CN107612336B - 用于谐振转换器的可变消隐频率 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及用于谐振转换器的可变消隐频率。一种电源，包括与变压器的初级绕组连接的晶体管。控制器通过准谐振开关来控制晶体管的开关操作。控制器接收反馈电压并且调节反馈电压以调节消隐频率，其中消隐频率是在其期间防止晶体管被接通的消隐时间的倒数。控制器基于谐振响铃的电平在消隐时间期满之后接通晶体管。

Description

用于谐振转换器的可变消隐频率
技术领域
本发明一般而言涉及电子电路，并且更具体但非排他性地，涉及谐振转换器。
背景技术
对背景技术的描述
DC-DC转换器包括开关元件，该开关元件被开关以将AC源转换成稳定DC输出电压。DC-DC转换器可具有反激式准谐振(QR)拓扑，该QR拓扑包括谐振电路，诸如，由开关元件的寄生电容和变压器绕组的电感形成的谐振电路。在QR开关中，当开关元件接通时，能量被存储在变压器中。当开关元件关断时，谐振电路使得开关元件的节点电压在存储在变压器中的能量耗散之后响铃。当谐振响铃达到作为所谓“波谷开关”中的谐振响铃的波谷的低电平时，开关元件接通。为了防止开关元件被无意接通，在消隐时间期间防止开关元件被接通。
发明内容
在一个实施例中，电源包括与变压器的初级绕组连接的晶体管。控制器通过准谐振开关来控制晶体管的开关操作。控制器接收反馈电压并且调节反馈电压以调节消隐频率，其中消隐频率是在其期间防止晶体管被接通的消隐时间的倒数。控制器在消隐时间期满之后基于谐振响铃的电平接通晶体管。
在阅读了包括附图和权利要求书的本公开的全部内容后，本发明的这些和其它特征对于本领域的普通技术人员而言将是非常清楚的。
附图说明
图1示出了准谐振(QR)转换器的信号的波形。
图2示出了可由QR控制器实现的消隐频率折返曲线。
图3示出了根据本发明的实施例的开关模式电源的示意图。
图4示出了根据本发明的实施例的波谷检测电路、消隐频率生成器和振荡器的示意图。
图5示出了根据本发明的实施例的消隐频率折返曲线。
图6示出了根据本发明的实施例的控制器集成电路(IC)的示意图。
图7示出了根据本发明的另一个实施例的控制器IC。
图8示出了根据本发明的实施例的消隐频率折返曲线。
图9示出了根据本发明的另一个实施例的消隐频率折返曲线。
图10示出了根据本发明的另一个实施例的控制器IC的示意图。
图11示出了根据本发明的另一个实施例的消隐频率折返曲线。
图12示出了根据本发明的另一个实施例的消隐频率折返曲线。
图13示出了根据本发明的另一个实施例的消隐频率折返曲线。
图14示出了根据本发明的另一个实施例的控制器IC的示意图。
图15示出了根据本发明的另一个实施例的消隐频率折返曲线。
图16示出了根据本发明的另一个实施例的控制器IC的示意图。
图17示出了根据本发明的另一个实施例的控制器IC的示意图。
图18示出了根据本发明的另一个实施例的控制器IC的示意图。
图19示出了根据本发明的另一个实施例的消隐频率折返曲线。
图20示出了根据本发明的另一个实施例的控制器IC的示意图。
图21示出了根据本发明的实施例的图20的控制器IC的信号的波形。
在不同附图中使用相同的参考标记来指示相同或相似的组件。
具体实施方式
在本公开中，提供了很多具体细节(诸如，电路、组件和方法的示例)，以提供对本发明的实施例的彻底理解。然而，本领域的普通技术人员将认识到，能够在没有所述具体细节中的一个或多个的情况下实践本发明。在其它情形下，没有示出或描述所熟知的细节以避免混淆本发明的方面。
为了方便阅读，出现在附图中的下标和上标在下文中被格式化为正常字体。例如，在附图中标记为VEXAMPLE的信号在下文中被简写为VEXAMPLE。
图1示出了进行波谷开关的准谐振转换器的信号的示例波形。在图1的示例中，QR控制器控制开关元件(诸如，金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET))的开关操作。图1示出了MOSFET的漏极到源极的电流IDS和漏极到源极的电压VDS。在图1的示例中，当MOSFET导通时，电流IDS增大，而当MOSFET关断时，电流IDS减小至零。在MOSFET被关断之后的某个点，(例如，如从MOSFET的漏极节点检测到的)电压VDS开始谐振响铃。QR控制器防止MOSFET在消隐时间期间被接通。在消隐时间期满之后，QR控制器响应于检测到谐振响铃的波谷(也被称为“谐振波谷”)而接通MOSFET。在第一种情况下，QR控制器在消隐时间期满之后在第一谐振波谷处接通MOSFET(参见VDS 103)。在另一种情况下，QR控制器在消隐时间期满之后在第二谐振波谷处接通MOSFET(参见VDS 104)。在又一种情况下，QR控制器在消隐时间期满之后在第四谐振波谷处接通MOSFET(参见VDS 105)。在图2的示例中，QR控制器基于负载状况来调节消隐时间。
图2示出了可由QR控制器实现的消隐频率折返曲线。消隐频率是消隐时间的倒数。一般而言，消隐频率折返曲线指示用于给定负载的消隐频率。QR控制器可被配置为基于其消隐频率折返曲线来为负载状况设置消隐频率。
在图2的示例中，消隐频率折返曲线给出随表征负载状况的反馈电压VFB的变化而变化的消隐频率(FBNK)。在图2的示例中，当负载增大时，反馈电压VFB增大，而当负载减小时，反馈电压VFB减小。可调整用于给定QR控制器的消隐频率折返曲线，以满足具体控制方案。在图2的示例中，消隐频率折返曲线指示轻负载下的固定最小消隐频率(参见箭头107)、中等负载下的调制消隐频率(参见箭头108)和重负载下的固定最大消隐频率(参见箭头109)。QR控制器通过根据消隐频率折返曲线针对给定负载状况设置用于波谷开关的消隐频率来遵循消隐频率折返曲线。
图3示出了根据本发明的实施例的具有反激式拓扑的开关模式电源100的示意图。在图3的示例中，电源100是进行波谷开关的准谐振(QR)转换器。
在图3的示例中，电源100诸如从墙上插座接收AC线路电压(“线路电压”)输入。线路电压被整流器电路112整流并且被电容器C1滤波，以在变压器T1的初级绕组NP的节点上产生输入电压VIN。晶体管M1(例如，MOSFET)形式的开关元件用作变压器T1的初级侧上的初级开关。晶体管M1将初级绕组NP与接地连接和断开，以产生用于变压器T1的次级绕组NS侧上的负载(未示出)的输出电压VOUT。
在图3的示例中，QR控制器集成电路(IC)150(或某种离散控制器)例如通过突发模式来控制晶体管M1的开关操作，以产生输出电压VOUT。在图3的示例中，QR控制器IC 150根据QR开关来控制晶体管M1的开关操作，其中谐振电路由例如初级绕组NP的电感和晶体管M1的漏极处的集总寄生电容形成。控制器IC 150可包括用于通过电阻器R1接收输入电压VIN的HV引脚、与晶体管M1的栅极连接的GATE引脚、用于从变压器T1的辅助绕组NA产生内部偏置电压的VDD引脚、用于接收表征输出电压VOUT的感测电压的VS引脚、用于接收接地参考的GND引脚、用于接收用于对消隐频率折返曲线的移位进行编程的电阻器RSF的SF引脚、用于接收用于对消隐频率折返曲线的偏移进行编程的电阻器ROF的OF引脚、用于接收表征通过初级绕组NP的初级电流的电流感测信号的CS引脚以及用于接收表征负载状况的反馈信号的FB引脚。
在图3的示例中，反馈信号是由反馈电路生成的反馈电压VFB，该反馈电路包括电阻器R3、齐纳二极管Z2以及由发光二极管113和光电晶体管(phototransistor)114形成的光电耦合器(optocoupler)。在图3的示例中，光电晶体管114的导通随着输出电压VOUT而增加。反馈电压VFB随着输出电压VOUT增大而减小，并且随着输出电压VOUT减小而增大。
输出电压VOUT反映了负载状况。当负载从电源100抽取小量输出电流时，负载状况为轻，而当负载从电源100抽取大量输出电流时，负载状况为重。输出电压VOUT在负载为重时趋向于减小，而在负载为轻时趋向于增大。因此，控制器150能够根据反馈电压VFB来检测负载状况。
在图3的示例中，在VDD引脚处接收变压器T1的辅助绕组NA上的辅助电压VAUX，以生成内部供应电压。控制器IC 150另外还包括偏置生成器151，偏置生成器151通过HV引脚从输入电压VIN生成内部供应电压。
在图3的示例中，初级绕组NP的电感和晶体管M1的漏极上的寄生电容形成谐振电路。晶体管M1的接通增大了初级绕组NP的电流和磁通，将能量存储在变压器T1中，并且输入电压VIN的电压按匝数比NS/NP从初级绕组NP反射到次级绕组NS。次级绕组NS上的反射电压将二极管整流器DSR置于反向偏置中。当晶体管M1被关断时，初级绕组NP的电流和磁通下降，并且变压器T1中的磁流将二极管整流器DSR正向偏置并且对输出电容器CO充电以生成DC输出电压VOUT，DC输出电压VOUT被递送到负载(未示出)。当存储在变压器T1中的能量被耗散时，晶体管M1的漏极到源极的电压VDS谐振响铃。当谐振响铃到达例如根据波谷开关的波谷时，控制器IC 150接通晶体管M1。谐振响铃的波谷也被称为“谐振波谷”。
输入电压VIN和晶体管M1的漏极到源极的电压VDS(进而谐振响铃)之间的电压差被按比例NA/NP反射在辅助绕组NA上。由电阻器R5和R6形成的分压器产生感测电压VS，该感测电压VS能够被感测以根据晶体管M1的电压VDS检测谐振波谷以及根据输入电压VIN检测线路电压状况。在图3的示例中，控制器IC 150包括波谷检测电路157，波谷检测电路157被配置为根据VS引脚处的感测电压VS检测谐振响铃的波谷。控制器IC 150还包括线路电压检测电路158，线路电压检测电路158被配置为根据VS引脚处的感测电压VS检测线路电压状况。
在图3的示例中，控制器IC 150包括驱动器电路152，驱动器电路152被配置为通过经由GATE引脚发送栅极驱动信号来驱动晶体管M1的栅极。包括触发器153的PWM电路具有数据输入端D、清零输入端C、时钟输入端CLK和Q输出端。当触发器153被时钟触发(clock)时，数据输入端D上的高或低被传播到Q输出端。清零输入端C上的高将Q输出端异步清零至低。在图3的示例中，Q输出端上的高接通晶体管M1并且Q输出端上的低关断晶体管M1。保护电路154被配置为当出现故障状况时禁止晶体管M1接通。突发电路155被配置为以突发模式接通和关断晶体管M1。当保护电路154输出高从而指示没有故障状况时，突发电路155的输出被呈现给数据输入端D并且在触发器153被振荡器156的时钟输出时钟触发时被传播到触发器153的Q输出端。
在一个实施例中，在由消隐频率(FBNK)生成器181的消隐信号输出所指示的消隐时间期间，振荡器156被禁用，即，不输出时钟信号。波谷检测电路157输出指示检测到谐振波谷的波谷检测信号。当消隐信号未被断言时(如在消隐时间期满时)，振荡器156响应于从波谷检测电路157接收到波谷检测信号而生成时钟信号。
在图3的示例中，消隐模块180包括消隐频率生成器181和胶合逻辑182。线路电压检测电路158被配置为检测线路电压状况，以生成被提供到胶合逻辑182的对应输出。胶合逻辑182还接收表征负载状况的反馈电压VFB。在一个实施例中，消隐频率生成器181基于线路电压状况、根据消隐频率折返曲线将消隐时间设置为随反馈电压的变化而变化。
可以通过被实施为消隐频率生成器181的电路的等式来表示消隐频率折返曲线。可以调节反馈电压VFB以生成经调节的反馈电压，经调节的反馈电压被提供到消隐频率生成器181的反馈电压输入端，以将消隐频率折返曲线沿着其y轴偏移和/或将消隐频率折返曲线沿着其x轴移位。在一个实施例中，消隐频率折返曲线的y轴表示消隐频率并且消隐频率折返曲线的x轴表示反馈电压。如以下将更清楚的，消隐频率折返曲线可以基于线路电压状况沿着其y轴偏移并且沿着其x轴移位以补偿变压器T1的绕组的电感和转换器的规格。
控制器IC 150被配置为基于反馈电压VFB的电平来关断晶体管M1。在图3的示例中，晶体管M1的漏极到源极的电流IDS在电阻器RCS上产生电流感测电压VCS，电流感测电压VCS被提供到控制器IC 150的CS引脚。比较器160将电流感测电压VCS与反馈电压VFB进行比较，并且通过在电流感测电压VCS超过反馈电压VFB时通过断言触发器153的清零输入端C来关断晶体管M1。
图4示出了根据本发明的实施例的波谷检测电路157、消隐频率生成器181和振荡器156的示意图。在图4的示例中，波谷检测电路157将在控制器IC 150的VS引脚处接收到的感测电压VS与阈值电压VTH进行比较，以检测谐振波谷。当感测电压VS下降至低于阈值电压VTH时，比较器203的输出端被断言，指示检测到谐振波谷。因此波谷检测电路157的波谷检测输出可以是响应于检测到谐振波谷的一系列脉冲。
消隐频率生成器181被配置为在消隐时间期间防止接通晶体管M1。在图4的示例中，这是通过将提供到晶体管M1的栅极的栅极驱动信号201消隐的消隐信号202来表示的。在图4的示例中，消隐频率生成器181在开始于栅极驱动信号的上升沿处的消隐时间TBNK(即，消隐频率的倒数)期间生成处于逻辑低的消隐信号，并且然后在消隐时间TBNK之后生成处于逻辑高的消隐信号。
在图4的示例中，振荡器156包括与门206和时钟生成器205。在波谷检测电路157指示检测到谐振波谷并且消隐频率生成器181指示消隐时间期满时，与门206启用时钟生成器205以生成时钟信号。实际上，在消隐时间TBNK期间，通过筛掉在消隐时间期间出现的波谷检测电路157的谐振波谷检测脉冲，由消隐信号禁用到晶体管M1的栅极驱动信号。更具体地，在消隐时间期间防止振荡器156对触发器153时钟触发，以防止晶体管M1在谐振响铃的谐振波谷处被接通。
图5示出了根据本发明的实施例的消隐频率折返曲线221。消隐频率生成器181可被配置为根据消隐频率折返曲线221生成具有消隐频率的消隐信号。更具体地，消隐频率生成器181可根据消隐频率折返曲线221将消隐时间设置为随反馈电压VFB的变化而变化。在一个实施例中，基于线路电压状况来调整消隐频率折返曲线221。在图5的示例中，消隐频率折返曲线221在低线路电压状况期间是消隐频率折返曲线221-1，而在高线路电压状况期间是消隐频率折返曲线221-2。例如，在低线路电压状况期间，消隐频率生成器181将根据消隐频率折返曲线221-1在反馈电压VFB是L伏时将消隐频率设置为J千赫兹(参见点225)。然而，在高线路电压状况期间，对于同样的L伏的反馈电压VFB，消隐频率生成器181将根据消隐频率折返曲线221-2将消隐频率设置为K千赫兹(参见点224)。
一般而言，消隐频率规定晶体管M1何时接通，并且因此与晶体管M1的开关频率直接相关。为了实现高效，在高线路电压状况和轻负载状况下应该将开关损耗最小化，并且在低线路电压状况和重负载状况下应该将导通损耗最小化。如能够从图5看到的，对于给定的反馈电压VFB，在低线路电压期间通过遵循折返曲线221-1，消隐频率较高，以使导通损耗最小。对于给定反馈电压VFB，在高线路电压期间通过遵循折返曲线221-2，消隐频率较低，以使开关损耗最小。
在图5的示例中，消隐频率折返曲线221沿着y轴上偏移和下偏移，以依赖于线路电压遵循消隐频率折返曲线221-1或消隐频率折返曲线221-2(参见FOFFSET)。可通过将偏移电压VOF形式的编程电压(参见219)与反馈电压VFB相加，将消隐频率折返曲线221沿着y轴偏移(参见218)。换言之，消隐频率折返曲线221-1和221-2是通过根据线路电压将偏移电压VOF与反馈电压VFB相加而沿着y轴偏移的同一折返曲线。
图6示出了根据本发明的实施例的控制器IC 150A的示意图。控制器IC 150A是控制器IC 150的具体实现方式。
在图6的示例中，控制器IC 150A包括电流源211、开关212和加法器213。在图6的示例中，消隐频率生成器181A是被编程成实现图5的消隐频率折返曲线221的消隐频率生成器181。更具体地，消隐频率生成器181A将消隐信号的消隐频率设置为随反馈电压VFB的变化而变化，如消隐频率折返曲线221所指示的那样。可通过将偏移电压VOF与反馈电压VFB相加，将消隐频率折返曲线221沿着y轴偏移。可基于如线路电压检测电路158检测到的线路电压的电平来设置偏移电压VOF的电平。
在图6的示例中，线路电压线路158生成开关SW信号，开关SW信号在线路电压为低时闭合开关212，并且在线路电压为高时断开开关212。电流源211生成偏置电流IBIAS1，偏置电流IBIAS1在OF引脚上在电阻器ROF处形成偏移电压VOF。因此设计者可通过选择电阻器ROF的电阻来设置偏移电压VOF的电平。
被视为低的线路电压电平的范围和被视为高的线路电压电平的范围将取决于应用的细节，并且例如可以在使用比较器以将线路电压与参考电压进行比较的线路电压检测电路158中被设置。在图6的示例中，当线路电压为低时，开关212闭合，由此将偏移电压VOF提供到加法器213。加法器213将偏移电压VOF与反馈电压VFB相加，以生成被提供到消隐频率生成器181A的经调节的反馈电压(VFB+OF)。因此，在给定常数α(例如，消隐频率折返曲线221的斜率)的情况下，可用等式1来表示消隐频率折返曲线221，
FBNK＝α(VFB+VOF) (等式1)
经调节的反馈电压(即，VFB+OF)越高，当线路电压为低时使导通损耗最小的消隐频率就越高。即，当线路电压为低时，消隐频率生成器181A将消隐频率设置为如消隐频率折返曲线221-1中一样(参见图5)。
另一方面，当线路电压为高时，开关212断开，由此将偏移电压VOF从加法器213断开。在这种情况下，当线路电压为高时，消隐频率生成器181A根据消隐频率折返曲线221-2来设置消隐频率，消隐频率折返曲线221-2也由等式1(在偏移电压VOF等于零的情况下)给出。
图7示出了根据本发明的实施例的控制器IC 150B的示意图。控制器IC 150B是控制器IC 150的具体实现方式。
在图7的示例中，控制器IC 150B用可变电流源251和偏置电流调节电路223来取代控制器IC 150A的电流源/开关布置。控制器IC 150B和150A在其它方面是相同的。
在图7的示例中，偏置电流调节电路223控制可变电流源251，以调节其偏置电流IBIAS2输出。更具体地，偏置电流调节电路223从VS引脚上的感测电压来检测线路电压。偏置电流调节电路223控制可变电流源251，以随着线路电压减小而增大偏置电流IBIAS2，并且随着线路电压增大而减小偏置电流IBIAS2。偏置电流IBIAS2在电阻器ROF上产生偏移电压VOF。因此，偏移电压VOF随着线路电压减小而增大，并且随着线路电压增大而减小。将偏移电压VOF与反馈电压VFB相加，以生成被提供到消隐频率生成器181B的经调节的反馈电压(VFB+OF)。消隐频率生成器181B根据等式1来生成消隐频率。如前，经调节的反馈电压越高，消隐频率越高。
在图7的示例中，消隐频率生成器181B与消隐频率生成器181A相同，除了控制器IC150B中的偏移电压VOF具有多个电平。即，虽然控制器IC 150A中的偏移电压VOF具有两个电平，但控制器IC 150B中的偏移电压VOF因为经调节的偏置电流IBIAS2而具有多个电平。这被反映在控制器IC 150B的消隐频率生成器181B的消隐频率折返曲线中。
图8示出了根据本发明的实施例的消隐频率生成器181B所实现的消隐频率折返曲线221B。消隐频率折返曲线221B是消隐频率折返曲线221的具体实现方式，不同之处在于，消隐频率折返曲线221B可在消隐频率折返曲线227和228之间被连续地调节。这是因为在控制器IC 150B中偏移电压VOF可以被连续地调节。因此，在偏移电压VOF连续地可调节的情况下，可以通过同一函数(例如，等式1)来表示消隐频率折返曲线221和221B。消隐频率折返曲线227表示当偏置电流IBIAS2处于其最大值时的消隐频率折返曲线221B，而消隐频率折返曲线228表示当偏置电流IBIAS2处于其最小值时的消隐频率折返曲线221B。消隐频率折返曲线221和221B在其它方面是相同的。
消隐频率与转换器的开关频率直接相关，转换器的开关频率又受变压器绕组的电感和转换器的规格影响。绕组的电感由变压器的芯的大小来规定。实际问题是，难以找到在各种电感值和不同转换器规格的情况下的优化开关频率。在一个实施例中，为了在不同的电感值和转换器规格的情况下实现高效率，消隐频率折返曲线是可调节的以沿着x轴(即，沿着反馈电压VFB的轴)被左右移位。
图9示出了根据本发明的实施例的消隐频率折返曲线221C。可通过将移位频率电压VSF(参见231)形式的编程电压与反馈电压VFB相加，将消隐频率折返曲线221C沿着反馈电压VFB的轴调节。这带来的效果是，将消隐频率折返曲线221C沿着反馈电压VFB的轴移动，例如，以表现为消隐频率折返曲线232、消隐频率折返曲线233等。即，消隐频率折返曲线232和233是沿着反馈电压VFB的轴移位的同一消隐频率折返曲线221C。
图10示出了根据本发明的实施例的控制器IC 150C的示意图。控制器IC 150C是控制器IC 150的具体实现方式。
在图10的示例中，控制器IC 150C具有实现消隐频率折返曲线221C的消隐频率生成器181C。在图10的示例中，电流源300生成偏置电流IBIAS3，偏置电流IBIAS3在与SF引脚连接的电阻器RSF上产生移位频率电压VSF。可选择电阻器RSF的电阻，以设置用于补偿不同的绕组电感和转换器规格的频率消隐频率折返曲线221C被频率移位的量。加法器299从在FB引脚上接收的反馈电压VFB减去移位频率电压VSF，并且将该差值作为经调节的反馈电压(VFB-SF)提供到消隐频率生成器181C。二极管D2跨加法器299的输出以将经调节的反馈电压(VFB-SF)的最小电压限制成零。因此，在给定常数α(例如，消隐频率折返曲线221C的斜率)的情况下，可通过等式2来表示消隐频率折返曲线221C。
FBNK＝α(VFB-VSF) (等式2)
晶体管M1的开关频率影响转换器的可听噪声发射。一般而言，开关频率越低，可听噪声越多。在一个实施例中，通过将最低消隐频率限制到最小消隐频率来防止开关频率进入可听噪声范围。在开关频率范围的较高端，组件的电磁干扰(EMI)、效率和温度受开关频率影响。在一个实施例中，通过将最高消隐频率限制于最大消隐频率来解决这些问题。
图11示出了根据本发明的实施例的消隐频率折返曲线301。可通过消隐频率生成器来实现消隐频率折返曲线301。在图11的示例中，消隐频率折返曲线301具有在高极限反馈电压VFB(参见点303)处的最大消隐频率(FBNK_MAX)和在低极限反馈电压VFB(参见点302)处的最小消隐频率(FBNK_MIN)。更具体地，反馈电压VFB的最小值和最大值将消隐频率分别限制在最小值和最大值之间。将消隐频率限制在最小值和最大值之间解决了以上提到的与可听噪声、EMI等相关的问题。
可将与限制最低消隐频率和最高消隐频率相关的特征应用于前述的消隐频率折返曲线。例如，图12示出了消隐频率折返曲线221Z，消隐频率折返曲线221Z与隐频率折返曲线221(参见图5)相同，除了具有用于限制在低线路电压状况下和高线路电压状况下的消隐频率的范围的最小反馈电压VFB和最大反馈电压VFB。在图12的示例中，反馈电压VFB具有最小低极限值。因此，在低线路电压状况(参见点304)下和高线路电压状况(参见点305)下消隐频率不能低于最小消隐频率。类似地，在低线路电压状况(参见点306)下和高线路电压状况(参见点307)下消隐频率不能高于最大消隐频率。
图13示出了消隐频率折返曲线221D，消隐频率折返曲线221D与消隐频率折返曲线221Z(参见图12)相同，除了不管线路电压状况和反馈电压VFB如何，最小消隐频率都相同。可在制造期间，在消隐频率生成器内部设置固定的最小消隐频率。更具体地，在图13的示例中，不管反馈电压VFB和线路电压状况如何，消隐频率都不能低于消隐频率FBNK_MIN(参见点313和314)。另一方面，在低线路电压状况(参见点311)下和高线路电压状况(参见点312)下，最大消隐频率是不同的，并且当反馈电压VFB处于高极限时，出现最大消隐频率。
图14示出了根据本发明的实施例的控制器IC 150D的示意图。控制器IC 150D是控制器IC 150的具体实现方式。在图14的示例中，消隐频率生成器181D实现图13的消隐频率折返曲线221D。
控制器IC 150D包括线路电压检测电路158，线路电压检测电路158用于检测VS引脚处的表征线路电压的感测电压。偏移生成电路334接收OF引脚处的偏移电压VOF。偏移生成电路334基于由线路电压检测电路158所指示的线路电压来调节提供到加法器331的偏移电压VOF。可如控制器IC 150A(图6；电流源211和开关212)或控制器IC 150B(图7；可变电流源251和偏置电流调节电路223)中一样地实现偏移生成电路334。加法器331将偏移生成电路334的偏移电压输出与反馈电压VFB相加，以生成被提供到消隐频率生成器181D的反馈电压输入的经调节的反馈电压(VFB+OF)。消隐频率生成器181D基于经调节的反馈电压(VFB+OF)来设置消隐频率，如消隐频率折返曲线221D所指示的那样。
在图14的示例中，控制器IC 150D还包括用于设置输入到消隐频率生成器181D的最大反馈电压的LH引脚。更具体地，电流源332在与LH引脚连接的电阻器RLH上产生高极限电压VH。设计者可选择电阻器RLH的电阻以对最大消隐频率进行编程。高极限电压VH连接到二极管D3的阴极，并且二极管D3的阳极连接到消隐频率生成器181D的反馈电压输入。因此，当消隐频率的反馈电压输入超过高极限电压VH时，二极管D3导通并且将反馈电压输入钳位至高极限电压VH，由此限制最高消隐频率。
图15示出了消隐频率折返曲线221E，消隐频率折返曲线221E与消隐频率折返曲线221Z(参见图12)相同，除了不管线路电压状况和反馈电压VFB如何，最大消隐频率都相同。可在制造期间在消隐频率生成器内部设置固定的最大消隐频率。更具体地，在图15的示例中，不管反馈电压VFB和线路电压状况如何，消隐频率都不能高于消隐频率FBNK_MAX(参见点351和352)。另一方面，在低线路电压状况(参见点353)下和高线路电压状况(参见点354)下，最小消隐频率是不同的，并且当反馈电压VFB处于低极限时出现最小消隐频率。
图16示出了根据本发明的实施例的控制器IC 150E的示意图。控制器IC 150E是控制器IC 150的具体实现方式。在图16的示例中，控制器IC 150E具有实现图15的消隐频率折返曲线221E的消隐频率生成器181E。
控制器IC 150E包括线路电压检测电路158，线路电压检测电路158用于检测VS引脚处的表征线路电压的感测电压。偏移生成电路334接收OF引脚处的偏移电压VOF。偏移生成电路334基于由线路电压检测电路158所指示的线路电压来调节偏移电压VOF。可如控制器IC 150A(图6；电流源211和开关212)或控制器IC 150B(图7；可变电流源251和偏置电流调节电路223)中一样地实现偏移生成电路334。加法器361将偏移生成电路334的偏移电压输出与反馈电压VFB相加，以生成经调节的反馈电压(VFB+OF)，并且将和提供到消隐频率生成器181E的反馈电压输入。消隐频率生成器181E按照消隐频率折返曲线221E基于经调节的反馈电压(VFB+OF)来设置消隐频率。
在图16的示例中，控制器IC 150E还包括用于设置输入到消隐频率生成器181E的最小反馈电压的LL引脚。更具体地，电流源362在与LL引脚连接的电阻器RLL上产生成低极限电压VL。设计者可选择电阻器RLL的电阻以对最小消隐频率进行编程。低极限电压VL连接到二极管D4的阳极，并且二极管D4的阴极连接到消隐频率生成器181E的反馈电压输入。因此，当消隐频率的反馈电压输入减至低于低极限电压VL时，二极管D4导通并且将反馈电压输入钳位至低极限电压VL，由此限制最低消隐频率。
控制器IC 150E(图16)的可编程最小消隐频率和控制器IC 150D(图14)的可编程最大消隐频率可被组合，使得设计者能够如消隐频率折返曲线221Z(图12)中一样对最小消隐频率和最大消隐频率二者进行编程。在图17中例示了该实施例，其中，控制器IC 150Z包括LL引脚和LH引脚。在图17的示例中，消隐频率生成器181Z实现图12的消隐频率折返曲线221Z。如之前所述的，设计者可通过选择电阻器RH和RL的电阻对最小消隐频率和最大消隐频率进行编程。
如可从上文中理解的，本发明的实施例可被组合在如图18中所示的相同的控制器IC 150中。
图18示出了根据本发明的实施例的控制器IC 150F的示意图。控制器IC 150F是控制器IC 150的具体实现方式，控制器IC 150F具有用于如下各项的规范：将消隐频率折返曲线沿着y轴偏移以补偿线路电压变化，将消隐频率折返曲线沿着x轴移位以补偿变压器绕组电感和转换器规格，并且限制消隐频率折返曲线的范围(例如，最大值和/或最小值)，如之前所述的。
在图18的示例中，电流源404生成偏置电流IBIAS8，偏置电流IBIAS8在电阻器ROF上产生偏移电压VOF。设计者可基于如线路电压检测电路158所检测到的线路电压状况来选择电阻器ROF的电阻，以对消隐频率折返曲线将被偏移的量进行编程。偏移生成电路401被配置为基于线路电压状况来调节偏移电压VOF，以生成被提供到加法器402的经调节的偏移电压。
在图18的示例中，电流源405生成偏置电流IBIAS9，偏置电流IBIAS9在电阻器RSF上产生移位频率电压VSF。设计者可选择电阻器RSF的电阻，以对用于补偿变压器绕组电感和转换器规格的沿着x轴的消隐频率折返曲线移位量进行编程。在将反馈电压VFB提供到消隐频率生成器181F的反馈电压输入之前，加法器402从反馈电压VFB中减去移位频率电压VSF并且将经调节的偏移电压VOF与反馈电压VFB相加。消隐频率生成器181F根据其消隐频率折返曲线基于经调节的反馈电压(VFB+OF-SF)来设置消隐频率。消隐频率折返曲线的沿着y轴的偏移和消隐频率折返曲线的沿着x轴的移位是如之前所描述的。
在图18的示例中，控制器IC 150F包括消隐频率极限LBF引脚，消隐频率极限LBF引脚用于接收用于对最大和/或最小消隐频率进行编程的外部分量(component)。电阻器R41与电容器C5串联，并且电阻器R40跨由电阻器R41和电容器C5形成的串联电路。因为电容器C5，所以在启动和稳定状态下，LBF引脚上的电压VLIMIT的电平是不同的。消隐频率限制电路403被配置为对启动和稳定状态下的LBF引脚上的电压VLIMIT进行取样，以确定设计者所期望的最大和/或最小消隐频率，并由此设置最大和/或最小消隐频率。更具体地，设计者能够通过选择与LBF引脚连接的外部分量的值对最大和/或最小消隐频率进行编程。这有利地减小了控制器IC 150F的引脚计数。
图19示出了根据本发明的实施例的消隐频率折返曲线221F。可以通过消隐频率生成器181F来实现消隐频率折返曲线221F。如在之前所描述的实施例中，消隐频率折返曲线221F可基于(可基于线路电压被修改的)偏移电压VOF的值沿着y轴偏移，并且基于移位频率电压VSF的值沿着x轴移位。图19示出了在不同的电阻器ROF和RSF的值的情况下的消隐频率折返曲线221F，以例示消隐频率偏移和移位。更具体地，图19示出了当电阻器ROF断开并且电阻器RSF是0Ω时(参见412)、当电阻器ROF是0Ω并且电阻器RSF是0Ω时(参见411)以及当电阻器ROF是0Ω并且电阻器RSF断开时(参见413)的消隐频率折返曲线221F。消隐频率折返曲线221F可以在低极限反馈电压VFB处具有最小消隐频率并且在高极限反馈电压VFB处具有最大消隐频率。可通过例如分别限制反馈电压VFB的最低值和最高值来设置最小和最大消隐频率。
图20示出了根据本发明的实施例的控制器IC 150G的示意图。控制器IC 150G是控制器IC 150的具体实现方式，控制器IC 150G具有用于如下各项的规范：将消隐频率折返曲线沿着y轴偏移以补偿线路电压变化，将消隐频率折返曲线沿着x轴移位以补偿变压器绕组电感和转换器规格，以及限制消隐频率折返曲线的范围，如之前所述的。在图20的示例中，为了节省引脚计数，控制器IC 150G具有用于对偏移电压、移位频率电压和消隐频率极限进行编程的单个操纵频率HF引脚。
在图20的示例中，外部分量连接到HF引脚，以对用于将消隐频率折返曲线沿着y轴偏移的偏移电压VOF、用于将消隐频率折返曲线沿着x轴移位的移位频率电压VSF和用于设置最大消隐频率的高极限电压VH进行编程。在图20的示例中，电阻器RLH与电容器C6串联，并且电阻器RSF跨由电阻器RLH和电容器C6形成的串联电路。因为电容器C6，所以在启动和稳定状态下操纵频率电压VHF的电平是不同的。
在图20的示例中，电流源436生成偏置电流IBIAS9，当开关信号VSW接通开关437时，偏置电流IBIAS9流过HF引脚，开关信号VSW可以由控制器IC 150G的频率重置电路433或其它电路生成。在开关437被接通的时刻，通过偏置电流IBIAS9以及电阻器RSF和RLH的并联电阻来指示操纵频率电压VHF的电平，其给出用于设置最大消隐频率的高极限电压VH。在开关437被接通之后的稳定状态下，通过偏置电流IBIAS9和电阻器RSF的电阻来指示操纵频率电压VHF的电平，其给出用于将消隐频率折返曲线移位以补偿变压器绕组电感和转换器规格的移位频率电压VSF。操纵频率电压VHF从启动到稳定状态的增大速率给出用于将消隐频率折返曲线偏移以补偿线路电压状况变化的偏移电压VOF。通过偏置电流IBIAS9和电容器C6的电容来指示操纵频率电压VHF从启动到稳定状态的增大速率。
在图20的示例中，频率重置电路433被配置为检测操纵频率电压VHF从启动到稳定状态的增大速率，以基于由线路电压检测电路158检测到的线路电压状况来生成用于调节反馈电压VFB的偏移电压VOF。频率重置电路433被配置为检测稳定状态下的操纵频率电压VHF的电平，以生成用于调节反馈电压VFB的移位频率电压VHF。在将反馈电压VFB提供到消隐频率生成器181G的反馈电压输入之前，加法器431从反馈电压VFB中减去移位频率电压VSF并且将偏移电压VOF与反馈电压VFB相加。消隐频率生成器181G根据其消隐频率折返曲线基于经调节的反馈电压(VFB+OF-SF)来设置消隐频率。消隐频率折返曲线沿着y轴的偏移和消隐频率折返曲线沿着x轴的移位如之前所描述的。
图21示出了根据本发明的实施例的控制器IC 150G的信号的波形。图21示出了施加到开关437的开关电压VSW和操纵频率电压VHF。如图21中所例示的，在开关437被接通的时刻，操纵频率电压VHF的电平给出用于设置最大消隐频率的高极限电压VH(参见443)。在开关437被接通之后，偏置电流IBIAS9对电容器C6进行充电，由此增大操纵频率电压VHF。操纵频率电压VHF随着时间的增大速率给出偏移电压VOF(参见441)。在开关437被接通之后的稳定状态下，操纵频率电压VHF达到稳定状态电平(参见442)，这给出了移位频率电压VSF的值。
除了随附权利要求书之外，本发明的实施例包括至少以下特征：
一种电源，包括：变压器，包括初级绕组和辅助绕组；反馈电路，被配置为生成表征电源的负载状况的反馈电压；晶体管，与变压器的初级绕组耦接；以及控制器，被配置为：根据准谐振(QR)开关来控制晶体管的开关操作，检测输入到电源的线路电压，基于反馈电压关断晶体管，检测晶体管被关断时的谐振响铃，防止晶体管在消隐时间期间被接通，基于检测到的线路电压来调节消隐时间，并且在消隐时间期满之后基于谐振响铃的电平来接通晶体管。
前述电源，其中，控制器被配置为在消隐时间期满之后响应于检测到谐振响铃的波谷而接通晶体管。
前述电源，其中，控制器被配置为基于检测到的线路电压通过将偏移电压与反馈电压相加来调节消隐时间。
前述电源，其中，控制器被配置为根据消隐频率折返曲线来调节消隐时间，消隐频率折返曲线给出针对检测到的反馈电压的消隐频率的设置，其中，消隐频率是消隐时间的倒数。
前述电源，其中，控制器被配置为检测来自变压器的辅助绕组的线路电压。
前述电源，其中，控制器被配置为通过从反馈电压中减去移位频率电压来调节消隐时间。
前述电源，其中，控制器是包括用于接收第一外部分量的第一引脚、用于接收第二外部分量的第二引脚以及用于接收第三外部分量的第三引脚的集成电路，第一外部分量用于生成用于调节消隐时间的偏移电压，第二外部分量用于生成用于进一步调节消隐时间的移位频率电压，第三外部分量用于限制作为消隐时间的倒数的消隐频率。
前述电源，其中，控制器是包括多个引脚的集成电路，并且多个引脚中的单个引脚连接到多个外部分量，多个外部分量用于生成被与反馈电压相加以调节消隐时间的偏移电压，并且用于生成被从反馈电压中减去以进一步调节消隐时间的移位频率电压，并且其中，与单个引脚连接的外部分量设置作为消隐时间倒数的消隐频率的极限。
已经公开了具有可变消隐频率的电源以及操作该电源的方法。虽然已经提供了本发明的具体实施例，但应理解，这些实施例是出于例示目的而非限制。对于阅读本公开的本领域技术人员来说，许多附加实施例将是清楚地。

Claims (10)

1.一种电源，包括：
反馈电路，被配置为生成表征所述电源的负载状况的反馈电压；
晶体管，与变压器的初级绕组连接；以及
控制器集成电路(IC)，包括第一引脚和第二引脚，所述第一引脚被配置为接收所述反馈电压，所述第二引脚被配置为向所述晶体管的栅极输出驱动信号来控制所述晶体管的开关操作，从而进行准谐振开关，
其中，所述控制器集成电路被配置为：用编程电压来调节所述反馈电压以生成经调节的反馈电压，基于所述反馈电压来关断所述晶体管，当所述晶体管关断时检测所述晶体管的节点上的谐振响铃，在消隐时间期间防止所述晶体管被接通，基于所述经调节的反馈电压来调节所述消隐时间，并且在所述消隐时间期满之后基于所述谐振响铃的低电平来接通所述晶体管。
2.根据权利要求1所述的电源，其中，所述控制器集成电路被配置为通过从所述反馈电压中减去所述编程电压来生成所述经调节的反馈电压。
3.根据权利要求1所述的电源，其中，所述控制器集成电路被配置为基于输入到所述电源的线路电压的电平通过将所述编程电压与所述反馈电压相加来生成所述经调节的反馈电压。
4.根据权利要求1所述的电源，其中，所述控制器集成电路被配置为限制作为所述消隐时间的倒数的消隐频率。
5.根据权利要求4所述的电源，其中，所述控制器集成电路被配置为通过限制所述经调节的反馈电压的电平来限制所述消隐频率。
6.一种用于电源的控制器集成电路(IC)，包括：
驱动器，被配置为驱动与所述电源的初级绕组连接的晶体管；
波谷检测电路，被配置为当所述晶体管关断时，检测所述电源的初级侧上的谐振响铃的谐振波谷；以及
消隐频率生成器，被配置为基于表征所述电源的负载状况的反馈信号来生成消隐时间，并且基于到所述电源的输入线路电压的电平来调节所述反馈信号，
其中，所述控制器集成电路被配置为基于所述反馈信号来关断所述晶体管，在所述消隐时间期间防止所述晶体管被接通，并且在所述消隐时间期满之后响应于检测到所述谐振波谷来接通所述晶体管。
7.根据权利要求6所述的控制器集成电路，其中，所述控制器集成电路包括第一引脚，并且其中，所述控制器集成电路被配置为将所述第一引脚上的偏移电压与所述反馈信号的电压相加以生成经调节的反馈电压，并且基于所述经调节的反馈电压来调节所述消隐时间。
8.根据权利要求7所述的控制器集成电路，其中，所述控制器集成电路还被配置为从所述反馈信号的电压中减去移位频率电压，以生成所述经调节的反馈电压。
9.根据权利要求6所述的控制器集成电路，其中，所述控制器集成电路还被配置为限制作为所述消隐时间的倒数的消隐频率。
10.根据权利要求9所述的控制器集成电路，其中，所述消隐频率受限于最大消隐频率。
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