JPH05211715A - スイッチング電源の過電流保護回路 - Google Patents
スイッチング電源の過電流保護回路Info
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- JPH05211715A JPH05211715A JP3872692A JP3872692A JPH05211715A JP H05211715 A JPH05211715 A JP H05211715A JP 3872692 A JP3872692 A JP 3872692A JP 3872692 A JP3872692 A JP 3872692A JP H05211715 A JPH05211715 A JP H05211715A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 スイッチング電源の一次側制御ＩＣの制御限
界を超える過電流に対して電源本体を保護する。 【構成】 第１の過電流保護回路は、過電流検出抵抗Ｒ
isの両端に、それぞれ抵抗ＲA ，ＲB を接続し、平滑用
コンデンサＣ3 で平滑して一次側制御ＩＣ１４のＯＣＰ
端子に接続する。第２の過電流保護回路は、電流検出用
抵抗の両端間に第１の抵抗Ｒ1 と第１のコンデンサＣ1
との直列回路からなるノイズフィルタ部１７を設け、該
第１のコンデンサＣ1 の端子電圧をダイオードＤを介し
て第２の抵抗Ｒ2 と第２のコンデンサＣ2 との直列回路
に接続した電圧ピークホールド部１８に供給し、該電圧
ピークホールド部１８の出力を一次側制御ＩＣ１４の誤
差増幅器（オペアンプ）入力端子に接続する。
界を超える過電流に対して電源本体を保護する。 【構成】 第１の過電流保護回路は、過電流検出抵抗Ｒ
isの両端に、それぞれ抵抗ＲA ，ＲB を接続し、平滑用
コンデンサＣ3 で平滑して一次側制御ＩＣ１４のＯＣＰ
端子に接続する。第２の過電流保護回路は、電流検出用
抵抗の両端間に第１の抵抗Ｒ1 と第１のコンデンサＣ1
との直列回路からなるノイズフィルタ部１７を設け、該
第１のコンデンサＣ1 の端子電圧をダイオードＤを介し
て第２の抵抗Ｒ2 と第２のコンデンサＣ2 との直列回路
に接続した電圧ピークホールド部１８に供給し、該電圧
ピークホールド部１８の出力を一次側制御ＩＣ１４の誤
差増幅器（オペアンプ）入力端子に接続する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、スイッチング電源の一
次側制御ＩＣを用いた過電流保護回路に関するものであ
る。
次側制御ＩＣを用いた過電流保護回路に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】近年、スイッチング電源の制御回路のＩ
Ｃ化が進み、回路形成の複雑性は解消されてきている。
制御ＩＣは駆動電源を一次側から得る一次側制御ＩＣと
二次側から得る二次側制御ＩＣがあり、高周波スイッチ
ング化が可能であるため一次側制御ＩＣの使用量が増加
している。
Ｃ化が進み、回路形成の複雑性は解消されてきている。
制御ＩＣは駆動電源を一次側から得る一次側制御ＩＣと
二次側から得る二次側制御ＩＣがあり、高周波スイッチ
ング化が可能であるため一次側制御ＩＣの使用量が増加
している。
【０００３】図３に一次側制御ＩＣを組み込んだ従来の
スイッチング電源の一例を示す。交流入力が入力整流回
路１０で整流され入力コンデンサＣi で平滑される。一
次側制御ＩＣ１４を用いてスイッチングトランジスタＱ
1 をオン・オフすることによりスイッチングトランスＴ
を介して二次側に出力を生じさせる。この出力を整流平
滑回路１２によって所望の直流出力を得る。ここでスイ
ッチングトランジスタＱ1 にはスイッチングスピードの
速い電界効果型トランジスタを使用している。一次側制
御ＩＣ１４のＯＵＴ（出力）端子とスイッチングトラン
ジスタＱ1 のゲートとを接続し、スイッチングトランジ
スタＱ1 のオン・オフを制御する。この時、スイッチン
グ電源の出力電圧を二次側の出力電圧検出回路１６で検
出し、フォトカプラＰＣを介して一次側制御ＩＣ１４の
ＦＢ（フィードバック）端子に入力し、パルス幅変調に
よる定電圧制御を行う。一次側制御ＩＣ１４は、補助電
源１５により駆動電圧を得ている。
スイッチング電源の一例を示す。交流入力が入力整流回
路１０で整流され入力コンデンサＣi で平滑される。一
次側制御ＩＣ１４を用いてスイッチングトランジスタＱ
1 をオン・オフすることによりスイッチングトランスＴ
を介して二次側に出力を生じさせる。この出力を整流平
滑回路１２によって所望の直流出力を得る。ここでスイ
ッチングトランジスタＱ1 にはスイッチングスピードの
速い電界効果型トランジスタを使用している。一次側制
御ＩＣ１４のＯＵＴ（出力）端子とスイッチングトラン
ジスタＱ1 のゲートとを接続し、スイッチングトランジ
スタＱ1 のオン・オフを制御する。この時、スイッチン
グ電源の出力電圧を二次側の出力電圧検出回路１６で検
出し、フォトカプラＰＣを介して一次側制御ＩＣ１４の
ＦＢ（フィードバック）端子に入力し、パルス幅変調に
よる定電圧制御を行う。一次側制御ＩＣ１４は、補助電
源１５により駆動電圧を得ている。
【０００４】このような回路構成のスイッチング電源に
おいて、スイッチングトランジスタＱ1 のドレインに接
続した過電流検出用抵抗Ｒisに過電流が流れた場合、過
電流検出用抵抗Ｒisに大きな電圧降下が生じる。この過
電流検出用抵抗Ｒisの端子間電圧はサージ成分をもった
矩形波になるため、それを抵抗Ｒ31とコンデンサＣ31で
積分・平均化する。コンデンサＣ31の端子電圧は、一次
側制御ＩＣ１４のＯＣＰ（過電流保護）端子に入力す
る。一次側制御ＩＣ１４内部では基準電圧が設定されて
おり、これを超えた場合にＯＵＴ端子を通じてスイッチ
ングトランジスタＱ1 のゲート電圧を下げ、スイッチン
グトランジスタＱ1 をオフとする。すると過電流検出用
抵抗Ｒisの端子電圧は急激に低下してＩＣ内部の基準電
圧を下回り直ちにスイッチングトランジスタＱ1 をオン
とするはずである。しかし、これでは過電流保護の機能
を果たさない。そこで一次側制御ＩＣ１４では、ＩＣ内
部発振器による三角波の一周期の間、オフ状態をラッチ
する。一周期が終了するとラッチはリセットされて、過
電流の検出が開始される。基準電圧より過電流検出用抵
抗Ｒisの端子電圧が大きければ、スイッチングトランジ
スタＱ1 は直ちにオフとなり、過電流検出用抵抗Ｒisの
端子電圧が基準値より下がるまで前記動作が継続する。
おいて、スイッチングトランジスタＱ1 のドレインに接
続した過電流検出用抵抗Ｒisに過電流が流れた場合、過
電流検出用抵抗Ｒisに大きな電圧降下が生じる。この過
電流検出用抵抗Ｒisの端子間電圧はサージ成分をもった
矩形波になるため、それを抵抗Ｒ31とコンデンサＣ31で
積分・平均化する。コンデンサＣ31の端子電圧は、一次
側制御ＩＣ１４のＯＣＰ（過電流保護）端子に入力す
る。一次側制御ＩＣ１４内部では基準電圧が設定されて
おり、これを超えた場合にＯＵＴ端子を通じてスイッチ
ングトランジスタＱ1 のゲート電圧を下げ、スイッチン
グトランジスタＱ1 をオフとする。すると過電流検出用
抵抗Ｒisの端子電圧は急激に低下してＩＣ内部の基準電
圧を下回り直ちにスイッチングトランジスタＱ1 をオン
とするはずである。しかし、これでは過電流保護の機能
を果たさない。そこで一次側制御ＩＣ１４では、ＩＣ内
部発振器による三角波の一周期の間、オフ状態をラッチ
する。一周期が終了するとラッチはリセットされて、過
電流の検出が開始される。基準電圧より過電流検出用抵
抗Ｒisの端子電圧が大きければ、スイッチングトランジ
スタＱ1 は直ちにオフとなり、過電流検出用抵抗Ｒisの
端子電圧が基準値より下がるまで前記動作が継続する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】一次側制御ＩＣ１４の
過電流検出機能には平滑回路抵抗Ｒ31とコンデンサＣ31
による遅れ時間が有り、この時間だけはスイッチングト
ランジスタＱ1 がオンする。このオン幅は数百ns程度で
ある。このため一次側制御ＩＣ１４の過電流保護動作
は、スイッチング電源の出力が短絡もしくは短絡状態に
近い場合でも、一周期毎にスイッチングトランジスタＱ
1 をオンし、オン時間の短縮に限界があるため過電流保
護機能に限界が生じてしまう。図４のＡ〜Ｃは動作波形
図でありＡは正常状態を、Ｂは過電流保護状態を示して
いる。いずれもＯＣＰ（過電流保護）端子の設定レベル
を超えることはなく、過電流保護時はパルス幅が狭まる
ことで対応する。その状態は図４のＤの出力電圧−出力
電流特性線図において、保護動作電流Ｉa で出力電圧が
急減するような垂下型の保護動作で表される。しかし、
出力が短絡状態に近くなると、オン時間の短縮に限界が
あるため、過電流による制御機能の限界を超えてしま
い、スイッチングトランジスタＱ1 のドレイン電流がＯ
ＣＰ設定レベルを超えて急激に増加し（図４のＣ参
照）、それに伴って出力電流（短絡電流）が保護動作電
流Ｉa 以上に極端に増加し始める（図４のＤ参照）。こ
うした状態が続けば、当然、電源の破損という事態も生
じかねない。
過電流検出機能には平滑回路抵抗Ｒ31とコンデンサＣ31
による遅れ時間が有り、この時間だけはスイッチングト
ランジスタＱ1 がオンする。このオン幅は数百ns程度で
ある。このため一次側制御ＩＣ１４の過電流保護動作
は、スイッチング電源の出力が短絡もしくは短絡状態に
近い場合でも、一周期毎にスイッチングトランジスタＱ
1 をオンし、オン時間の短縮に限界があるため過電流保
護機能に限界が生じてしまう。図４のＡ〜Ｃは動作波形
図でありＡは正常状態を、Ｂは過電流保護状態を示して
いる。いずれもＯＣＰ（過電流保護）端子の設定レベル
を超えることはなく、過電流保護時はパルス幅が狭まる
ことで対応する。その状態は図４のＤの出力電圧−出力
電流特性線図において、保護動作電流Ｉa で出力電圧が
急減するような垂下型の保護動作で表される。しかし、
出力が短絡状態に近くなると、オン時間の短縮に限界が
あるため、過電流による制御機能の限界を超えてしま
い、スイッチングトランジスタＱ1 のドレイン電流がＯ
ＣＰ設定レベルを超えて急激に増加し（図４のＣ参
照）、それに伴って出力電流（短絡電流）が保護動作電
流Ｉa 以上に極端に増加し始める（図４のＤ参照）。こ
うした状態が続けば、当然、電源の破損という事態も生
じかねない。
【０００６】本発明の目的は、スイッチング電源の一次
側制御ＩＣの制御限界を超える過電流に対しても電源本
体を保護するスイッチング電源の過電流保護回路を提供
することである。
側制御ＩＣの制御限界を超える過電流に対しても電源本
体を保護するスイッチング電源の過電流保護回路を提供
することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明は、一次側に組み
込んだ過電流検出用抵抗とスイッチングトランジスタ、
及び該スイッチングトランジスタをオン・オフ制御する
一次側制御ＩＣを備えたスイッチング電源における過電
流保護回路である。上記目的を達成するため、本発明で
は、過電流検出用抵抗の両端電圧を抵抗で分圧して一次
側制御ＩＣの過電流保護端子に入力する。次に、過電流
検出用抵抗の両端間に第１の抵抗と第１のコンデンサと
の直列回路からなるノイズフィルタ部を設け、該第１の
コンデンサの端子電圧をダイオードを介して第２の抵抗
と第２のコンデンサとの並列回路に接続した電圧ピーク
ホールド部に供給し、該電圧ピークホールド部の出力を
一次側制御ＩＣの定電圧制御用入力端子に接続する。
込んだ過電流検出用抵抗とスイッチングトランジスタ、
及び該スイッチングトランジスタをオン・オフ制御する
一次側制御ＩＣを備えたスイッチング電源における過電
流保護回路である。上記目的を達成するため、本発明で
は、過電流検出用抵抗の両端電圧を抵抗で分圧して一次
側制御ＩＣの過電流保護端子に入力する。次に、過電流
検出用抵抗の両端間に第１の抵抗と第１のコンデンサと
の直列回路からなるノイズフィルタ部を設け、該第１の
コンデンサの端子電圧をダイオードを介して第２の抵抗
と第２のコンデンサとの並列回路に接続した電圧ピーク
ホールド部に供給し、該電圧ピークホールド部の出力を
一次側制御ＩＣの定電圧制御用入力端子に接続する。
【０００８】一次側制御ＩＣが定電圧制御部の入力に誤
差増幅器（オペアンプ）を内蔵している場合は、電圧ピ
ークホールド部の第２のコンデンサを一次側制御ＩＣの
誤差増幅器入力端子に接続する構成が望ましい。一次側
制御ＩＣが定電圧制御部の入力に誤差増幅器（オペアン
プ）を内蔵していない場合は、一次側制御ＩＣの出力電
圧のフィードバック端子にコレクタを接続し、ベース−
エミッタ間に電圧ピークホールド部の第２のコンデンサ
を接続したトランジスタを設ける。
差増幅器（オペアンプ）を内蔵している場合は、電圧ピ
ークホールド部の第２のコンデンサを一次側制御ＩＣの
誤差増幅器入力端子に接続する構成が望ましい。一次側
制御ＩＣが定電圧制御部の入力に誤差増幅器（オペアン
プ）を内蔵していない場合は、一次側制御ＩＣの出力電
圧のフィードバック端子にコレクタを接続し、ベース−
エミッタ間に電圧ピークホールド部の第２のコンデンサ
を接続したトランジスタを設ける。
【０００９】
【作用】通常の定電圧制御動作は従来技術と同様であ
る。本発明では過電流検出用抵抗の両端に発生する電圧
は大きく、それを分圧した低い電圧がＯＣＰ端子に印加
する。ＯＣＰ端子への入力電圧が設定レベルを超える
と、過電流保護状態となり、スイッチングトランジタの
オン幅を徐々に狭める。出力が短絡状態に近くなってオ
ン幅を狭められる限界値以下になるとＯＣＰ端子によっ
ては制御できなくなり電流は増加する。過電流検出用抵
抗の両端の電圧がＯＣＰ端子による制限電圧よりも更に
上昇すると、電圧ピークホールド部でダイオードを介し
て第２のコンデンサが充電される。このコンデンサは定
電圧制御入力端子に接続されており、コンデンサの端子
電圧が設定レベルを超えると電源の出力電圧が急上昇し
たという信号が一次側制御ＩＣ内の定電圧制御回路に入
力されることとなる。一次側制御ＩＣはパルス幅変調に
より出力電圧を一定値に保持しようとして、スイッチン
グトランジスタをオフすることで、過電流を阻止して電
源を保護する。
る。本発明では過電流検出用抵抗の両端に発生する電圧
は大きく、それを分圧した低い電圧がＯＣＰ端子に印加
する。ＯＣＰ端子への入力電圧が設定レベルを超える
と、過電流保護状態となり、スイッチングトランジタの
オン幅を徐々に狭める。出力が短絡状態に近くなってオ
ン幅を狭められる限界値以下になるとＯＣＰ端子によっ
ては制御できなくなり電流は増加する。過電流検出用抵
抗の両端の電圧がＯＣＰ端子による制限電圧よりも更に
上昇すると、電圧ピークホールド部でダイオードを介し
て第２のコンデンサが充電される。このコンデンサは定
電圧制御入力端子に接続されており、コンデンサの端子
電圧が設定レベルを超えると電源の出力電圧が急上昇し
たという信号が一次側制御ＩＣ内の定電圧制御回路に入
力されることとなる。一次側制御ＩＣはパルス幅変調に
より出力電圧を一定値に保持しようとして、スイッチン
グトランジスタをオフすることで、過電流を阻止して電
源を保護する。
【００１０】
【実施例】図１はスイッチング電源に組み込んだ過電流
保護回路の一例を示している。スイッチング電源の基本
構造は従来例とほぼ同じであり、一次側には入力整流回
路１０と入力コンデンサＣｉとスイッチングトランジス
タＱ1 を有し、スイッチングトランスＴを介して二次側
には整流平滑回路１２を有する。一次側制御ＩＣ１４に
よりスイッチングトランジスタＱ1 をオン・オフして、
スイッチングトランスＴを介して二次側に出力を生じさ
せ、整流平滑回路１２によって直流出力を得る。二次側
に定電圧制御用の出力電圧検出回路１６を配置し、検出
信号をフォトカプラＰＣより一次側制御ＩＣ１４のＦＢ
（フィードバック）端子に入力する。一次側制御ＩＣ１
４は出力電圧出信号を受け、パルス幅変調を行って、Ｏ
ＵＴ（出力）端子よりスイッチングトランジスタＱ1 の
オン・オフ時間を制御し、一定の出力電圧を得る。ここ
で、スイッチングトランジスタＱ1 はスイッチングスピ
ードが速い電界効果型トランジスタを用いるのが好まし
い。
保護回路の一例を示している。スイッチング電源の基本
構造は従来例とほぼ同じであり、一次側には入力整流回
路１０と入力コンデンサＣｉとスイッチングトランジス
タＱ1 を有し、スイッチングトランスＴを介して二次側
には整流平滑回路１２を有する。一次側制御ＩＣ１４に
よりスイッチングトランジスタＱ1 をオン・オフして、
スイッチングトランスＴを介して二次側に出力を生じさ
せ、整流平滑回路１２によって直流出力を得る。二次側
に定電圧制御用の出力電圧検出回路１６を配置し、検出
信号をフォトカプラＰＣより一次側制御ＩＣ１４のＦＢ
（フィードバック）端子に入力する。一次側制御ＩＣ１
４は出力電圧出信号を受け、パルス幅変調を行って、Ｏ
ＵＴ（出力）端子よりスイッチングトランジスタＱ1 の
オン・オフ時間を制御し、一定の出力電圧を得る。ここ
で、スイッチングトランジスタＱ1 はスイッチングスピ
ードが速い電界効果型トランジスタを用いるのが好まし
い。
【００１１】この電源の過電流保護回路は、２つの部分
からなる。まず第１の部分は、過電流検出用抵抗Ｒisの
両端に、抵抗ＲA ，ＲB を接続し、平滑用コンデンサＣ
3 で平滑して一次側制御ＩＣ１４のＯＣＰ端子に接続す
る構成である。過電流検出用抵抗Ｒisの抵抗値は、電源
出力が短絡に近い状態になったときに過電流検出用抵抗
Ｒisの両端電圧が２Ｖ程度になるように従来のものより
もやや大きな値に設定する。この時、過電流検出用抵抗
Ｒisの両端電圧を分圧した約０．２ＶでＯＣＰ端子に入
力するように、抵抗ＲA ，ＲB の抵抗値を設定する。
０．２Ｖは一次側制御ＩＣ１４の過電流保護動作電圧で
ある。つぎに第２の部分は、過電流検出用抵抗Ｒisの両
端間に第１の抵抗Ｒ1 と第１のコンデンサＣ1 との直列
回路からなるノイズフィルタ部１７を設け、該第１のコ
ンデンサＣ1 の端子電圧をダイオードＤを介して第２の
抵抗Ｒ2 と第２のコンデンサＣ2 との並列回路に接続し
た電圧ピークホールド部１８に供給し、該電圧ピークホ
ールド部１８の出力を一次側制御ＩＣ１４の定電圧制御
用入力端子に接続する構成である。
からなる。まず第１の部分は、過電流検出用抵抗Ｒisの
両端に、抵抗ＲA ，ＲB を接続し、平滑用コンデンサＣ
3 で平滑して一次側制御ＩＣ１４のＯＣＰ端子に接続す
る構成である。過電流検出用抵抗Ｒisの抵抗値は、電源
出力が短絡に近い状態になったときに過電流検出用抵抗
Ｒisの両端電圧が２Ｖ程度になるように従来のものより
もやや大きな値に設定する。この時、過電流検出用抵抗
Ｒisの両端電圧を分圧した約０．２ＶでＯＣＰ端子に入
力するように、抵抗ＲA ，ＲB の抵抗値を設定する。
０．２Ｖは一次側制御ＩＣ１４の過電流保護動作電圧で
ある。つぎに第２の部分は、過電流検出用抵抗Ｒisの両
端間に第１の抵抗Ｒ1 と第１のコンデンサＣ1 との直列
回路からなるノイズフィルタ部１７を設け、該第１のコ
ンデンサＣ1 の端子電圧をダイオードＤを介して第２の
抵抗Ｒ2 と第２のコンデンサＣ2 との並列回路に接続し
た電圧ピークホールド部１８に供給し、該電圧ピークホ
ールド部１８の出力を一次側制御ＩＣ１４の定電圧制御
用入力端子に接続する構成である。
【００１２】第１の部分の動作は、従来の技術で述べた
と同様に、一次側制御ＩＣ１４のＯＣＰ端子に過電流検
出信号を入力してスイッチングトランジスタＱ1 のオン
時間を強制的に狭める。第２の部分の動作は、第１の部
分の限界を超えた場合に、スイッチングトランジスタＱ
1 をオフさせる。出力が短絡もしくは短絡状態に近い場
合、出力電圧が減少するため、出力電圧検出回路１６の
出力電圧減少の信号がフォトカプラＰＣを通じて一次側
制御ＩＣ１４のＦＢ端子に入力される。一次側制御ＩＣ
１４のパルス幅変調により出力電圧を一定値に保持しよ
うとして、スイッチングトランジスタＱ1 のオン時間が
増加し過電流が流れる。この時点で、過電流保護回路の
第１の部分が、前記のような過電流保護動作を行う。過
電流検出用抵抗Ｒisの両端電圧を分圧して、一次側制御
ＩＣ１４のＯＣＰ端子に過電流保護動作電圧（０．２Ｖ
程度）を印加し、パルス幅を狭める動作が始まる。この
動作状態は、図５の出力電圧−出力電流特性線図におい
て、保護動作電流Ｉa で出力電圧が急減するような垂下
型の保護動作で表される。しかし、オン時間を狭めるの
に限界があるため、これによる過電流制御機能の限界を
超えてしまい、出力電流（短絡電流）が保護動作電流Ｉ
a 以上に増加し始める。すると第２の部分が機能する。
過電流状態を示す電圧信号はノイズフィルタ部１７で平
滑され、電圧ピークホールド部１８の第２のコンデンサ
Ｃ2 に充電されると同時に、ダイオードＤの働きにより
該コンデンサＣ2 の端子電圧のピークが保持される。保
護動作電流Ｉa を超えて過電流が増加した場合，第２の
コンデンサＣ2 の端子電圧も増加し、一次側制御ＩＣ１
４内の誤差増幅器（オペアンプ）の動作電圧に達する。
誤差増幅器（オペアンプ）が動作すると、出力電圧が急
激に増加したという信号が入力されたのと等価となり、
パルス幅変調によるスイッチングトランジスタがオフす
ることになる。その結果、図５に示すように、保護動作
電流Ｉb で出力電圧が零となり、過電流が流れず電源を
保護できる。高電圧出力においてはトランスのリーケー
ジインダクタンスが小さくなり、短絡した場合、過電流
がより多く流れるため、この保護回路は特に有効であ
る。
と同様に、一次側制御ＩＣ１４のＯＣＰ端子に過電流検
出信号を入力してスイッチングトランジスタＱ1 のオン
時間を強制的に狭める。第２の部分の動作は、第１の部
分の限界を超えた場合に、スイッチングトランジスタＱ
1 をオフさせる。出力が短絡もしくは短絡状態に近い場
合、出力電圧が減少するため、出力電圧検出回路１６の
出力電圧減少の信号がフォトカプラＰＣを通じて一次側
制御ＩＣ１４のＦＢ端子に入力される。一次側制御ＩＣ
１４のパルス幅変調により出力電圧を一定値に保持しよ
うとして、スイッチングトランジスタＱ1 のオン時間が
増加し過電流が流れる。この時点で、過電流保護回路の
第１の部分が、前記のような過電流保護動作を行う。過
電流検出用抵抗Ｒisの両端電圧を分圧して、一次側制御
ＩＣ１４のＯＣＰ端子に過電流保護動作電圧（０．２Ｖ
程度）を印加し、パルス幅を狭める動作が始まる。この
動作状態は、図５の出力電圧−出力電流特性線図におい
て、保護動作電流Ｉa で出力電圧が急減するような垂下
型の保護動作で表される。しかし、オン時間を狭めるの
に限界があるため、これによる過電流制御機能の限界を
超えてしまい、出力電流（短絡電流）が保護動作電流Ｉ
a 以上に増加し始める。すると第２の部分が機能する。
過電流状態を示す電圧信号はノイズフィルタ部１７で平
滑され、電圧ピークホールド部１８の第２のコンデンサ
Ｃ2 に充電されると同時に、ダイオードＤの働きにより
該コンデンサＣ2 の端子電圧のピークが保持される。保
護動作電流Ｉa を超えて過電流が増加した場合，第２の
コンデンサＣ2 の端子電圧も増加し、一次側制御ＩＣ１
４内の誤差増幅器（オペアンプ）の動作電圧に達する。
誤差増幅器（オペアンプ）が動作すると、出力電圧が急
激に増加したという信号が入力されたのと等価となり、
パルス幅変調によるスイッチングトランジスタがオフす
ることになる。その結果、図５に示すように、保護動作
電流Ｉb で出力電圧が零となり、過電流が流れず電源を
保護できる。高電圧出力においてはトランスのリーケー
ジインダクタンスが小さくなり、短絡した場合、過電流
がより多く流れるため、この保護回路は特に有効であ
る。
【００１３】他の例として、図２に示すようなＦＢ端子
を利用した過電流保護回路がある。これは一次側制御Ｉ
Ｃ１４が定電圧制御の入力に誤差増幅器（オペアンプ）
を内蔵していない場合に適用できる回路である。過電流
保護回路の第１の部分は前記実施例と同一である。第２
の部分は、一次側制御ＩＣ１４の出力電圧のＦＢ（フィ
ードバック）端子にコレクタを接続し、ベース−エミッ
タ間に電圧ピークホールド部の第２のコンデンサＣ2 を
接続したトランジスタＱ2 を設ける。
を利用した過電流保護回路がある。これは一次側制御Ｉ
Ｃ１４が定電圧制御の入力に誤差増幅器（オペアンプ）
を内蔵していない場合に適用できる回路である。過電流
保護回路の第１の部分は前記実施例と同一である。第２
の部分は、一次側制御ＩＣ１４の出力電圧のＦＢ（フィ
ードバック）端子にコレクタを接続し、ベース−エミッ
タ間に電圧ピークホールド部の第２のコンデンサＣ2 を
接続したトランジスタＱ2 を設ける。
【００１４】第１の部分の保護限界を超える電流が流れ
た場合、第２の部分は次の動作を行う。前例の回路と同
じく、過電流を示す信号は、ノイズフィルタ部１７で平
滑され、電圧ピークホールド部１８の第２のコンデンサ
Ｃ2 に充電されると同時に、ダイオードＤの働きにより
該コンデンサＣ2 の端子電圧のピークが保持される。過
電流が増加すると共に、第２のコンデンサＣ2 の端子電
圧も増加し、トランジスタＱ2 は動作電圧に達してオン
する。ＦＢ端子の電圧が急激に低下する。これは出力電
圧が上昇し、フォトカプラＰＣのフォトトランジスタの
コレクタ電流が異常増加したと同様な状態である。従っ
て、一次側制御ＩＣ１４は、スイッチング電源のスイッ
チングトランジスタＱ1 をオフする。前記実施例同様
に、保護動作電流Ｉb で出力電圧が零となり、過電流が
流れず電源を保護できる。
た場合、第２の部分は次の動作を行う。前例の回路と同
じく、過電流を示す信号は、ノイズフィルタ部１７で平
滑され、電圧ピークホールド部１８の第２のコンデンサ
Ｃ2 に充電されると同時に、ダイオードＤの働きにより
該コンデンサＣ2 の端子電圧のピークが保持される。過
電流が増加すると共に、第２のコンデンサＣ2 の端子電
圧も増加し、トランジスタＱ2 は動作電圧に達してオン
する。ＦＢ端子の電圧が急激に低下する。これは出力電
圧が上昇し、フォトカプラＰＣのフォトトランジスタの
コレクタ電流が異常増加したと同様な状態である。従っ
て、一次側制御ＩＣ１４は、スイッチング電源のスイッ
チングトランジスタＱ1 をオフする。前記実施例同様
に、保護動作電流Ｉb で出力電圧が零となり、過電流が
流れず電源を保護できる。
【００１５】
【発明の効果】本発明は、従来の一次側制御ＩＣの過電
流保護回路に加えて、定電圧制御端子に過電流検出信号
を印加しパルス幅変調を利用してスイッチングトランジ
スタをオフするようにしたから、短絡あるいは短絡に近
い状態となっても、直ちにスイッチングトランジスタを
オフして電源の破損を防止できる。特にスイッチングト
ランスのリーケージインダクタンスが小さくなる高電圧
出力においては、短絡電流が多くなるため有効である。
流保護回路に加えて、定電圧制御端子に過電流検出信号
を印加しパルス幅変調を利用してスイッチングトランジ
スタをオフするようにしたから、短絡あるいは短絡に近
い状態となっても、直ちにスイッチングトランジスタを
オフして電源の破損を防止できる。特にスイッチングト
ランスのリーケージインダクタンスが小さくなる高電圧
出力においては、短絡電流が多くなるため有効である。
【図１】本発明に係るスイッチング電源の過電流保護回
路の一実施例。
路の一実施例。
【図２】本発明に係るスイッチング電源の過電流保護回
路の他の実施例。
路の他の実施例。
【図３】従来のスイッチング電源の過電流保護回路の一
例。
例。
【図４】従来の動作波形図及び出力電圧−出力電流特性
線図。
線図。
【図５】本発明の出力電圧−出力電流特性線図。
１４ 一次側制御ＩＣ １７ ノイズフィルタ部 １８ 電圧ピークホールド部 Ｒis 過電流検出抵抗 Ｑ1 スイチッングトランジスタ Ｒ1 第１の抵抗 Ｒ2 第２の抵抗 Ｃ1 第１のコンデンサ Ｃ2 第２のコンデンサ Ｄ ダイオード
Claims (3)
- 【請求項１】 一次側に組み込んだ過電流検出用抵抗と
スイッチングトランジスタ、及び該スイッチングトラン
ジスタをオン・オフ制御する一次側制御ＩＣを備えたス
イッチング電源において、過電流検出用抵抗の両端電圧
を抵抗で分圧して一次側制御ＩＣの過電流保護端子に入
力し、過電流検出用抵抗の両端間に第１の抵抗と第１の
コンデンサとの直列回路からなるノイズフィルタ部を設
け、該第１のコンデンサの端子電圧をダイオードを介し
て第２の抵抗と第２のコンデンサとの並列回路に接続し
た電圧ピークホールド部に供給し、該電圧ピークホール
ド部の出力を一次側制御ＩＣの定電圧制御用入力端子に
接続したことを特徴とするスイッチング電源の過電流保
護回路。 - 【請求項２】 電圧ピークホールド部の第２のコンデン
サを一次側制御ＩＣの誤差増幅器入力端子に接続した請
求項１記載のスイッチング電源の過電流保護回路。 - 【請求項３】 一次側制御ＩＣの出力電圧のフィードバ
ック端子にトランジスタのコレクタを接続し、そのベー
ス−エミッタ間に電圧ピークホールド部の第２のコンデ
ンサを接続した請求項１記載のスイッチング電源の過電
流保護回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3872692A JPH05211715A (ja) | 1992-01-29 | 1992-01-29 | スイッチング電源の過電流保護回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3872692A JPH05211715A (ja) | 1992-01-29 | 1992-01-29 | スイッチング電源の過電流保護回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05211715A true JPH05211715A (ja) | 1993-08-20 |
Family
ID=12533334
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3872692A Pending JPH05211715A (ja) | 1992-01-29 | 1992-01-29 | スイッチング電源の過電流保護回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05211715A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006353048A (ja) * | 2005-06-20 | 2006-12-28 | Origin Electric Co Ltd | 電源装置 |
| US7161783B2 (en) | 2003-04-08 | 2007-01-09 | Funai Electric Co., Ltd. | Overcurrent protection circuit for switching power supply |
| WO2010104172A1 (ja) * | 2009-03-13 | 2010-09-16 | 富士電機システムズ株式会社 | スイッチング電源装置、集積回路およびスイッチング電源装置の動作状態設定方法 |
| JP2021090325A (ja) * | 2019-12-06 | 2021-06-10 | ニチコン株式会社 | スイッチング電源制御装置 |
-
1992
- 1992-01-29 JP JP3872692A patent/JPH05211715A/ja active Pending
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7161783B2 (en) | 2003-04-08 | 2007-01-09 | Funai Electric Co., Ltd. | Overcurrent protection circuit for switching power supply |
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| JP4677292B2 (ja) * | 2005-06-20 | 2011-04-27 | オリジン電気株式会社 | 電源装置 |
| WO2010104172A1 (ja) * | 2009-03-13 | 2010-09-16 | 富士電機システムズ株式会社 | スイッチング電源装置、集積回路およびスイッチング電源装置の動作状態設定方法 |
| CN102369654A (zh) * | 2009-03-13 | 2012-03-07 | 富士电机株式会社 | 开关电源装置、集成电路和开关电源装置的动作状态设定方法 |
| US8531163B2 (en) | 2009-03-13 | 2013-09-10 | Fuji Electric Co., Ltd. | Switching power supply device, integrated circuit, and switching power supply device operation condition setting method |
| JP5365686B2 (ja) * | 2009-03-13 | 2013-12-11 | 富士電機株式会社 | スイッチング電源装置、集積回路およびスイッチング電源装置の動作状態設定方法 |
| JP2021090325A (ja) * | 2019-12-06 | 2021-06-10 | ニチコン株式会社 | スイッチング電源制御装置 |
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