコストアップに繋がる、ＶＣＣ電圧の供給方式によっては適用することができない、などの問題があった。
さらに別の特許文献３には、端子数を増加させずにモードの切り替え信号を入力するようにした半導体集積回路についての記載がある。ここでは、通常動作に必要な端子のうち通常動作時の入力電圧範囲が電源電圧および接地電位との間に差がある端子を利用して、当該端子に電源電圧近くの電圧または接地電位近くの電圧を入力したとき、半導体集積回路のモードの切り替えを行うようにしている。したがって、特許文献３の技術によれば、端子数を増加させることなくモードの切り替え信号を入力することができる半導体集積回路が提供される。
特開２００７−１４０８２号公報（段落番号［００３９］〜［００４６］など参照） 特開２００７−７３９５４号公報（段落番号［０００３］〜［００２８］など参照） 特開２００７−２５８２９４号公報（段落番号［００２３］〜［００２７］など参照）
ところが、特許文献３では、電源制御ＩＣのフィードバック信号Ｖｆｂが入力されるフィードバック端子ＦＢを使って、テストモードと通常動作モードの切り替えを行うようにしている。したがって、ＦＢ端子に対してモード設定信号とフィードバック信号とを切り替えて供給するためには、電源制御ＩＣの外部に、モード設定信号を発生するとともにモード設定信号とフィードバック信号とを切り替える回路を設けなければならない。こうしたモード切り替えのやり方は、電源制御ＩＣを製品に実装する前のテストであれば問題ないが、スイッチング電源装置に実装した後では実行することは困難である。
図１５は、従来の平均電流制御のスイッチング電源装置を示す回路図である。
このスイッチング電源装置は、電源制御ＩＣ１０によって負荷に一定の電圧を印加するように構成されたもので、その入力端子１１は、リアクトルＬ１とダイオードＤ１を直列に介して、図示しない負荷を接続した出力端子１２と接続されている。リアクトルＬ１とダイオードＤ１の接続点は、たとえばＮチャネル型のパワーＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子Ｑ１のドレイン端子と接続され、スイッチング素子Ｑ１のソース端子は接地されている。また、ダイオードＤ１と出力端子１２の接続点は、コンデンサＣ２を介して接地され、これらのダイオードＤ１とコンデンサＣ２によって整流平滑用回路が構成されている。
電源制御ＩＣ１０は、その内部に制御回路１、ＶＣＣ検出回路２、発振回路３、ドライブ回路４、出力電圧検出回路５などにより構成されている。また、この電源制御ＩＣ１０は、制御出力用のＯＵＴ端子、電源入力用のＶＣＣ端子、入力端子１１の電圧検出用のＶＤＥＴ端子、電流フィードバック系のエラーアンプの位相補償用のＩｃｏｍｐ端子、電圧フィードバック系のエラーアンプの位相補償用のＶｃｏｍｐ端子、センス電流信号入力用のＩＳ端子、電圧フィードバック系のフィードバック信号入力用のＦＢ端子、およびグランド接続用のＧＮＤ端子を備えている。
ＯＵＴ端子は、抵抗Ｒ１を介して接地されたスイッチング素子Ｑ１のゲート端子に接続され、そこから出力される制御電圧Ｖｏｕｔによりスイッチング素子Ｑ１のオンオフを制御している。ＶＣＣ端子には、電源端子１３から電源電圧Ｖｃｃが供給されている。ＶＤＥＴ端子は、入力端子１１と接地（グランド）との間に直列接続された抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の接続点と接続されている。Ｉｃｏｍｐ端子、Ｖｃｏｍｐ端子は、それぞれコンデンサＣ３，Ｃ４を介して接地されている。ＩＳ端子は、入力端子１１と接地との間に直列接続されたコンデンサＣ１、抵抗Ｒ２１の接続点と接続されている。ＦＢ端子は、出力端子１２と接地との間に直列接続された抵抗Ｒ１３，Ｒ１４の接続点と接続されている。
この電源制御ＩＣ１０は、入力電源電圧Ｖｉが入力端子１１に供給されたとき、入力電源電圧Ｖｉと負荷の間に配置されたスイッチング素子Ｑ１が制御電圧Ｖｏｕｔによってオンオフ制御される。こうして、スイッチング電源装置の出力端子１２に接続された負荷に出力電圧Ｖｏを供給するように動作する。
この電源制御ＩＣ１０は、発振回路３の発振周波数を調整するための端子がないが、周波数調整用の端子を増設すると端子数が８ピンから９ピンに増加してしまう。８ピンのパッケージと９ピン以上のパッケージでは大きさ・コストが大きく異なるため、周波数調整用のピンを新たに設けることは困難である。
このように構成されている従来のスイッチング電源装置では、上述した特許文献１，２などの技術を適用して電子機器の備える電源要求仕様に応じた動作状態をあらかじめ設定しようとしても、状態設定端子を新たに設けたり、コストアップしたり、電源設計を困難なものとしたりする不都合が残る。また、特許文献３の技術を適用した場合は、スイッチング電源装置に電源制御ＩＣを実装した後でモード切り替えを行うことが困難であった。
本発明は、このような点に鑑みてなされたものであり、スイッチング電源の初期化期間中に、集積回路のＯＵＴ端子もしくはＩＳ端子とグランドの間に繋がっている抵抗の抵抗値を調整して動作状態の設定が可能なスイッチング電源装置、集積回路およびその動作状態設定方法を提供することを目的とする。
本発明では、上記問題を解決するために、入力電源と負荷の間にトランスまたはリアクトルと、スイッチング素子とを配置し、該スイッチング素子のオンオフを制御することによって前記負荷に一定の出力電圧を印加するための電源制御用の集積回路を有するスイッチング電源装置が提供される。このスイッチング電源装置の前記集積回路は、前記スイッチング素子をオンオフするドライブ回路と、前記スイッチング電源装置の動作状態を指示するための状態指示信号を出力する状態設定回路と、前記状態設定回路に対して前記スイッチング電源装置の動作状態を決定するよう指示する制御回路と、を備え、所定の大きさに調整された抵抗値を有する第１の抵抗を前記集積回路の前記スイッチング素子へのドライブ信号が出力される制御出力用の外部端子または前記トランスもしくはリアクトルに流れる電流を検出したセンス電流信号が入力される電流信号入力用の外部端子に接続するとともに、前記集積回路への電源供給開始直後から前記スイッチング素子のオンオフ制御が開始されるまでの初期化期間内に前記スイッチング電源装置の動作状態を設定するようにしたことを特徴とする。
このスイッチング電源装置では、一般に、スイッチング素子のゲート端子の電位が無制御時にフローティングとならないように、４．７ｋΩ〜４７ｋΩに設定されているプルダウン抵抗が設けられていることから、この抵抗値を調整することによって、電源制御ＩＣの初期化期間中に、内部に設けられた状態設定回路で電源状態を設定するようにした。
また、負荷からのセンス電流信号が入力される電流信号入力用の外部端子には、一般に、ノイズ除去のためにフィルタ回路が設けられていることから、このフィルタ抵抗を前記第１の抵抗とみなして、その抵抗値を調整することも可能である。
また、本発明の動作状態設定方法では、スイッチング素子のオンオフを制御する電源制御用集積回路を有し、入力電源と負荷の間に前記スイッチング素子を配置し、前記スイッチング素子のオンオフを制御することによって前記負荷に一定の出力電圧を印加するようにしたスイッチング電源装置において、該スイッチング電源装置に対する電源供給開始直後から前記スイッチング素子のオンオフ制御が開始されるまでの初期化期間内に動作状態を設定する。
この設定方法では、前記スイッチング素子のゲートに接続される前記電源制御用集積回路の外部端子またはトランスもしくはリアクトルに流れる電流を検出したセンス電流信号が入力される電流信号入力用の外部端子から所定の電流を出力する第１工程と、前記外部端子の電圧を検出し、その検出結果に基づき状態指示信号を形成し、該状態指示信号により前記スイッチング電源装置の動作状態を設定する第２工程と、前記状態指示信号に基づいて設定された前記スイッチング電源装置の動作状態を初期化期間経過後において継続して保持する第３工程と、を含む。
本発明によれば、電源制御ＩＣに専用の状態設定端子を追加することなく、スイッチング素子のゲート端子に接続されている抵抗の抵抗値、またはノイズ除去のために外部端子に接続されているフィルタ抵抗などの抵抗値を選択することで、初期化期間中に特定の動作状態に精度良く設定することができる。また、通常動作に悪影響を与えることがなく、特許文献２においてＶＣＣピンデカップリングキャパシタを利用した場合のように、大きな電流を外部に供給する必要もない。
本発明の上記および他の目的、特徴および利点は本発明の例として好ましい実施の形態を表す添付の図面と関連した以下の説明により明らかになるであろう。
本発明の実施の形態１に係る平均電流制御のスイッチング電源装置を示す回路図である。 実施の形態１〜５に用いる状態設定回路の一例を示す回路構成図である。 図２に示す状態設定回路の各入出力信号状態の一例を示すタイムチャートである。 図２に示す状態設定回路における設定動作の一例を示すフローチャートである。 スイッチング素子のスイッチング周波数を設定する発振回路の一例を示す回路構成図である。 図５に示す発振回路において、状態指示信号と充電電流とによって決まる発振周波数を示す図である。 図５に示す発振回路で選択可能な発振周波数の一例を示す図である。 本発明の実施の形態２に係るスイッチング電源装置を示す回路図である。 本発明の実施の形態３に係るスイッチング電源装置を示す回路図である。 本発明の実施の形態４に係るスイッチング電源装置を示す回路図である。 実施の形態１〜５に用いる状態設定回路の、図２とは別の例を示す回路構成図である。 図１１に示す状態設定回路の各信号状態の一例を示すタイムチャートである。 図１１に示す状態設定回路で設定可能な状態指示信号による動作状態の数を示す図である。 本発明の実施の形態５に係るスイッチング電源装置を示す回路図である。 従来の平均電流制御のスイッチング電源装置を示す回路図である。
以下、図面を参照してこの発明の実施の形態について説明する。
［実施の形態１］
図１は、本発明の実施の形態１に係る平均電流制御のスイッチング電源装置を示す回路図である。図１５の従来装置と異なる点は、スイッチング電源装置を制御する電源制御ＩＣ１００内に状態設定回路６が設けられていることである。この状態設定回路６は、ドライブ回路４とともにＯＵＴ端子に接続され、さらに制御回路１との間で後述するスタート信号、エンド信号をやり取りすることによって、発振回路３の発振周波数を制御するように機能するものである。
つぎに、状態設定回路６の詳細構成について説明する。
図２は、実施の形態１および後述の実施の形態２〜５に用いる状態設定回路の一例を示す回路構成図である。以下、実施の形態１に用いた場合について説明する。
状態設定回路６は、制御回路１からのワンショットのスタート信号ＳＴＡＲＴが入力されるＳＴＡＲＴ端子６１、制御出力用のＯＵＴ端子と接続されて、ＯＵＴ端子の電圧Ｖｏｕｔが入力されるとともに、初期化期間中に定電流を出力するための入出力端子６２、エンド信号ＥＮＤを出力するＥＮＤ端子６３、および２つの状態指示信号ＣＳ１，ＣＳ２を出力する状態設定端子６４，６５を備えている。ＳＴＡＲＴ端子６１は、ＲＳフリップフロップ回路２１のセット端子Ｓと接続され、ＲＳフリップフロップ回路２１の出力端子Ｑは第１の遅延回路２２と接続されている。この第１の遅延回路２２では、出力端子Ｑからの状態信号Ｑ（簡便化のために、端子と信号に同じ符号を付す。）のＬ（Ｌｏｗ）からＨ（Ｈｉｇｈ）への立ち上がりが入力されるとき、時間Ｔａだけ遅延した出力信号Ｔａ＿ｏｕｔが生成される。なお、状態信号ＱのＨからＬへの立ち下がりは遅延されず、状態信号ＱがＬになると出力信号Ｔａ＿ｏｕｔも直ちにＬとなる。内部電源端子ＶＤＤと接続された定電流源２３は、スイッチＳ１を介して入出力端子６２に接続されている。
第１の遅延回路２２の出力信号Ｔａ＿ｏｕｔは、そのレベルがＨのときスイッチＳ１をオンさせるとともに、第２の遅延回路２４の入力信号となっている。そして、第２の遅延回路２４では、第１の遅延回路２２の出力信号Ｔａ＿ｏｕｔが入力されてから、時間Ｔｂだけ遅延した出力信号Ｔｂ＿ｏｕｔが生成される。また、第２の遅延回路２４の出力信号Ｔｂ＿ｏｕｔは、さらに時間Ｔｃだけ遅延した出力信号を生成する第３の遅延回路２５の入力信号とされ、その出力信号Ｔｃ＿ｏｕｔがそれぞれワンショット回路２６とＲＳフリップフロップ回路２１のリセット端子に供給されている。
この電源制御ＩＣ１００は、初期化期間中に状態設定回路６でスイッチＳ１を介して入出力端子６２に定電流Ｉｏｕｔを流すように動作して、この定電流ＩｏｕｔがＯＵＴ端子を介して電源制御ＩＣ１００に外付けされた抵抗Ｒ１に注入される。また、ドライブ回路４は、制御回路１に制御されて、初期化期間中の定電流Ｉｏｕｔを抵抗Ｒ１に注入する期間は出力を高インピーダンスとする。そして、第１、第２のコンパレータ２７ａ，２７ｂには、各反転入力端子が入出力端子６２と接続され、それぞれ非反転入力端子に基準電圧Ｖｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ２（ただし、Ｖｒｅｆ１＜Ｖｒｅｆ２）が接続される。これにより、第１、第２のコンパレータ２７ａ，２７ｂでは外付けされた抵抗Ｒ１の端子電圧が互いに異なる２つの基準電圧Ｖｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ２と比較され、その比較結果を２値レベル（ＨあるいはＬ）信号Ｃｏ１，Ｃｏ２として対応するＤ型フリップフロップ回路２８ａ，２８ｂのＤ入力端子に供給するように構成されている。
なお、基準電圧Ｖｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ２は電源制御ＩＣ１００の状態設定回路６で生成すれば良く、たとえば０．４５Ｖと０．７５Ｖに設定できる。
Ｄ型フリップフロップ回路２８ａ，２８ｂでは、先行してＤ入力端子に入力された２値レベル信号Ｃｏ１，Ｃｏ２が、クロック端子Ｃに後から到達したクロック信号、すなわち第２の遅延回路２４の出力信号Ｔｂ＿ｏｕｔに同期して読み込まれ、出力端子Ｑからそれぞれ状態指示信号ＣＳ１，ＣＳ２として出力される。また、Ｄ型フリップフロップ回路２８ａ，２８ｂのリセット端子ＲはＳＴＡＲＴ端子６１と接続され、電源制御ＩＣ１００の初期化期間の開始にあたって制御回路１からのスタート信号を受けて、状態設定回路６に設定されている内部状態をリセットするようにしている。
こうして電源制御ＩＣ１００では、状態設定回路６の状態設定端子６４，６５から出力される状態指示信号ＣＳ１，ＣＳ２により発振回路３の発振周波数を決定し、これによってスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数が設定される。すなわち、電源制御ＩＣ１００は、そのＯＵＴ端子に接続されたドライブ回路４をハイインピーダンスにして、そこから外部接続されている抵抗Ｒ１に定電流源２３からの定電流Ｉｏｕｔを注入している。そして、このときＯＵＴ端子に現れる制御電圧Ｖｏｕｔを第１、第２のコンパレータ２７ａ，２７ｂに設定された基準電圧Ｖｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ２と比較することによって状態指示信号ＣＳ１，ＣＳ２が決定される。したがって、これらの状態指示信号ＣＳ１，ＣＳ２をＤ型フリップフロップ回路２８ａ，２８ｂで保持することにより、その後の通常動作状態におけるスイッチング周波数が設定され、スイッチング電源装置の動作状態を初期化期間経過後において継続して保持できる。
初期化期間中に電源制御ＩＣ１００のＯＵＴ端子に現れる制御電圧Ｖｏｕｔは、定電流Ｉｏｕｔに対して抵抗Ｒ１を所定の大きさの抵抗値に設定することにより、下記の式（１）のとおりに決定される。
Ｖｏｕｔ＝Ｉｏｕｔ＊Ｒ１ …（１）
ここでは、制御電圧Ｖｏｕｔをスイッチング素子Ｑ１であるパワーＭＯＳＦＥＴがターンオンしない電圧値にしなければならない。そのため、スイッチング素子Ｑ１のゲート端子におけるスレッシュ電圧Ｖｔｈの最小値Ｖｔｈ＿minが２Ｖであれば、制御電圧Ｖｏｕｔの最大値Ｖｏｕｔ＿maxをそれより小さい１Ｖのように設定することが必要になる。このとき抵抗Ｒ１の最大抵抗値Ｒ１＿maxは下記の式（２）のように決まる。たとえば、定電流Ｉｏｕｔが５０μＡであれば、抵抗Ｒ１の最大値は２０ｋΩとなる。
Ｒ１＿max＝Ｖｏｕｔ＿max／Ｉｏｕｔ …（２）
図３は、図２に示す状態設定回路の各入出力信号状態の一例を示すタイムチャートである。同図（ａ）は、制御回路１から状態設定回路６に時刻ｔ１で入力するスタート信号ＳＴＡＲＴである。同図（ｂ）、（ｃ）には、それぞれ第１の遅延回路２２の出力信号Ｔａ＿ｏｕｔおよび第２の遅延回路２４の出力信号Ｔｂ＿ｏｕｔを示している。また、同図（ｄ）に示すエンド信号ＥＮＤは、スタート信号ＳＴＡＲＴが入力された時刻ｔ１から（Ｔａ＋Ｔｂ＋Ｔｃ）時間だけ遅れた時刻ｔ５において、状態設定回路６から制御回路１に出力される。
図３（ｅ）に示す入出力端子６２の電圧Ｖｏｕｔ（この場合、ドライブ回路４から出力されるスイッチング素子Ｑ１の制御電圧ではなく、（１）式に従う電圧である。）は、定電流源２３からの定電流Ｉｏｕｔの抵抗Ｒ１への注入が開始する時刻ｔ２で立ち上がり、時刻ｔ３で基準電圧Ｖｒｅｆ１の電位に到達し、その後も時刻ｔ５でＲＳフリップフロップ回路２１がリセットされるまで上昇を続けて（１）式の値に漸近する（もしスイッチング素子Ｑ１のゲート容量を含む寄生容量がなければ、直ちに（１）式の値に達する。）。したがって、第２の遅延回路２４の出力信号Ｔｂ＿ｏｕｔがＤ型フリップフロップ回路２８ａ，２８ｂにクロック信号として供給される時刻ｔ４では、同図（ｆ）に示す２値レベル信号Ｃｏ１はＬレベル、同図（ｇ）に示す２値レベル信号Ｃｏ２はＨレベルとなっている。時刻ｔ５で定電流源２３からの定電流Ｉｏｕｔの供給が停止されると電圧Ｖｏｕｔは減少を開始し、時刻ｔ６で基準電圧Ｖｒｅｆ１の電位に到達すると２値レベル信号Ｃｏ１はＨレベルに変化するが、これはＤ型フリップフロップ回路２８ａには読み込まれないので、状態指示信号ＣＳ１，ＣＳ２は変化しない。
このように制御回路１からスタート信号ＳＴＡＲＴが状態設定回路６に入力することで状態設定機能がスタートし、その状態設定動作が終わった時点で、状態設定回路６から制御回路１にエンド信号ＥＮＤが出されることで、電源制御ＩＣ１００での初期化期間が終了してスイッチング電源装置を通常動作状態とすることができる。このとき、電源入力電圧Ｖｉが印加された場合に、スイッチング素子Ｑ１のゲート電圧の持ち上がりが生ずる場合があることから、第１の遅延回路２２での遅延時間Ｔａを、スイッチング素子Ｑ１であるパワーＭＯＳＦＥＴのゲート容量と抵抗Ｒ１による時定数を考慮したうえでゲート放電時間を意識した遅延時間、たとえば５ｍｓとすることができる。また、第２の遅延回路２４での遅延時間Ｔｂは、同様にスイッチング素子Ｑ１であるパワーＭＯＳＦＥＴのゲート容量と抵抗Ｒ１の時定数および定電流Ｉｏｕｔの電流値を考慮して、電圧Ｖｏｕｔが安定するまでの充電時間を意識した遅延時間、たとえば１ｍｓとすることができる。さらに、第３の遅延回路２５での遅延時間Ｔｃは、状態指示信号ＣＳ１，ＣＳ２を発振回路３に読み込むための時間として設定され、たとえば１μｓである。なお、これらの遅延時間Ｔｂ，Ｔｃについては、遅延時間Ｔａと同様に、それぞれ入力が立ち上がるタイミングに対しては遅延するが、立ち下がるタイミングに対して遅延しない。
図４は、図２に示す状態設定回路における設定動作を示すフローチャートである。
状態設定回路６では、制御回路１からのスタート信号ＳＴＡＲＴがＲＳフリップフロップ回路２１をセット状態に切り替えたとき、ここから状態信号Ｑが第１の遅延回路２２に供給されて、その状態設定動作が開始される。ステップＳｔ１では、第１の遅延回路２２の出力信号Ｔａ＿ｏｕｔが遅延時間Ｔａをもって出力される。この出力信号Ｔａ＿ｏｕｔを受けたスイッチＳ１は、ステップＳｔ２でオンされるから、定電流源２３から入出力端子６２を経由して電源制御ＩＣ１００のＯＵＴ端子から定電流Ｉｏｕｔが流れ始める。それと同時に、第２の遅延回路２４にも出力信号Ｔａ＿ｏｕｔが供給されるため、ステップＳｔ３に進んで遅延時間Ｔｂが経過したとき、第２の遅延回路２４から出力信号Ｔｂ＿ｏｕｔが出力される。遅延時間Ｔｂが経過した時点でステップＳｔ４に進んで、入出力端子６２を経由して電源制御ＩＣ１００に外付けされた抵抗Ｒ１の電圧値Ｖｏｕｔと第１のコンパレータ２７ａの基準電圧Ｖｒｅｆ１とが比較される。
図４のステップＳｔ４では、抵抗Ｒ１の電圧値Ｖｏｕｔが第１のコンパレータ２７ａの基準電圧Ｖｒｅｆ１より小さい（Ｖｏｕｔ＜Ｖｒｅｆ１）と判断されれば、ステップＳｔ５に進んで、その時点で決定されるＤ型フリップフロップ回路２８ａ，２８ｂの状態信号である状態指示信号ＣＳ１，ＣＳ２に示される第１の状態設定が、発振回路３に対して実行される。また、ステップＳｔ４での判断がＶｏｕｔ＞Ｖｒｅｆ１であれば、ステップＳｔ６に進んで、抵抗Ｒ１の電圧値Ｖｏｕｔを第２のコンパレータ２７ｂの基準電圧Ｖｒｅｆ２と比較する。その結果、Ｖｏｕｔ＜Ｖｒｅｆ２であればステップＳｔ７に進んで、ステップＳｔ５と同様に第２の状態設定が発振回路３に対して実行され、そうでなければ（Ｖｏｕｔ＞Ｖｒｅｆ２と判断されれば）、ステップＳｔ８に進んで、ステップＳｔ５と同様に第３の状態設定が発振回路３に対して実行される。
最後のステップＳｔ９では、出力信号Ｔｂ＿ｏｕｔが入力された第３の遅延回路２５での遅延時間Ｔｃの経過を待つ。この遅延時間Ｔｃは、２つのＤ型フリップフロップ回路２８ａ，２８ｂから出力される状態指示信号ＣＳ１，ＣＳ２の読み込み時間として設定されるもので、その出力信号Ｔｃ＿ｏｕｔによってワンショット回路２６からＥＮＤ端子６３を経由してエンド信号ＥＮＤが制御回路１に出力される。
なお、ここでは２つの基準電圧Ｖｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ２を抵抗Ｒ１の電圧値Ｖｏｕｔと比較することにより、３種類の動作状態が設定される場合を説明したが、本発明で設定可能な動作状態は３種類に限らない。一般に、スイッチング電源装置にＮ個の動作状態を確定するためには、Ｎ−１個の基準電圧とコンパレータのペア、もしくはＡ／Ｄコンバータが必要となる。
図５は、スイッチング素子のスイッチング周波数を設定する発振回路の一例を示す回路構成図である。
この発振回路３は、３つの定電流源５１，５２，５３によって充電可能なコンデンサＣ３１、充電電流を変更するためのスイッチＳ３１，Ｓ３２、コンデンサＣ３１の放電用トランジスタＱ３１、互いに異なる基準電圧Ｖｒｅｆ３１，Ｖｒｅｆ３２でコンデンサＣ３１の充電電圧を比較する第３、第４のコンパレータ５４，５５およびＲＳフリップフロップ回路５６から構成されている。定電流源５１，５２，５３は、それぞれＩ１，Ｉ２，Ｉ３の大きさの定電流を出力するものであり、入力端子３１，３２は、上述した状態設定回路６の状態設定端子６４，６５に接続され、状態指示信号ＣＳ１，ＣＳ２のレベルに応じた発振周波数で発振回路３を動作させることで、出力端子３３からは制御回路１に発振信号ＯＳＣが出力される。なお、スイッチＳ３１，Ｓ３２は、それぞれ状態指示信号ＣＳ１，ＣＳ２のレベルがＨのときオン（導通）し、Ｌのときオフ（遮断）する。
つぎに、発振回路３の発振動作について説明する。
図６は、図５に示す発振回路において、状態指示信号と充電電流とによって決まる発振周波数を示す図である。入力端子３１から入力された状態指示信号ＣＳ１がＬレベルで、入力端子３２から入力された状態指示信号ＣＳ２がＨレベルであれば、スイッチＳ３１がオフし、スイッチＳ３２がオンして、Ｉ２＋Ｉ３の大きさでコンデンサＣ３１への充電電流が流れる。
ここで、たとえば定電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３を１．０μＡ，１．０μＡ，５．０μＡとし、コンデンサＣ３１の容量値を２８．５ｐＦとし、基準電圧Ｖｒｅｆ３１，Ｖｒｅｆ３２をそれぞれ０．５Ｖ，４．０Ｖに設定すると、発振回路３ではｆ１＝５０ｋＨｚ、ｆ２＝６０ｋＨｚ、ｆ３＝７０ｋＨｚのいずれかの発振周波数を選択することができる。
図７は、図５に示す発振回路で選択可能な発振周波数の一例を示す図である。ここでは、設定される状態１〜３について、使用する抵抗Ｒ１の抵抗値と発振周波数との関係を示している。
以上、実施の形態１として説明した本発明によれば、スイッチング電源の初期化期間中に、ＯＵＴ端子とグランドの間に繋がっている抵抗Ｒ１の抵抗値の調整によって、発振回路３における発振周波数を選択して、その動作状態の設定が可能なスイッチング電源装置を提供できる。
なお、本発明の動作状態設定方法は発振回路３の発振周波数の設定だけに限定されるものではなく、初期化期間中にＯＵＴ端子の抵抗Ｒ１を利用して、状態指示信号ＣＳ１，ＣＳ２（，ＣＳ３，・・・）のレベルを設定することによって、過電圧保護（ＯＶＰ）レベルを設定し、あるいは過電流保護（ＯＣＰ）レベルを設定するなど、他の動作状態の設定にも利用することができる。さらに、過負荷時にラッチモードあるいはリスタートモードで対応するかを選択したり、固定周波モードあるいは可変周波数モードを選んだりすることも可能である。
［実施の形態２］
図８は、本発明の実施の形態２に係るスイッチング電源装置を示す回路図である。
実施の形態２において、上述した実施の形態１のスイッチング電源装置と異なる点は、電源制御ＩＣ１００のＯＵＴ端子と、そこに接続されるスイッチング素子Ｑ１のゲート端子との間にたとえば抵抗値２２Ωの抵抗Ｒ２を介在させたことである。この抵抗Ｒ２によってスイッチング素子Ｑ１に対する駆動電流を調整できる。この場合の初期化期間における電圧Ｖｏｕｔは、定電流Ｉｏｕｔに対して抵抗Ｒ１，Ｒ２をそれぞれ所定の大きさの抵抗値に設定することにより、下記の式（３）のとおりに決定される。
Ｖｏｕｔ＝Ｉｏｕｔ＊（Ｒ１＋Ｒ２） …（３）
［実施の形態３］
図９は、本発明の実施の形態３に係るスイッチング電源装置を示す回路図である。
実施の形態３において、上述した実施の形態１，２のスイッチング電源装置と異なる点は、スイッチング素子Ｑ２とＱ３から構成されたバッファ回路を電源制御ＩＣ１００のＯＵＴ端子とスイッチング素子Ｑ１のゲート端子との間に挿入したことである。これにより、スイッチング素子Ｑ１に対する駆動能力を強化して、電源制御ＩＣ１００の駆動能力の不足を補充できる。この場合の電圧Ｖｏｕｔは、定電流Ｉｏｕｔに対して抵抗Ｒ３を所定の大きさの抵抗値に設定することにより、下記の式（４）のとおりに決定される。
Ｖｏｕｔ＝Ｉｏｕｔ＊Ｒ３ …（４）
［実施の形態４］
図１０は、本発明の実施の形態４に係るスイッチング電源装置を示す回路図である。このスイッチング電源装置では、入力端子１１と出力端子１２の間がフライバックトランスＴ１によって結合されており、その一次巻線Ｐｃの一端は、Ｎチャネル型のパワーＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子Ｑ１のドレイン端子と接続され、スイッチング素子Ｑ１のソース端子は電流検出用のシャント抵抗Ｒ１０を介して接地されている。フライバックトランスＴ１の二次巻線Ｓｃの一端はダイオードＤ１を介して出力端子１２と接続され、この二次巻線Ｓｃの他端は接地されている。また、ダイオードＤ１と出力端子１２の接続点は、コンデンサＣ２を介して接地され、これらのダイオードＤ１とコンデンサＣ２によって整流平滑用回路が構成されている。
スイッチング電源装置は、電源制御ＩＣ２００によって制御されて負荷に一定の出力電圧Ｖｏを印加するように構成されたものであって、入力電源電圧Ｖｉが入力端子１１に供給されたとき、入力電源電圧Ｖｉと負荷の間に配置されたスイッチング素子Ｑ１が制御電圧Ｖｏｕｔによってオンオフ制御される。電源制御ＩＣ２００は、その内部に制御回路１の他、ＶＣＣ検出回路２、ドライブ回路４、状態設定回路７、起動回路８などを備えている。また、この電源制御ＩＣ２００は、制御出力用のＯＵＴ端子、電源入力用のＶＣＣ端子、起動時における電源制御ＩＣ２００への電源供給（および入力電源電圧Ｖｉの電圧検出）のためのＶＨ端子、帰還回路２０１を含む電圧フィードバック系からのフィードバック信号が入力されるＦＢ端子、グランド接続用のＧＮＤ端子電流、およびフライバックトランスＴ１の一次巻線Ｐｃに流れる電流を検出したセンス電流信号が入力されるＩＳ端子を備えている。なお、本実施の形態をたとえば図１５に示すような非絶縁型スイッチング電源装置にも適用することができるが、その場合、ＩＳ端子はリアクトルＬ１に流れる電流を検出したセンス電流信号が入力される端子となる。
こうしたスイッチング電源装置において、ＯＵＴ端子は、抵抗Ｒ１を介して接地されるとともに、スイッチング素子Ｑ１のゲート端子に接続され、そこから出力される制御電圧によりスイッチング素子Ｑ１のオンオフを制御している。ＶＣＣ端子には、電源端子１３から電源電圧が供給されている。ＶＨ端子は、入力端子１１と抵抗Ｒ４を介して接続されている。ＦＢ端子は、コンデンサＣ５を介して接地されるとともに、出力端子１２と接地との間に直列接続された抵抗Ｒ１３，Ｒ１４の接続点に帰還回路２０１を介して接続されている。ＩＳ端子は、コンデンサＣ６を介して接地されるとともに、スイッチング素子Ｑ１のソース端子とシャント抵抗Ｒ１０との接続点に抵抗Ｒ１５を介して接続されている。なお、実施の形態１を示す図１のものと対応する部分には同一の符号を付けて、それらの説明を省略する。
図１０のスイッチング電源装置の電源制御ＩＣ２００において、図１５の従来装置の電源制御ＩＣ１０と異なる点は、状態設定回路７が設けられていることである。そして、この状態設定回路７は電流検出用のＩＳ端子に接続され、シャント抵抗Ｒ１０の両端電圧を抵抗Ｒ１５とコンデンサＣ６からなるＲＣフィルタで平滑化した電圧Ｖｏｕｔを検出している。また、状態設定回路７が制御回路１との間でスタート信号、エンド信号をやり取りすることによって、電源制御ＩＣ２００への電源供給開始直後からスイッチング素子Ｑ１のオンオフ制御が開始されるまでの初期化期間内に、スイッチング電源装置を選択可能な複数の動作状態のいずれかに設定するように機能する。
図１１は、実施の形態１〜４および後述の実施の形態５に用いる状態設定回路の、図２とは別の例を示す回路構成図である。以下、実施の形態４に用いた場合について説明する。
状態設定回路７は、制御回路１からのワンショットのスタート信号ＳＴＡＲＴが入力されるＳＴＡＲＴ端子７１、電流検出用のＩＳ端子と接続されてそこに生じる電圧Ｖｏｕｔが入力されるとともに、初期化期間中に定電流を出力するための入出力端子７２、エンド信号ＥＮＤを出力するＥＮＤ端子７３、および３つの状態指示信号ＣＳ１，ＣＳ２およびＣＳ＿ｍａｘを出力する状態設定端子７４，７５，７６を備えている。ＳＴＡＲＴ端子７１は、ＲＳフリップフロップ回路２１のセット端子Ｓと接続され、ＲＳフリップフロップ回路２１の出力端子Ｑは第１の遅延回路２２と接続されている。この第１の遅延回路２２では、ＲＳフリップフロップ回路２１の出力端子Ｑからの状態信号Ｑ（簡便化のために、端子と信号に同じ符号を付す。）のＬ（Ｌｏｗ）からＨ（Ｈｉｇｈ）への立ち上がりが入力されるとき、時間Ｔａだけ遅延した出力信号Ｔａ＿ｏｕｔが生成される。
なお、状態信号ＱのＨからＬへの立ち下がりは遅延されず、状態信号ＱがＬになると出力信号Ｔａ＿ｏｕｔも直ちにＬとなる。内部電源端子ＶＤＤには、２つの定電流源２３ａ，２３ｂが並列に接続され、定電流源２３ａはスイッチＳ１を介して入出力端子７２に接続され、そこに定電流Ｉｏｕｔ＿１を出力することができる。また、定電流源２３ｂはスイッチＳ２およびＳ１を直列に介して入出力端子７２に接続され、接続されると、定電流Ｉｏｕｔ＿１に定電流Ｉｏｕｔ＿２を加算した電流が、入出力端子７２を介してＩＳ端子に出力される。
第１の遅延回路２２の出力信号Ｔａ＿ｏｕｔは、そのレベルがＨのときスイッチＳ１をオンさせるとともに、第２の遅延回路２４の入力信号にもなっている。そして、第２の遅延回路２４では、第１の遅延回路２２の出力信号Ｔａ＿ｏｕｔが入力されてから、時間Ｔｂだけ遅延した出力信号Ｔｂ＿ｏｕｔが生成される。また、第２の遅延回路２４の出力信号Ｔｂ＿ｏｕｔは、さらに時間Ｔｃだけ遅延した出力信号を生成する第３の遅延回路２５の入力信号とされ、その出力信号Ｔｃ＿ｏｕｔがそれぞれワンショット回路２６とＲＳフリップフロップ回路２１のリセット端子に供給されている。
入出力端子７２には、第１、第２および第３のコンパレータ２７ａ，２７ｂ，２７ｃが接続され、コンパレータ２７ａ，２７ｂおよび２７ｃの出力はそれぞれＤ型フリップフロップ回路２８ａ，２８ｂおよびＲＳフリップフロップ回路２８ｃの入力端子に入力されている。また、インバータ回路２９にはＲＳフリップフロップ回路２８ｃの状態信号Ｑ（状態指示信号ＣＳ＿ｍａｘ）が供給され、スイッチＳ２は、このインバータ回路２９で反転された状態指示信号ＣＳ＿ｍａｘによってオン／オフが制御されるように構成されている。
ここでは、第１、第２のコンパレータ２７ａ，２７ｂの反転入力端子および第３のコンパレータ２７ｃの非反転入力端子に、入出力端子７２が接続される。また、第１、第２のコンパレータ２７ａ，２７ｂの非反転入力端子および第３のコンパレータ２７ｃの反転入力端子には、それぞれ基準電圧Ｖｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ２およびＶｒｅｆ＿ｍａｘ（ただし、Ｖｒｅｆ１＜Ｖｒｅｆ２＜Ｖｒｅｆ＿ｍａｘ）が接続される。これにより、第１、第２、第３のコンパレータ２７ａ，２７ｂ，２７ｃでは、電圧Ｖｏｕｔが互いに異なる３つの基準電圧Ｖｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ２，Ｖｒｅｆ＿ｍａｘと比較され、その比較結果を２値レベル（ＨあるいはＬ）信号Ｃｏ１，Ｃｏ２，Ｃｏ＿ｍａｘとして対応するフリップフロップ回路２８ａ，２８ｂ，２８ｃの入力端子に供給するように構成されている。
Ｄ型フリップフロップ回路２８ａ，２８ｂでは、先行してＤ入力端子に入力された２値レベル信号Ｃｏ１，Ｃｏ２が、クロック端子Ｃに後から到達したクロック信号、すなわち第２の遅延回路２４の出力信号Ｔｂ＿ｏｕｔに同期して読み込まれ、出力端子Ｑからそれぞれ状態指示信号ＣＳ１，ＣＳ２として出力される。また、Ｄ型フリップフロップ回路２８ａ，２８ｂおよびＲＳフリップフロップ回路２８ｃのリセット端子ＲはＳＴＡＲＴ端子７１と接続されていて、電源制御ＩＣ２００の初期化期間の開始にあたって制御回路１からのスタート信号を受けるとＤ型フリップフロップ回路２８ａ，２８ｂおよびＲＳフリップフロップ回路２８ｃがリセットされることにより、状態設定回路７により設定されている電源制御ＩＣ２００の内部状態をリセットするようにしている。
その後、以下に説明する動作により状態設定回路７の状態設定端子７４，７５，７６から出力される状態指示信号ＣＳ１，ＣＳ２，ＣＳ＿ｍａｘの値が決定され、これにより電源制御ＩＣ２００に関する発振回路３の発振周波数などの動作状態が設定される。
まず、初期化期間中に電源制御ＩＣ２００のＩＳ端子に現れる制御電圧Ｖｏｕｔの最終値は、定電流Ｉｏｕｔに対して抵抗Ｒ１０とＲ１５を所定の大きさの抵抗値に設定することにより、下記の式（５）のとおりに決定される。但し、外付けコンデンサＣ６の存在により、定電流Ｉｏｕｔを抵抗Ｒ１０とＲ１５に印加しても瞬間的にはこの値にはならず、ＣＲの時定数回路と同様の過渡応答を示す。
Ｖｏｕｔ＝Ｉｏｕｔ＊（Ｒ１０＋Ｒ１５） …（５）
この状態設定回路７は、初期化期間中にスイッチＳ１，Ｓ２を操作することにより、入出力端子７２への注入電流Ｉｏｕｔを（Ｉｏｕｔ１＋Ｉｏｕｔ２）、あるいはＩｏｕｔ１の異なる大きさに制御できる。そして、この定電流ＩｏｕｔがＩＳ端子を介して電源制御ＩＣ２００に外付けされた直列抵抗（Ｒ１０＋Ｒ１５）に注入される。すなわち、電源制御ＩＣ２００のＩＳ端子に対する注入電流の大きさを初期化期間内に切り替え可能に構成することにより、ＩＳ端子での出力電圧ＶｏｕｔとＩＳ端子への注入電流の大きさとを２つのパラメータとして状態指示信号を決定できるため、設定できる状態数を多くすることができる。したがって、図１に示す実施の形態１における抵抗Ｒ１のように、外付け抵抗の抵抗値の最大値に制限がある場合でも、このような注入電流Ｉｏｕｔの切り替えによって、より多くの状態を設定することができる。
なお、ＩＳ端子のフィルタコンデンサを構成するコンデンサＣ６に放電回路を付加して、状態設定後のＩＳ端子に電圧が残らないようにすることが好ましい。
図１２は、図１１に示す状態設定回路の各信号状態の一例を示すタイムチャートである。同図（ａ）は、制御回路１から状態設定回路７に時刻ｔ１で入力するスタート信号ＳＴＡＲＴである。同図（ｂ）、（ｃ）には、それぞれ第１の遅延回路２２の出力信号Ｔａ＿ｏｕｔおよび第２の遅延回路２４の出力信号Ｔｂ＿ｏｕｔを示している。また、同図（ｄ）に示すエンド信号ＥＮＤは、スタート信号ＳＴＡＲＴが入力された時刻ｔ１から（Ｔａ＋Ｔｂ＋Ｔｃ）時間だけ遅れた時刻ｔ８において、状態設定回路７から制御回路１に出力される。
同図（ｅ）に入出力端子７２の電圧Ｖｏｕｔ、同図（ｆ）に出力電流Ｉｏｕｔを示す。電圧Ｖｏｕｔは（５）式の電圧に向かう過渡応答を示し、定電流源２３ａ，２３ｂからの定電流Ｉｏｕｔ１＋Ｉｏｕｔ２の抵抗Ｒ１０とＲ１５への注入が開始する時刻ｔ２で立ち上がり、時刻ｔ３で基準電圧Ｖｒｅｆ１の電位に、時刻ｔ４で基準電圧Ｖｒｅｆ２の電位に到達する。その後、時刻ｔ５まで入出力端子７２の電圧Ｖｏｕｔは上昇を続けて、基準電圧Ｖｒｅｆ＿ｍａｘになるとＲＳフリップフロップ回路２８ｃがセットされて、２値レベル信号Ｃｏ＿ｍａｘがＨレベルになる。これにより、インバータ回路２９の出力がＬになり、スイッチＳ２がオフして、電流ＩｏｕｔはＩｏｕｔ１＋Ｉｏｕｔ２からＩｏｕｔ１に減少する。そのため、電圧Ｖｏｕｔも減少し、時刻ｔ７までには基準電圧Ｖｒｅｆ１と基準電圧Ｖｒｅｆ２の間の電位に落ち着く。
したがって、第２の遅延回路２４の出力信号Ｔｂ＿ｏｕｔがＤ型フリップフロップ回路２８ａ，２８ｂにクロック信号として供給される時刻ｔ７では、同図（ｇ）に示す２値レベル信号Ｃｏ１はＬレベル、同図（ｈ）に示す２値レベル信号Ｃｏ２はＨレベルとなっている。時刻ｔ８で定電流源２３ａ，２３ｂからの定電流Ｉｏｕｔの供給が停止されると電圧Ｖｏｕｔは減少を開始し、時刻ｔ９で基準電圧Ｖｒｅｆ１の電位に到達すると２値レベル信号Ｃｏ１はＨレベルに変化するが、これはＤ型フリップフロップ回路２８ａには読み込まれないので、状態指示信号ＣＳ１，ＣＳ２，ＣＳ＿ｍａｘは変化しない。なお、設定された抵抗Ｒ１０とＲ１５の抵抗値が小さい場合は、電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆ＿ｍａｘに達せず、電流ＩｏｕｔはＩｏｕｔ１＋Ｉｏｕｔ２のままで、２値レベル信号Ｃｏ＿ｍａｘはＬレベルとなる。
このように制御回路１からスタート信号ＳＴＡＲＴが状態設定回路７に入力することで状態設定機能がスタートし、その状態設定動作が終わった時点で、状態設定回路７から制御回路１にエンド信号ＥＮＤが出されることで、電源制御ＩＣ２００での初期化期間が終了してスイッチング電源装置を通常動作状態とすることができる。
図１３は、図１１に示す状態設定回路で設定可能な状態指示信号による動作状態の数を示す図である。ここでは、３つの状態指示信号ＣＳ１，ＣＳ２，ＣＳ＿ｍａｘによって６通りの動作状態を設定することができる。
［実施の形態５］
図１４は、本発明の実施の形態５に係るスイッチング電源装置を示す回路図である。
実施の形態５において、上述した実施の形態４のスイッチング電源装置と異なる点は、電源制御ＩＣ２００のＩＳ端子が、入力端子１１と接地との間に直列接続されたコンデンサＣ１とシャント抵抗Ｒ１６との接続点と、抵抗Ｒ１５を介して接続されていることである。そのため、ＩＳ端子にマイナス電流が流れる場合でも動作状態の設定が可能である。
なお、本発明は、絶縁型のスイッチング電源装置および非絶縁型のスイッチング電源装置のいずれにも適用できるものである。上述の実施の形態において、一方の型のスイッチング電源装置について例示した場合でも、他方の型に同様に適用することができることは明らかである。
本発明では、状態設定機能を有するスイッチング電源装置およびその動作状態設定方法に適用して、電源制御ＩＣに専用の状態設定端子を追加することなく、機能パラメータおよび／または動作モードを簡単に設定できる。
上記については単に本発明の原理を示すものである。さらに、多数の変形、変更が当業者にとって可能であり、本発明は上記に示し、説明した正確な構成および応用例に限定されるものではなく、対応するすべての変形例および均等物は、添付の請求項およびその均等物による本発明の範囲とみなされる。
１ 制御回路
２ ＶＣＣ検出回路
３ 発振回路
４ ドライブ回路
５ 出力電圧検出回路
６，７ 状態設定回路
１０，１００，２００ 電源制御ＩＣ
１１ 入力端子
１２ 出力端子
１３ 電源端子
２１，２８ｃ ＲＳフリップフロップ回路
２２ 第１の遅延回路
２３，２３ａ，２３ｂ 定電流源
２４ 第２の遅延回路
２５ 第３の遅延回路
２６ ワンショット回路
２７ａ，２７ｂ，２７ｃ 第１、第２、第３のコンパレータ
２８ａ，２８ｂ Ｄ型フリップフロップ回路
２９ インバータ回路
５１〜５３ 定電流源
５４ 第３のコンパレータ
５５ 第４のコンパレータ
５６ ＲＳフリップフロップ回路
６４，６５ 状態設定端子
Ｃ１〜Ｃ４，Ｃ３１ コンデンサ
Ｄ１ ダイオード
Ｌ１ リアクトル
Ｑ３１ 放電用トランジスタ
Ｑ１ スイッチング素子
Ｒ１〜Ｒ５，Ｒ１３〜Ｒ１５ 抵抗
Ｒ１０，Ｒ１６ シャント抵抗
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３１，Ｓ３２ スイッチ

Claims (9)

  1. 入力電源と負荷の間にトランスまたはリアクトルと、スイッチング素子とを配置し、該スイッチング素子のオンオフを制御することによって前記負荷に一定の出力電圧を印加するための電源制御用の集積回路を有するスイッチング電源装置において、
    前記集積回路は、
    前記スイッチング素子をオンオフするドライブ回路と、
    前記スイッチング電源装置の動作状態を指示するための状態指示信号を出力する状態設定回路と、
    前記状態設定回路に対して前記スイッチング電源装置の動作状態を決定するよう指示する制御回路と、を備え、
    所定の大きさに調整された抵抗値を有する第１の抵抗を前記集積回路の前記スイッチング素子へのドライブ信号が出力される制御出力用の外部端子または前記トランスもしくはリアクトルに流れる電流を検出したセンス電流信号が入力される電流信号入力用の外部端子に接続するとともに、前記集積回路への電源供給開始直後から前記スイッチング素子のオンオフ制御が開始されるまでの初期化期間内に前記スイッチング電源装置の動作状態を設定し、
    前記状態設定回路は、前記外部端子から前記第１の抵抗に所定の大きさで電流を注入して前記外部端子に生じる電圧を検出するとともに、検出された前記外部端子の電圧に応じて前記状態指示信号を決定することにより、特定の前記スイッチング電源装置の動作状態を設定するようにしたことを特徴とするスイッチング電源装置。
  2. 前記スイッチング素子のスイッチング周波数を規定する発振回路を有し、前記発振回路では、前記状態設定回路の状態指示信号により前記スイッチング周波数を増減するようにしたことを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
  3. 前記ドライブ回路から第２の抵抗を含む抵抗回路を介して前記スイッチング素子のゲート端子にオンオフ制御信号を印加するようにしたことを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
  4. 前記ドライブ回路からバッファ回路を介して前記スイッチング素子のゲート端子にオンオフ制御信号を印加するようにしたことを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
  5. 前記状態設定回路は、前記外部端子に対する注入電流の大きさを前記初期化期間内に切り替え可能に構成することにより、前記外部端子の電圧と前記注入電流の大きさに応じて前記状態指示信号を決定するようにしたことを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
  6. 前記スイッチング電源装置は、前記状態設定回路の状態指示信号により、過電流保護レベルの選択、過電圧保護レベルの選択、過負荷時のラッチモードの選択、リスタートモードの選択、および前記スイッチング素子のスイッチング周波数を規定する発振回路が固定周波数モードであるか可変周波数モードであるかの選択、のいずれかを行うことを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
  7. 入力電源と負荷の間にトランスまたはリアクトルと、スイッチング素子とを配置し、該スイッチング素子のオンオフを制御することによって前記負荷に一定の出力電圧を印加するためのスイッチング電源装置の制御を行う集積回路であって、
    前記スイッチング素子をオンオフするドライブ回路と、
    前記スイッチング電源装置の動作状態を指示するための状態指示信号を出力する状態設定回路と、
    前記状態設定回路に対して前記スイッチング電源装置の動作状態を決定するよう指示する制御回路と、
    を備え、
    前記スイッチング素子へのドライブ信号が出力される制御出力用の外部端子または前記トランスもしくはリアクトルに流れる電流を検出したセンス電流信号が入力される電流信号入力用の外部端子に接続されるとともに、所定の大きさに調整された抵抗値を有する第１の抵抗に対し、前記集積回路への電源供給開始直後から前記スイッチング素子のオンオフ制御が開始されるまでの初期化期間内に所定の電流を印加して前記第１の抵抗が接続された前記外部端子の電圧を検出することにより前記スイッチング電源装置の動作状態を決定するようにしたことを特徴とする集積回路。
  8. スイッチング素子のオンオフを制御する電源制御用集積回路を有し、入力電源と負荷の間に前記スイッチング素子を配置し、前記スイッチング素子のオンオフを制御することによって前記負荷に一定の出力電圧を印加するようにしたスイッチング電源装置における、該スイッチング電源装置に対する電源供給開始直後から前記スイッチング素子のオンオフ制御が開始されるまでの初期化期間内に動作状態を設定する前記スイッチング電源装置の動作状態設定方法であって、
    前記スイッチング素子のゲートに接続される前記電源制御用集積回路の外部端子またはトランスもしくはリアクトルに流れる電流を検出したセンス電流信号が入力される電流信号入力用の外部端子から所定の電流を出力する第１工程と、
    前記外部端子の電圧を検出し、その検出結果に基づき状態指示信号を形成し、該状態指示信号により前記スイッチング電源装置の動作状態を設定する第２工程と、
    前記状態指示信号に基づいて設定された前記スイッチング電源装置の動作状態を初期化期間経過後において継続して保持する第３工程と、
    を含むことを特徴とするスイッチング電源装置の動作状態設定方法。
  9. 前記第２工程および第３工程では、前記スイッチング電源装置における過電流保護レベルもしくは過電圧保護レベルを設定し、または過負荷時のラッチモード、リスタートモード、固定周波数モードもしくは可変周波数モードを選択することによって、所定の動作状態として保持することを特徴とする請求項８記載のスイッチング電源装置の動作状態設定方法。
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