JPH05211769A - スイッチモード電源 - Google Patents

スイッチモード電源

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JPH05211769A
JPH05211769A JP3289089A JP28908991A JPH05211769A JP H05211769 A JPH05211769 A JP H05211769A JP 3289089 A JP3289089 A JP 3289089A JP 28908991 A JP28908991 A JP 28908991A JP H05211769 A JPH05211769 A JP H05211769A
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Barry N Carroll
バリー・エヌ・キャロル
Jean Howard Ho
ジーン・ホワード・ホ
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Abstract

(57)【要約】 【構成】直流電圧源を備える手段２４、１次インダクタ
ンス３２と２次インダクタンス６０、６２とを有する変
換器３４、調整された出力電圧を提供するために上記２
次インダクタンス６０、６２に接続されている手段８
０、端子３０、３６間に接続されているコンデンサ１５
６、ＭＯＳトランジスタ４２、端子３６とドレイン端子
４０との間に直列に接続されているインダクタ３８、上
記１次インダクタンスを通る電流をモニタする手段９
４、及び、上記調整された出力電圧と上記モニタ手段９
４とゲート端子４６とに接続されており、上記ゲート端
子に制御信号を供給して上記トランジスタ４２をオン及
びオフさせることによりスイッチング動作を起こさせる
手段９４を備えるスイッチモード電源。 【効果】トランジスタ４２の疲労を減少させ、全体の効
率を増加させ、導電及び放射による電磁妨害を減少させ
る。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、スイッチングトランジ
スタの疲労（stress）を減少させ、かつ、スイッチモー
ド電源の全体としての効率を増すために用いられるスナ
バ（snubber：変換回路素子）回路を備えるスイッチモ
ード電源に関する。
【０００２】
【従来の技術】コンピュータシステムはより小さく、よ
り複雑になって来ている。これらは高周波であるので、
より小さくより軽い電力変換器及びフィルタ部品が要求
されている。そのため、直流変換装置（ＤＣコンバー
タ）、すなわちスイッチモード電源がコンピュータシス
テムに電力を供給するために用いられている。一般的に
は、スイッチモード電源は交流電圧を直流電圧に変換
し、この直流電圧は変換器の１次インダクタンスの端子
のひとつに接続される。１次インダクタンスのもう一方
の端子は、直流電圧源のリターン（return）へもどる導
電性通路を備えるトランジスタスイッチに接続されてい
る。
【０００３】トランジスタスイッチは、変換器の１次イ
ンダクタンスを通る電流を制御する。トランジスタスイ
ッチがオンすると、スイッチは閉じられるので、電流
は、直流電圧源から変換器の１次インダクタンス及びト
ランジスタスイッチを通って直流電圧源のリターンへも
どる。トランジスタスイッチがオフすると、スイッチが
開かれるので、トランジスタスイッチ及び変換器の１次
インダクタンスを通っての電流が妨害される。電流から
のエネルギは、変換器を通って２次インダクタンス、及
び、スイッチモード電源の出力値に調整された電圧源を
備える出力回路に送られる。パルス幅変調器（ＰＷＭ）
回路は、フィードバック回路を通して出力電圧をモニタ
し、所望のときにトランジスタスイッチをオン、オフす
るためにトランジスタスイッチの制御端子に接続されて
いる活性信号を発生する。
【０００４】この活動信号は方形波であり、その周波数
はＰＷＭの内部発振器により決定される。この信号がハ
イになるとトランジスタスイッチがオンになって電流を
流し、この信号がロウになるとトランジスタスイッチが
オフになる。各サイクルにおけるオンからオフまでの時
間はパルス幅に関係する。もし出力電圧レベルが落ち始
めると、ＰＷＭ回路は各パルスの幅を増加させるので、
ある与えられた回路でより長くトランジスタスイッチを
オンさせておくことができ、これにより大量の電力を出
力回路に送ることが可能になり、このことは結局、出力
電圧を正常レベルにもどすための出力電圧を増加させ
る。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】変換器のインダクタン
スは電流のいかなる変化に対しても抵抗するので、スイ
ッチングの間はトランジスタスイッチは疲労を受ける。
トランジスタがオフするとき、トランジスタを通る導電
性通路の抵抗は、導電性通路がカットオフされるまで
は、急速に増加する。トランジスタを通る導電性通路が
カットオフされると、１次インダクタンスを通る電流は
トランジスタスイッチからそらされ、次のサイクルが始
まるまでに除去される。スナバ回路は、上記電流をスイ
ッチングトランジスタからそらし、この外部エネルギを
吸収する。
【０００６】従来のスナバ回路は、エネルギを熱に変え
てしまう抵抗を通して、この電流を逃がしていた。上記
熱エネルギは、スイッチモード電源の過熱を防ぐために
素早く拡散させる必要がある。従来使われていた熱拡散
のための部品及び抵抗器は、多大のスペースを占拠し、
かつ、スイッチモード電源のコストを上昇させるもので
あった。さらに、このエネルギは熱となって失われるも
のであるから、全体の効率を下げるものであった。
【０００７】スイッチングトランジスタがオフするとき
に、２次インダクタンスからの漏れインダクタンスのた
めに１次インダクタンスにかかる電圧スパイクが現れ
る。この電圧スパイクは、トランジスタに疲労を与え、
もし電圧が最大定格電圧を越えるものであればトランジ
スタを破壊するものである。クランプ回路は、１次イン
ダクタンスにかかる電圧を直流電圧源レベルにクランプ
することにより、電圧スパイクのピーク電圧を減少させ
る。損失を生じるクランプ回路は、上記電圧スパイク中
のエネルギを、抵抗器にかかる電圧に置き換えることに
より熱に変える。このことは、不必要な熱を増すだけで
はなく、スイッチモード電源の効率を減少させる。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明の損失のないスナ
バ回路を備えるスイッチモード電源は、スイッチングト
ランジスタへの疲労を減少させ、スイッチモード電源の
全体としての効率を増加させる。さらに、本発明の損失
のないスナバ回路を備えるスイッチモード電源は、導電
及び放射による電磁妨害（ＥＭＩ）を減少させ、従来の
スナバ回路に比べてより少量のエネルギを拡散させるに
過ぎない。
【０００９】本発明のスナバ回路は、変換器の１次イン
ダクタンスと並列に接続されているスナバコンデンサ
と、１次インダクタンスとトランジスタスイッチとの間
に直列に置かれたスナバインダクタとを含む。
【００１０】トランジスタがオンするとき、電流は１次
インダクタンス及びスナバインダクタンスを通って流
れ、コンデンサは１次インダクタンスにかかっている電
圧までチャージされる。トランジスタがオフになり始め
ると、上記電流が急激に減少するため１次インダクタン
スにかかる電圧の極性が反対になる。コンデンサはこの
電圧の急激な変化に抵抗し反対の極性にチャージされる
ので、１次インダクタンスにかかる電圧の変化率は制限
される。つまりこのことは、スイッチングトランジスタ
における電圧上昇率を制限するので、放射される電磁波
を減少させる。さらに、スナバコンデンサはこのチャー
ジを次のサイクルが始まりトランジスタが再びオンする
まで保って置き、このチャージは１次インダクタンスに
与えられ変換器中に貯えられる。それゆえ、このチャー
ジのエネルギの大半は熱として失われることがなく、ス
イッチモード電源の出力に移されるだけであるので、効
率は高められる。さらに、スナバコンデンサは、大量の
電力を消費することなくトランジスタのスイッチング損
失を増す。
【００１１】スナバインダクタは、トランジスタが完全
なオフ状態になると呼び出し信号を吸収し、伝導放射を
減少させる。上記直列インダクタ中に拡散した電力の総
量はかなり少なく、少量の熱しか発しない。トランジス
タスイッチが再びオンになり始めるとき、スナバインダ
クタは、このインダクタ中を流れる電流がないことか
ら、最初は高インピーダンスの状態にある。このインピ
ーダンスはトランジスタのオンに要する時間を増加さ
せ、上記直列インダクタが飽和するまではＥＭＩを再び
減少させる。さらに、スナバインダクタは、トランジス
タがオンしたときに、トランジスタがスナバコンデンサ
と直流電圧源のリターンとをショートさせないようにす
る。
【００１２】損失のないクランプ回路は、同じコア上に
配置されたダイオード及びインダクタンスからなるが、
このインダクタンスは上記変換器の１次インダクタンス
とは異位相に結合される。上記ダイオード及び結合イン
ダクタンスは、上記直流電圧源上記とリターンとの間に
直列に接続される。トランジスタがオンの間は、上記結
合インダクタンスに誘導される電圧は上記ダイオードを
逆方向バイアスするので、電流がクランプ回路を流れる
ことが妨げられる。トランジスタがオフの間は、上記結
合インダクタンスの極性が反対になるので、上記ダイオ
ードは順方向バイアスされ、電流が上記クランプ回路を
流れ得る。
【００１３】上記結合インダクタンスにかかる電圧は、
直流電圧源圧から上記ダイオードの順方向バイアス電圧
を引いた値にクランプされる。上記２つのインダクタン
スは結合されているから、１次インダクタンスも同様に
直流電圧源圧にクランプされる。２次インダクタンスか
らの漏れインダクタンスから生じたどのような電圧も減
少させられ、エネルギは直流電圧源により吸収される。
それゆえ、このエネルギは、抵抗器に向けられることは
ないので不必要な熱に変換されることもなく、再利用さ
れるために直流電圧源に送られる。つまり、エネルギが
貯えられ熱として拡散することがないので、スイッチモ
ード電源の効率は増加するのである。本発明は、以下の
実施例及び図面によりさらに明らかにされる。
【００１４】
【実施例】図１は、フライバック変換器及び損失のない
スナバ回路を用いた本発明のスイッチモード電源の概略
図である。交流電源２０は、その出力が全波ブリッジ整
流器２４に接続されている入力ＥＭＩフィルタ２２に接
続される。全波整流器２４の出力の正側はＶＤＣと記さ
れるスイッチモード電源の直流電圧源であり、負すなわ
ちブリッジ２４の出力のリターン側はパワーコモンと記
される。
【００１５】コンデンサ２６は、直流電圧源ＶＤＣのた
めのフィルタコンデンサであり、ＶＤＣとパワーコモン
との間に接続されている。変換器３４の１次インダクタ
ンス３２の端子３０はＶＤＣに接続されており、１次イ
ンダクタンス３２のもう一方の端子３６はスナバインダ
クタ３８の一端に接続されている。スナバインダクタ３
８の他端はスイッチングトランジスタ４２の入力端子４
０に接続されており、トランジスタ４２の出力端子４４
は電流検出抵抗器４８の一端に接続されている。電流検
出抵抗器４８の他端はコントロールコモンと記されるラ
インに接続されている。スイッチングトランジスタ４２
は、コントロール回路を簡単にし、スイッチモード電源
の効率を高めることからＭＯＳＦＥＴが好ましい。
【００１６】トランジスタ４２のスイッチがオンすると
き、電流はＶＤＣから１次インダクタンス３２、スナバ
インダクタ３８、スイッチングトランジスタ４２、最後
に電流検出抵抗器４８を通ってコントロールコモンに流
れる。１次インダクタンス３２を流れる電流のエネルギ
は、トランジスタ４２がオンの間は変換器３４のコア５
０に貯えられる。電流が１次インダクタンス３２を通っ
て流れるときは、その間の電圧は端子３０において正に
（positively）検出される。１次インダクタンス３２及
び結合インダクタンス５４が変換器３４の同じコアの周
りに置かれているので、結合インダクタンス５４にかか
る電圧は端子５２において正に検出される。
【００１７】結合インダクタンス５４の端子５２は、ダ
イオード５８のカソードに接続されており、結合インダ
クタンス５４のもう一方の端子５６はＶＤＣに接続され
ている。ダイオード５８のアノードはパワーコモンに接
続されている。結合インダクタンス５４にかかる電圧は
端子５２において正に検出されるから、ダイオード５８
は逆方向バイアスされており、そのためトランジスタ４
２がオンの間は結合インダクタンス５４を通る電流が流
れない。同様に、変換器３４の２次インダクタンス６０
及び６２にかかる比例（proportional）電圧は、端子６
４及び６６においてそれぞれ正に検出される。
【００１８】２次インダクタンス６０のもう一方の端子
６８は、ダイオード７２のアノードに接続されており、
２次インダクタンス６２のもう一方の端子７０はダイオ
ード７４のアノードに接続されている。ダイオード７２
及び７４のカソードは一つに接続され、その出力電圧信
号はＶｏｕｔと記される。コンデンサ７６はダイオード
７２と並列に接続され、コンデンサ７８はダイオード７
４と並列に接続されている。コンデンサ７６及び７８
は、ＥＭＩリダクション機能を備えている。インダクタ
ンス６０の端子６４とインダクタンス６２の端子６６は
一つに接続され、その信号は出力コモンと記される。ス
イッチモード電源の出力電圧をフィルタする出力フィル
タ８０は、Ｖｏｕｔと出力コモンとの間に接続されてい
る。
【００１９】トランジスタ４２がオンしている間、端子
６４及び６６においてそれぞれ正に検出される２次イン
ダクタンス６０及び６２にかかる電圧は、ダイオード７
２及び７４を逆方向にバイアスするので、電流はインダ
クタンス６０及び６２を通っては流れない。トランジス
タスイッチ４２がオフになり始めると、その入力端子４
０と出力端子４４との間の抵抗が急激に増加し、それに
よって１次インダクタンス３２を流れる電流が妨害さ
れ、この電流は素早く減少する。インダクタにかかる電
圧はそこを流れる電流の変化率に比例するため、１次イ
ンダクタンス３２にかかる電圧の極性が反対になると、
端子３０において電圧は負に検出される。
【００２０】結合インダクタンス５４にかかる電圧は、
ＶＤＣとパワーコモンからダイオード５８での電圧降下
をマイナスした値との間の電圧にクランプされる。１次
インダクタンス３２は結合インダクタンス５４と結合さ
れているので、１次インダクタンス３２もＶＤＣからダ
イオード５８での電圧降下をマイナスした電圧にクラン
プされる。トランジスタスイッチングの間に２次インダ
クタンス６０及び６２からの漏れインダクタンスにより
生成される電圧スパイクは、ダイオード５８と結合イン
ダクタンス５４とで形成されるクランプ回路により減少
させられる。このエネルギはＶＤＣ電源に移され、そこ
で吸収される。つまり抵抗を通して熱が失われることが
ないからスイッチモード電源の効率が増加することとな
るが、このことは図２において詳しく説明される。この
電圧スパイクは、トランジスタ４２の入力端子４０にお
ける電圧を増加させ、かつ、トランジスタ４２の最大定
格電圧を潜在的に上回るものである。
【００２１】２次インダクタンス６０及び６２は１次イ
ンダクタンス３２に結合されているので、トランジスタ
スイッチ４２がオフすると２次インダクタンス６０及び
６２にかかる電圧も極性を反対にする。よって、上記電
圧は端子６４及び６６においてそれぞれ負に検出される
からダイオード７２及び７４が順方向にバイアスされ、
電流が２次インダクタンス６０及び６２、ダイオード７
２及び７４を通ってＶｏｕｔに流れることが可能にな
る。つまり、トランジスタスイッチ４２がオフすると
き、変換器３４のコアに貯えられたエネルギはスイッチ
モード電源の出力に移される。
【００２２】同様に、トランジスタスイッチ４２がオフ
のときは結合インダクタンス５４にかかる電圧は極性が
反対であるので、端子５２において検出される電圧は負
である。ダイオード５８はそのとき順方向にバイアスさ
れているから、電流はダイオード５８、及び、インダク
タンス５４を通って流れることが可能になる。
【００２３】Ｖｏｕｔと出力コモンとの間の出力電圧
は、出力電圧を比例電流に変換するフィードバック回路
８２に入力される。フィードバック回路８２は、この電
流を光結合器８４の内部にある発光ダイオード（ＬＥ
Ｄ）８６のアノードに供給する。ＬＥＤ８６のカソード
はフィードバック回路８２のリターンに接続される。光
結合器８４は、スイッチモード電源に含まれているパル
ス幅変調制御器（ＰＷＭ）９４のスイッチング周波数か
ら出力回路を分離し、接地絶縁を備える。ＰＷＭ９４は
スイッチモード電源に必要とされる制御能力、第１にト
ランジスタスイッチ４２を活性化して正確な出力電圧を
供給することに関する能力を備える。
【００２４】ＰＷＭ９４の特徴及び操作は当業者にはよ
く知られているが、本発明について明らかにするために
ここで説明する。交流ＰＷＭ技術の使用及び制御は当業
者にはたやすく理解され、本発明において利用されても
よい。光結合器８４の内部トランジスタ８８の入力すな
わちコレクタ端子９０は、ＰＷＭ９４のＶＲＥＦすなわ
ち電圧基準出力に接続されている。トランジスタ８８の
出力すなわちエミッタ９２は、ＰＷＭ９４の電圧フィー
ドバック入力すなわちＶＦＢに接続されている。抵抗器
９３は、ＰＷＭ９４の入力ＶＦＢとコントロールコモン
との間に接続されている。電流がＬＥＤ８６を流れる
と、トランジスタ８８が活性化され、出力電圧Ｖｏｕｔ
に比例する電圧である抵抗９３にかかる電圧を生じさせ
る。ＰＷＭ９４は、ＶＲＥＦ電圧とＰＷＭ９４のＶＦＢ
入力に表れる比例電圧とを比較する内部コンパレータを
有しているので、ＰＷＭ９４は、Ｖｏｕｔをモニタする
ことができ、所望のパルス幅を決定することができる。
好ましい例としては、ＶＲＥＦは２．５ボルトである。
フィルタコンデンサ９６がＶＲＥＦとコントロールコモ
ンとの間に接続されている。
【００２５】ＰＷＭ９４の電圧供給入力すなわちＶＣＣ
は、抵抗器９８の一端に接続され、抵抗器９８の他の一
端は直流電圧源であるＶＤＣに接続されている。ＶＤＣ
はスイッチモード電源起き上がり段階においてＰＷＭ９
４に電力を供給する。変換器３４のもうひとつのインダ
クタンス１０２の端子１０４は、コントロールコモンに
接続されており、もう一方の端子１０６は抵抗器１０８
の一端に接続されている。抵抗器１０８の他端はダイオ
ード１１０のアノードに接続されており、ダイオード１
１０のカソードはＰＷＭ９４のＶＣＣ入力に接続されて
いる。
【００２６】スイッチモード電源が正常に作動を始める
と、変換器３４はインダクタンス１０２を通してＰＷＭ
９４に電力を供給する。ダイオード１１０は負電圧がＰ
ＷＭ９４に送られることを防ぐ半波整流器である。コン
デンサ１１２は、ＰＷＭ９４に供給される電圧をフィル
タするため及びトランジスタ４２に駆動電流を供給する
ために、ＶＣＣとＰＷＭ９４のＧＮＤ入力との間に接続
されている。ＰＷＭ９４のＧＮＤ入力はコントロールコ
モンに接続されている。ツェナーダイオード１１４のア
ノードはＰＷＭ９４のＧＮＤ入力に接続されており、カ
ソードはＰＷＭ９４を高電圧から守るためにＰＷＭ９４
のＶＣＣに接続されている。
【００２７】抵抗器１１６はＶＲＥＦとＰＷＭ９４のＲ
Ｔ／ＣＴ入力との間に接続されており、コンデンサ１１
８はＰＷＭ９４のＧＮＤ入力とＲＴ／ＣＴ入力との間に
接続されている。抵抗器１１６及びコンデンサ１１８は
ＰＷＭ９４の活性方形波出力の周波数を決定する。抵抗
器１２０は、ＰＷＭ９４の出力とスイッチングトランジ
スタ４２の制御端子（好ましい例としてはゲート）４６
との間に接続されている。他の抵抗器１２２は、起き上
がり時の誤ったオンパルスを防ぐために、トランジスタ
４２の制御端子４６とコントロールコモンとの間に接続
されている。ＰＷＭ９４の方形波出力がハイであると
き、電圧は抵抗器１２０及び１２２により分けられ、ト
ランジスタ４２をオンにする端子である制御端子４６に
送られる。ＰＷＭの上記出力がロウであるときトランジ
スタ４２はオフである。
【００２８】ダイオード１３６のアノードはＰＷＭ９４
の出力に接続されており、ダイオード１３６のカソード
はＰＷＭ９４のＶＣＣ入力に接続されている。ダイオー
ド１３６は、ＰＷＭ９４の出力をＶＣＣ入力にクランプ
することによってＰＷＭ９４を保護する。このように、
もしスイッチングトランジスタ４２がショートすると、
ＰＷＭ９４の出力はＰＷＭ９４のＶＣＣ入力以上には上
昇しないであろう。
【００２９】ダイオード１３８のアノードはインダクタ
ンス１０２の端子１０４に接続されており、ダイオード
１３８のカソードはＰＷＭ９４の出力に接続されてい
る。ダイオード１３８は、ＰＷＭ９４の制御出力での出
力電圧がコントロールコモンレベル以下に下がらないよ
うにすることでＰＷＭを保護する。ツェナーダイオード
１４０のアノードはパワーコモンに接続されており、カ
ソードはトランジスタ４２の出力端子４４に接続されて
おりＰＷＭ９４を保護する。
【００３０】抵抗器１２６はＰＷＭ９４の限界電流検出
入力すなわちＩＳＥＮＳＥに接続されており、抵抗器１
２６の他端は抵抗器１２４の一端に接続されている。抵
抗器１２４の他端はトランジスタ４２の出力端子４４に
接続されている。抵抗器１３２及び抵抗器１３４は、Ｐ
ＷＭ９４のＩＳＥＮＳＥ入力とコントロールコモンとの
間に並列に接続されている電力トリム抵抗器である。抵
抗器１３３はＩＳＥＮＳＥ入力とＶＲＥＦ入力との間に
接続されている。抵抗器１３２、１３３及び１３４は正
確な値にトリムされているのでＰＷＭ９４のＩＳＥＮＳ
Ｅ入力における電圧は非常に正確である。トランジスタ
４２がオンするとき、検出抵抗器４８に電流が流れ、そ
の電流が抵抗器４８に電圧を生じさせ、上記電流は、抵
抗器１２６、１２４、１３２及び１３４により形成され
ている分圧器を通してＰＷＭ９４のＩＳＥＮＳＥ入力に
おいて検出される。このようにＰＷＭ９４は、ＩＳＥＮ
ＳＥにおいて１次インダクタンス３２を流れる電流をモ
ニタする。電流量が大きくなり過ぎたときにはＰＷＭ９
４はパルス幅を制限することによりスイッチモード電源
のダメージを避けることができる。コンデンサ１２８の
一端は抵抗器１２６と１２４との間の結合部に接続され
ており、コンデンサ１２８の他端はコントロールコモン
に接続されている。コンデンサ１３０は検出抵抗器４８
と並列に接続されている。コンデンサ１２８及びコンデ
ンサ１３０はＰＷＭ９４のＩＳＥＮＳＥ入力のためのフ
ィルタコンデンサである。
【００３１】抵抗器１００は、直流電圧源ＶＤＣと抵抗
器１２６及び１２４の結合部との間に接続されている。
抵抗器１００は、もしＶＤＣが変化すればＩＳＥＮＳＥ
入力でのＰＷＭ９４の電流検出モニタがＶＤＣの変化に
逆らう変化をするように、フィードフォワード補償とし
て機能する。たとえば、もし交流電源２０の電圧が正常
状態よりも低ければ，ＶＤＣもそれに伴って低くなり、
ＩＳＥＮＳＥ電圧が低下し、ＰＷＭ９４はこの低い電圧
状態に対抗してパルス幅を増加させる。
【００３２】コンデンサ１４２及び抵抗器１４４はＶＦ
ＢとＰＷＭ９４の補償入力すなわちＣＯＭＰとの間に接
続されている。抵抗器１４４及びコンデンサ１４２は、
ＰＷＭ９４のＶＦＢ入力において検出される電圧フィー
ドバックループへの補償を提供するために、ＰＷＭ９４
中の内部エラー増幅器のための負のフィードバックを提
供する。
【００３３】以上に述べたように、ＰＷＭ９４のＩＳＥ
ＮＳＥ入力は電流制限器を備えているので、ＰＷＭ９４
は、スイッチモード電源の出力において大量の電流が流
れていればパルス幅を制限することができる。フィルタ
コンデンサ１３０及び１２８はこのフィードバックルー
プを減速させるので、出力がショートした場合ＰＷＭ９
４を遮断する迅速な方法がなければスイッチモード電源
はダメージを受けるであろう。ダイオード１４６、ＮＰ
Ｎトランジスタ１４８、抵抗器１５０、抵抗器１５４及
びコンデンサ１５２はこの過電流状態を検出して素早く
ＰＷＭ９４を遮断する手段を提供する。ＰＷＭ９４のＣ
ＯＭＰ入力はダイオード１４６のアノードに接続されて
おり、ダイオード１４６のカソードはトランジスタ１４
８のコントローラに接続されている。トランジスタ１４
８のエミッタはパワーコモンに接続されている。抵抗器
１５４はパワーコモンとコントロールコモンとの間に接
続されており、抵抗器１５０はコントロールコモンとト
ランジスタ１４８のベースとの間に接続されている。コ
ンデンサ１５２の一端はトランジスタ１４８のベースに
接続されており、コンデンサ１５２の他端はパワーコモ
ンに接続されている。トランジスタスイッチ４２がオン
するとき、全波検出器２４への帰還信号である電流は、
電流検出抵抗器４８及び抵抗器１５４を通って流れパワ
ーコモンに戻る。正常な動作時には、抵抗器１５４にか
かる電圧は低く、トランジスタ１４８のベースに現れる
コンデンサ１５２にかかる電圧は低く、トランジスタ１
４８のバイアスはオフになっている。もし電流量が急激
に増加すると、抵抗器１５４にかかる電圧が増加し、ト
ランジスタ１４８をオンさせる。そして、これは、ＰＷ
Ｍ９４のＣＯＭＰ入力をパワーコモンプラスダイオード
１４６の順方向バイアス電圧にクランプし、ＰＷＭ９４
のパルス出力を遮断する。
【００３４】本発明においてはスナバ回路１５８は、コ
ンデンサ１５６とインダクタ３８とを備えている。コン
デンサ１５６は１次インダクタンス３２の一方の端子３
０と他方の端子３６との間に接続されているから、コン
デンサ１５６は１次インダクタンス３２と並列に置かれ
ていることになる。本発明におけるスナバ回路の顕著な
作用を示すために、従来例の損失のあるクランプ回路及
び損失のあるスナバ回路を用いたスイッチモード電源の
１次回路の概略図が図２に示されている。図２では、直
流電圧源ＶＤＣを、説明上、バッテリー２００に置き換
えている。バッテリー２００の正側は１次インダクタン
ス２０４の一方の端子２０２に接続されており、１次イ
ンダクタンス２０４の他方の端子２０８はＭＯＳＦＥＴ
トランジスタ２１２のドレイン端子２１０に接続されて
いる。ＭＯＳＦＥＴトランジスタ２１２のソース端子２
１４は電流検出抵抗器２１６に接続されている。検出抵
抗器２１６の他端はバッテリー２００の負側に接続され
ている。
【００３５】ＭＯＳＦＥＴトランジスタ２１２はゲート
端子２１８に高電圧をかけることによりオンし、ゲート
端子２１８に低電圧をかけることによりオフする。図１
のＰＷＭ９４と同様に、ＰＷＭコントローラを用いたＰ
ＷＭ回路は、トランジスタ２１２のゲート２１８に接続
されており、オン及びオフのサイクルを制御するために
用いられる。トランジスタ２１２がオンしたとき、電流
は、図１で説明したように、変換器２０６の１次インダ
クタンス２０４、トランジスタ２１２、及び、電流検出
トランジスタ２１６を通って流れる。トランジスタ２１
２がフライバックモードにおいてオンであるときはエネ
ルギは変換器２０６中に貯えられる。クランプ回路Ｃは
ダイオード２２２、コンデンサ２２４及びクランプ抵抗
器２２６からなる。ダイオード２２２のアノードはＭＯ
ＳＦＥＴトランジスタ２１２のドレイン端子に接続され
ており、ダイオード２２２のカソードはコンデンサ２２
４の一端とクランプ抵抗器２２６の一端とに接続されて
いる。コンデンサ２２４及びクランプ抵抗器２２６の他
端はバッテリー２００の正極に接続されている。
【００３６】損失のあるクランプ回路は、損失のないク
ランプ回路と同様に機能する。ＭＯＳＦＥＴトランジス
タ２１２がオンするとき、電流が１次インダクタンス２
０４を通って流れ、１次インダクタンス２０４には電圧
がかかる。この電圧は端子２０２において正に検出され
るので、ダイオード２２２は逆方向バイアスされる。よ
って、ＭＯＳＦＥＴがオンのときはクランプには電流は
流れない。ＭＯＳＦＥＴトランジスタがオフするとき
は、ドレイン端子２１０における電圧は上昇し、もしこ
の電圧がＶＤＣ電圧以上に上昇するとダイオード２２２
は順方向にバイアスされオンし、ドレイン端子２１０は
ＶＤＣ電圧レベルにクランプされる。通常、２次インダ
クタンス２２０からの漏れインダクタンスによって引き
起こされる電圧スパイクは、１次インダクタンス２０４
の端子２０８に現れ、ＭＯＳＦＥＴトランジスタ２１２
にダメージを与える。電圧スパイクはダイオード２２２
を順方向にバイアスし、このエネルギの大半はクランプ
抵抗器２２６により熱として拡散される。
【００３７】従来のスナバ回路Ｓは、コンデンサ２２
８、スナバ抵抗器２３０及びダイオード２３２からな
る。コンデンサ２２８の一端はＭＯＳＦＥＴトランジス
タ２１２のドレイン端子２１０に接続されており、コン
デンサ２２６の他端は抵抗器２３０及びダイオード２３
２のアノードに接続されている。スナバ抵抗器２３０の
他端及びダイオード２３２のカソードはバッテリー２０
０の正極に接続されている。電流が１次インダクタンス
２０４を流れるとスナバ回路Ｓのダイオード２３０はオ
フし、スナバ回路Ｓには電流がを流れなくなる。ＭＯＳ
ＦＥＴトランジスタ２１２がオフし始めると、上述した
ように１次インダクタンス２０４にかかる電圧の極性が
反対になりダイオード２３２を順方向にバイアスするの
で、１次インダクタンス２０４を流れる電流はＭＯＳＦ
ＥＴトランジスタ２１２からコンデンサ２２８、スナバ
抵抗器２３０及びダイオード２３２を経て他へ向けられ
る。このエネルギは、スナバ抵抗器２３０により吸収さ
れ熱に変わることは明らかである。
【００３８】図１に示されている本発明のスイッチモー
ド電源は、以下により詳しく述べられる。図１におい
て、スイッチングトランジスタ４２がオンすると、スナ
バコンデンサ１５６は、端子３０において正に検出され
る１次インダクタンス３２にかかる電圧にまでチャージ
される。上述したように、トランジスタスイッチがオフ
になるとその抵抗は急速に増加し、１次インダクタンス
３２を通る電流を急速に減少させ、結局１次インダクタ
ンス３２にかかる電圧の極性を反対にする。スナバコン
デンサ１５６は、この電圧の急速な変化に抵抗し、この
反対の極性にチャージされる。よって、電流の大半はス
イッチングトランジスタ４２からスナバコンデンサ１５
６に向けられ、これによりトランジスタ４２の入力端子
４０における電圧の上昇率が制限される。よって、電磁
妨害及び放射は減少する。
【００３９】スナバコンデンサ１５６は、スイッチング
トランジスタ４２により吸収されたであろうスイッチン
グ損失の大半を吸収することにより、トランジスタ４２
の疲労を減少させる。さらに、スナバコンデンサ１５６
は次のサイクルが始まるまでチャージを保存するので、
このチャージは１次インダクタンス３２を通ってもどさ
れ、利用可能なエネルギとして変換される。スナバコン
デンサ１５６は非常に少量のエネルギを熱に変えるだけ
なのでスイッチモード電源の効率を上昇させる。トラン
ジスタ４２が完全にオフになると、スナバインダクタ３
８は、スイッチングトランジスタ４２の入力端子４０に
現れる呼び出し信号、すなわち共振電圧を吸収するの
で、伝導放射を減少させる。スナバインダクタ３８で拡
散される電力の総量は、少量の熱が拡散されるだけであ
るため非常に少なく、このためにスイッチモード電源の
効率を増加させることが可能となっている。
【００４０】トランジスタ４２が再びオンすると、当
初、スナバインダクタ３８は、インダクタ３８が飽和す
るまでトランジスタ４２のターンオン率を減速させる高
インピーダンスの状態である。さらに、これは電磁妨害
を減少させる。また、スナバインダクタ３８は、トラン
ジスタ４２が再びオンし始めたときトランジスタ４２が
スナバコンデンサ１５６をコントロールコモンにショー
トさせることを妨げる。
【００４１】 以上の記述及び図面は、本発明を説明す
るためのものであり、本発明は特許請求の範囲の精神か
ら離れない範囲で、大きさ、形、材質、部品回路及び回
路結線などのさまざまな設計変更が可能である。
【００４２】
【発明の効果】本発明の損失のないスナバ回路を備える
スイッチモード電源は、スイッチングトランジスタの疲
労を減少させ、スイッチモード電源の全体としての効率
を増加させる。さらに、本発明の損失のないスナバ回路
を備えるスイッチモード電源は、導電及び放射による電
磁妨害を減少させ、従来のスナバ回路に比べてより少量
のエネルギを拡散させるに過ぎない。
【図面の簡単な説明】
【図１】フライバック変換器及び損失のないスナバ回路
を用いた本発明のスイッチモード電源の概略図である。
【図２】従来のスナバ回路及び損失を生じるクランプ回
路を示す概略図である。
【符号の説明】
３２ １次インダクタンス ３４ 変換器 ３８ スナバインダクタンス ４２ スイッチングトランジスタ ５４ 結合インダクタンス ６０ ２次インダクタンス ９４ ＰＷＭ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ジーン・ホワード・ホ アメリカ合衆国テキサス州77381ザ・ウッ ドランド・クレストン・プレース１

Claims (2)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】正出力端子及び負出力端子を有する直流電
    圧源を備える手段、 第１の端子及び第２の端子を有する１次インダクタンス
    と、第１の端子及び第２の端子を有する２次インダクタ
    ンスとを有する変換器、 調整された出力電圧を提供するために上記２次インダク
    タンスの上記第１の端子及び上記第２の端子に接続され
    ている手段、 上記１次インダクタンスの上記第１の端子及び上記第２
    の端子の間に接続されているコンデンサ、 ドレイン端子、ソース端子及びゲート端子を有する金属
    酸化物半導体電界効果型トランジスタ、 上記１次インダクタンスの上記第２の端子と上記トラン
    ジスタの上記ドレイン端子との間に直列に接続されてい
    るインダクタ、 上記トランジスタの上記ソース端子と上記直流電圧源の
    上記負出力端子との間に接続されている上記１次インダ
    クタンスを通る電流をモニタする手段、及び、 上記調整された出力電圧と上記１次インダクタンスを通
    る電流をモニタする上記手段と上記トランジスタの上記
    ゲート端子とに接続されており、上記トランジスタの上
    記ゲート端子に制御信号を供給して上記トランジスタを
    オン及びオフさせることによりスイッチング動作を起こ
    させる手段を備えるスイッチモード電源。
  2. 【請求項２】上記変換器が上記１次インダクタンスと異
    位相で結合されているインダクタンスを有し、上記異位
    相インダクタンスが上記直流電圧源の上記正出力端子に
    接続されている第１の端子を有しており、 上記スイッチモード電源がダイオードを備えており、上
    記ダイオードのアノードが上記直流電圧源の上記負出力
    端子に接続されており、上記ダイオードのカソードが上
    記異位相インダクタンスの上記第２の端子に接続されて
    いる請求項１のスイッチモード電源。
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