JP4236602B2 - スイッチング電源回路及びそれを用いた電子機器 - Google Patents

Description

本発明は、直流電源からの入力電圧を昇圧して負荷へ供給するスイッチング電源回路に関するものであり、特に、外部信号に応じて昇圧動作の作動／停止を行うスイッチング電源回路に関するものである。

近年、携帯電話機、ＰＤＡ(Personal Digital Assistants)、デジタルカメラ等の電子機器に搭載されている液晶表示装置（ＬＣＤ）の照明源（バックライトまたはフロントライト）の一つとして、耐久性、発光効率、占有面積等の点で優れている白色発光ダイオードが用いられるようになってきている。この白色発光ダイオードを発光させるには比較的高い順方向電圧が必要であることや、通常、照明源としては複数の白色発光ダイオードが用いられ、用いられる複数の白色発光ダイオードは各白色発光ダイオードの輝度を均一にするために直列接続されることなどから、このような照明源としての白色発光ダイオードの駆動には、電子機器に内臓されている電池から供給される直流電圧よりも高い直流電圧が必要となる。

そこで、このような白色発光ダイオードを駆動する回路として、昇圧型スイッチング電源回路が用いられている。従来の昇圧型スイッチング電源回路の一構成例を図９（ａ）に示す。図９（ａ）に示すスイッチング電源回路は、入力コンデンサ２と、コイル３と、整流素子であるダイオード４と、出力コンデンサ５と、出力電流検出用抵抗Ｒ１と、１つのパッケージにＩＣ化されコイル３に対するエネルギーの蓄積／放出を切り換えて昇圧動作を行う昇圧チョッパレギュレータ１０とによって構成されている。図９（ａ）に示すスイッチング電源回路は、リチウムイオン電池等の直流電源１から供給される直流電圧を昇圧して負荷である６個の白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ６に供給し、６個の白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ６を駆動する。なお、直流電源１とスイッチング電源回路との間には電源スイッチ（図示せず）が設けられており、当該電源スイッチがオンのときは直流電源１からスイッチング電源回路へ直流電圧Ｖｉｎが供給され、当該電源スイッチがオフのときは直流電源１からスイッチング電源回路へ直流電圧Ｖｉｎが供給されない。

直流電源１の負極端子はグランドに接続され、直流電源１の正極端子は入力コンデンサ２を介してグランドに接続されるとともにコイル３の一端に接続されている。そして、コイル３の他端はダイオード４のアノードに接続され、ダイオード４のカソードは出力コンデンサ５を介してグランドに接続されている。また、白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ６と出力電流検出用抵抗Ｒ１とが直列に接続された直列回路が出力コンデンサ５と並列に接続されている。

また、昇圧チョッパレギュレータ１０は、外部接続用の端子として電源端子Ｔ_VIN、グランド電源端子Ｔ_GND、出力電圧モニタ端子Ｔ_VO、フィードバック端子Ｔ_FB、スイッチ端子Ｔ_VSW、及びコントロール端子Ｔ_CTRLを備えている。そして、電源端子Ｔ_VINは直流電源１の正極端子に接続され、グランド電源端子Ｔ_GNDはグランドに接続され、昇圧チョッパレギュレータ１０内の各回路は電源端子Ｔ_VIN・グランド電源端子Ｔ_GND間電圧を駆動電圧としている。これにより、昇圧チョッパレギュレータ１０は直流電源１をその動作電源として得ている。また、スイッチ端子Ｔ_VSWはコイル３とダイオード４との接続点に接続され、出力電圧モニタ端子Ｔ_VOはダイオード４のカソードに接続され、フィードバック端子Ｔ_FBは白色発光ダイオードＬＥＤ６と出力電流検出用抵抗Ｒ１との接続点に接続されている。また、コントロール端子Ｔ_CTRLには、後述する輝度調整信号が入力される。

続いて昇圧チョッパレギュレータ１０の内部構成について説明する。昇圧チョッパレギュレータ１０は、Ｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ（以下、Ｎｃｈトランジスタという）１１及び１２と、ドライブ回路１３と、電流検出コンパレータ１４と、発振回路１５と、アンプ１６と、ＰＷＭコンパレータ１７と、エラーアンプ１８と、基準電源１９と、抵抗Ｒ２〜Ｒ４と、ソフトスタート回路２０と、ＯＮ／ＯＦＦ回路２１と、過熱保護回路２２と、過電圧保護回路２３とを有している。

Ｎｃｈトランジスタ１１のドレインとＮｃｈトランジスタ１２のドレインはともにスイッチ端子Ｔ_VSWに接続され、Ｎｃｈトランジスタ１１のゲートとＮｃｈトランジスタ１２のゲートはともにドライブ回路１３に接続されている。そして、Ｎｃｈトランジスタ１２のソースは直接グランドに接続され、Ｎｃｈトランジスタ１１のソースは抵抗Ｒ２を介してグランドに接続されている。これにより、Ｎｃｈトランジスタ１１のドレイン電流とＮｃｈトランジスタ１２のドレイン電流との比は、Ｎｃｈトランジスタ１１のゲート幅／ゲート長とＮｃｈトランジスタ１２のゲート幅／ゲート長との比と等しくなる。

そして、抵抗Ｒ２の両端は電流検出コンパレータ１４の２つの入力端子にそれぞれ接続され、電流検出コンパレータ１４の出力と発振回路１５の一方の出力とがアンプ１６で加算されてＰＷＭコンパレータ１７の反転入力端子に供給される。また、ＰＷＭコンパレータ１７の出力と、発振回路１５の他方の出力とがドライブ回路１３にそれぞれ供給される。

また、ＰＷＭコンパレータ１７の非反転入力端子にはエラーアンプ１８の出力が供給され、エラーアンプ１８の非反転入力端子はフィードバック端子Ｔ_FBに接続されている。また、エラーアンプ１８の反転入力端子は抵抗Ｒ３の一端及び抵抗Ｒ４の一端に接続され、抵抗Ｒ４の他端はグランドに接続され、抵抗Ｒ３の他端は基準電源１９の正極端子に接続されている。そして、基準電源１９の負極端子はグランドに接続されている。

また、ソフトスタート回路２０の出力はＰＷＭコンパレータ１７の非反転入力端子とエラーアンプ１８の出力端子との接続点に供給され、ＯＮ／ＯＦＦ回路２１、過熱保護回路２２、及び過電圧保護回路２３の出力はドライブ回路１３にそれぞれ供給される。そして、ソフトスタート回路２０及びＯＮ／ＯＦＦ回路２１には、コントロール端子Ｔ_CTRLが外部から入力した輝度調整信号が供給される。さらに、過電圧保護回路２３には、出力電圧モニタ端子Ｔ_VOを介して出力電圧Ｖｏｕｔが供給される。

次に、上記構成の図９（ａ）に示すスイッチング電源回路の動作について説明する。図９（ａ）に示すスイッチング電源回路は、ドライブ回路１３がＮｃｈトランジスタ１２がオン／オフすることにより、直流電源１からの入力電圧Ｖｉｎを昇圧した出力電圧Ｖｏｕｔを出力コンデンサ５の両端に発生させて白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ６を駆動する。

即ち、ドライブ回路１３がＮｃｈトランジスタ１２のゲートに所定のゲート電圧を印加しＮｃｈトランジスタ１２がオンであるときには、直流電源１からコイル３に電流が流れ、コイル３にエネルギーが蓄積される。そして、ドライブ回路１３がＮｃｈトランジスタ１２のゲートに所定のゲート電圧を印加せずＮｃｈトランジスタ１２がオフであるときには、蓄積されたエネルギーが放出されることによってコイル３に逆起電力が発生する。コイル３に発生した逆起電力は直流電源１の入力電圧Ｖｉｎに加算され、ダイオード４を介して出力コンデンサ５を充電する。そして、このような一連の動作を繰り返すことにより昇圧動作が行われ、出力コンデンサ５の両端に出力電圧Ｖｏｕｔが発生し、この出力電圧Ｖｏｕｔによって白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ６に出力電流Ｉｏｕｔが流れ、白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ６が発光する。

そして、この出力電流Ｉｏｕｔの電流値に出力電流検出用抵抗Ｒ１の抵抗値を乗じたフィードバック電圧Ｖｆｂがフィードバック端子Ｔ_FBを介してエラーアンプ１８の非反転入力端子に供給され、エラーアンプ１８の反転入力端子に供給される基準電圧Ｖｒｅｆと比較される。これにより、エラーアンプ１８の出力にはフィードバック電圧Ｖｆｂと基準電圧Ｖｒｅｆとの差に応じた電圧が現れ、この電圧がＰＷＭコンパレータ１７の非反転入力端子に供給される。尚、基準電圧Ｖｒｅｆは基準電源１９の出力電圧を抵抗Ｒ３及びＲ４で分圧した電圧である。

また、ＰＷＭコンパレータ１７の反転入力端子に入力される信号は、Ｎｃｈトランジスタ１１がオンすることによって抵抗Ｒ２を流れる電流に比例する信号と、発振回路１５から出力される鋸歯状波信号とをアンプ１６で加算し増幅した信号であり、この信号がＰＷＭコンパレータ１７によってエラーアンプ１８の出力電圧レベルと比較される。その結果、エラーアンプ１８の出力電圧レベルがアンプ１６の出力電圧信号レベルより高くなる期間では、ＰＷＭコンパレータ１７のＰＷＭ出力はＨｉｇｈレベルになり、エラーアンプ１８の出力電圧レベルがアンプ１６の出力信号レベルより低くなる期間では、ＰＷＭコンパレータ１７のＰＷＭ出力はＬｏｗレベルになる。

そして、ドライブ回路１３はＰＷＭコンパレータ１７のＰＷＭ出力を受けて、そのＰＷＭ出力に応じたデューティのパルス信号をＮｃｈトランジスタ１１及び１２のゲートに供給してＮｃｈトランジスタ１１及び１２をオン／オフする。即ち、ドライブ回路１３は、ＰＷＭコンパレータ１７のＰＷＭ出力がＨｉｇｈレベルのときであって、発振回路１５から出力される鋸歯状波信号の各サイクルが開始するときに、Ｎｃｈトランジスタ１１及び１２への所定のゲート電圧の供給を開始してＮｃｈトランジスタ１１及び１２をオンさせる。そして、ＰＷＭコンパレータ１７のＰＷＭ出力がＬｏｗレベルになったときにＮｃｈトランジスタ１１及び１２への所定のゲート電圧の供給を停止し、Ｎｃｈトランジスタ１１及び１２をオフさせる。

ドライブ回路１３がこのようなＮｃｈトランジスタ１１及び１２のオン／オフ制御即ちスイッチング制御動作を行うと、フィードバック電圧Ｖｆｂと基準電圧Ｖｒｅｆとが等しくなるように昇圧動作が行われることになる。そして、出力電流Ｉｏｕｔは、基準電圧Ｖｒｅｆ（＝フィードバック電圧Ｖｆｂ）を出力電流検出用抵抗Ｒ１の抵抗値で除した電流値に安定化される。

また、ＰＷＭコンパレータ１７の反転入力端子に入力される信号には、抵抗Ｒ２を流れる電流に応じた信号、即ち、Ｎｃｈトランジスタ１１及び１２がオンすることによりコイル３を流れる電流に応じた信号が含まれているので、コイル３に流れるピーク電流を制限することができる。また、過電圧保護回路２３は、出力電圧Ｖｏｕｔが所定の過電圧保護電圧を超えたことを検知してドライブ回路１３のスイッチング制御動作を停止させるので、前記所定の過電圧保護電圧を超える過電圧が負荷である白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ６や出力コンデンサ５に印加されることを防止することができる。また、過熱保護回路２２は、ドライブ回路１３のスイッチング制御動作に伴う、特に、Ｎｃｈトランジスタ１２周辺の過熱を検知してドライブ回路１３のスイッチング制御動作を停止させるので、昇圧チョッパレギュレータ１０の過熱による故障や破壊を防止することができる。

また、ＯＮ／ＯＦＦ回路２１は、コントロール端子Ｔ_CTRLに入力される輝度調整信号に応じてドライブ回路１３のスイッチング制御動作を作動／停止させるものである。そして、ドライブ回路１３のスイッチング制御動作が作動すると、スイッチング電源回路の昇圧動作が作動し、ドライブ回路１３のスイッチング制御動作が停止すると、スイッチング電源回路の昇圧動作が停止する。輝度調整信号としては、例えばＰＷＭ(Pulse Width Modulation)信号が挙げられる。ＯＮ／ＯＦＦ回路２１は、コントロール端子Ｔ_CTRLに入力される輝度調整信号がＨｉｇｈレベルのときにはドライブ回路１３のスイッチング制御動作を作動させて白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ６に出力電流Ｉｏｕｔを流し、輝度調整信号がＬｏｗレベルのときにはドライブ回路１３のスイッチング制御動作を停止させて出力電圧Ｖｏｕｔを低下させるので、白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ６に流れる平均電流は輝度調整信号のデューティに応じて変化することになる。そして、白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ６の輝度は白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ６に流れる平均電流に比例するので、輝度調整信号のデューティを変えることで白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ６の輝度を調整することができる。

また、ソフトスタート回路２０は、ドライブ回路１３のスイッチング制御動作開始時に、ドライブ回路１３の出力デューティを徐々に変化させることにより出力電圧Ｖｏｕｔを緩やかに上昇させるもの、換言すると所謂ソフトスタート動作を行うものである。出力電圧Ｖｏｕｔを緩やかに上昇させなければ、出力コンデンサ５が充電されていない場合に、充電のための過大な充電電流が直流電源１から流れることになり、直流電源１がリチウムイオン電池等の電池である場合、電池に負担がかかるとともに、電池電圧がこの過大な充電電流により低下し、電池が本来の終止電圧まで使用できなくなるという問題が発生する。

ソフトスタート回路２０は、図９（ｂ）に示すように、端子Ｔ１〜Ｔ３と、スイッチＳＷ１及びＳＷ２と、定電流源Ｉ１と、容量Ｃ１と、Ｐチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ（以下、Ｐｃｈトランジスタという）Ｑ１とによって構成される。端子Ｔ１はスイッチＳＷ１の制御端子及びスイッチＳＷ２の制御端子に接続され、端子Ｔ２はスイッチＳＷ１及び定電流源Ｉ１を介してＰｃｈトランジスタＱ１のゲート、容量Ｃ１の一端、及びスイッチＳＷ２の一端に接続される。また、容量Ｃ１の他端、スイッチＳＷ２の他端、及びＰｃｈトランジスタＱ１のドレインはグランドに接続され、ＰｃｈトランジスタＱ１のソースは端子Ｔ３に接続される。なお、端子Ｔ１はコントロール端子Ｔ_CTRLに接続され、端子Ｔ２は電源端子Ｔ_VINに接続され、端子Ｔ３はＰＷＭコンパレータ１７の非反転入力端子とエラーアンプ１８の出力端子との接続点に接続される。また、スイッチＳＷ１は、制御端子にＨｉｇｈレベルの信号が供給されるとオンになり、制御端子にＬｏｗレベルの信号が供給されるとオフになるスイッチであり、スイッチＳＷ２は、制御端子にＨｉｇｈレベルの信号が供給されるとオフになり、制御端子にＬｏｗレベルの信号が供給されるとオンになるスイッチである。

端子Ｔ２に入力電圧Ｖｉｎが供給され、端子Ｔ１に供給される輝度調整信号がＨｉｇｈレベルになってスイッチＳＷ１がオンになりスイッチＳＷ２がオフになると、定電流源Ｉ１から定電流が出力され容量Ｃ１の充電が開始される。この容量Ｃ１の充電開始に伴って、ＰｃｈトランジスタＱ１のゲート電位が徐々に低電位から高電位へと立ち上がり、やがてＰｃｈトランジスタＱ１はオンからオフになる。このようなＰｃｈトランジスタＱ１のゲート電位の変化に伴って、エラーアンプ１８の出力電位が徐々に立ち上がるので、ソフトスタート動作が実現される。ソフトスタート動作による出力電圧Ｖｏｕｔの立ち上がり速度は、容量Ｃ１の容量値及び定電流源Ｉ１の出力電流値により簡単に設定することができる。

次に、図９（ａ）に示すスイッチング電源回路の各部の電圧波形及び電流波形について図１０のタイムチャートを参照して説明する。ここで、図１０（ａ）は、ソフトスタート回路２０の効果を説明するために、ソフトスタート回路２０が機能していない状態における図９（ａ）に示すスイッチング電源回路の各部の電圧波形及び電流波形を示し、図１０（ｂ）及び（ｃ）は、ソフトスタート回路２０が機能している状態における図９（ａ）に示すスイッチング電源回路の各部の電圧波形及び電流波形を示している。尚、図１０において、最初に輝度調整信号がＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに変化するときを図９（ａ）に示すスイッチング電源回路の起動時とする、即ちこのときに直流電源１から図９（ａ）に示すスイッチング電源回路への入力電圧Ｖｉｎの供給が開始される。そして、図９（ａ）に示すスイッチング電源回路の起動時に出力電圧Ｖｏｕｔは０（Ｖ）であり、出力コンデンサ５は全く充電されていない状態であるものとする。

先ず、図１０（ａ）を参照してソフトスタート回路２０が機能していないときの図９（ａ）に示すスイッチング電源回路の昇圧動作について説明をする。

図１０（ａ）において、起動時、即ち、最初に輝度調整信号Ｖ_CTRLがＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに変化したとき、ドライブ回路１３は昇圧動作を開始するが、ソフトスタート回路２０によるソフトスタート機能は働かないものとしているので出力電圧Ｖｏｕｔの電圧値は即座に所定の電圧値Ｖ１まで増大する。このとき、直流電源１からスイッチング電源回路に供給される入力電流Ｉｉｎは、所定の電圧値Ｖ１で出力コンデンサ５を充電する充電電流となるため、過大な電流となる。そして、出力コンデンサ５の充電が進むにつれて入力電流Ｉｉｎは減少し、その後一定となる。

尚、所定の電圧値Ｖ１とは、昇圧された出力電圧Ｖｏｕｔにより白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ６と出力電流検出用抵抗Ｒ１とに出力電流Ｉｏが流れ、これによりフィードバック端子Ｔ_FBに発生するフィードバック電圧Ｖｆｂが基準電圧Ｖｒｅｆと等しくなるときの出力電圧Ｖｏｕｔの電圧値である。

そして、輝度調整信号Ｖ_CTRLがＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに変化すると、ＯＮ／ＯＦＦ回路２１がドライブ回路１３のスイッチング制御動作を停止させるので、出力電圧Ｖｏｕｔの値は直流電源１からスイッチング電源回路に印加される入力電圧Ｖｉｎの電圧値と一致し、入力電流Ｉｉｎは流れなくなる。

その後、白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ６の輝度調整のために輝度調整信号Ｖ_CTRLが所定のデューティでＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベルに順次切り換わると、出力電圧Ｖｏｕｔの値は輝度調整信号Ｖ_CTRLのレベルに応じて所定の電圧値Ｖ１と入力電圧Ｖｉｎの電圧値とに順次切り換わる。出力電圧Ｖｏｕｔの電圧値が入力電圧Ｖｉｎの電圧値から所定の電圧値Ｖ１に切り換わるときに流れる入力電流Ｉｉｎは、出力コンデンサ５が既に入力電圧Ｖｉｎの電圧値に充電されているので、所定の電圧値Ｖ１から入力電圧Ｖｉｎの電圧値を差し引いた電圧で出力コンデンサ５を充電する充電電流となり、過大な電流とはならない。

以上のように、ソフトスタート回路２０によるソフトスタート機能は働かない場合、起動時に流れる入力電流Ｉｉｎが過大になることが問題である。即ち、起動時には出力コンデンサ５を充電する過大な充電電流が電池である直流電源１から流れ出すために、電池に負担がかかるとともに、電池電圧がこの過大な充電電流により低下し、電池が本来の終止電圧まで使用できなくなるという問題が発生する。この問題を解決するためにソフトスタート回路２０が機能することが必要である。

続いて、図１０（ｂ）を参照してソフトスタート回路２０が機能しているときの図９（ａ）に示すスイッチング電源回路の昇圧動作について説明をする。

図１０（ｂ）において、起動時、即ち、最初に電圧信号である輝度調整信号Ｖ_CTRLがＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに変化したとき、ドライブ回路１３はスイッチング制御動作を開始するが、ソフトスタート回路２０がドライブ回路１３の出力デューティを徐々に変化させるので、出力電圧Ｖｏｕｔは入力電圧Ｖｉｎの電圧値になった後、所定の電圧値Ｖ１になるまで緩やかに上昇する。そして、起動時の入力電流Ｉｉｎは入力電圧Ｖｉｎの電圧値で出力コンデンサ５を充電する充電電流となるため、過大な電流とはならない。そして、出力コンデンサ５の充電が進むにつれて入力電流Ｉｉｎは減少し、その後一定となる。

そして、輝度調整信号Ｖ_CTRLがＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに変化すると、ＯＮ／ＯＦＦ回路２１がドライブ回路１３のスイッチング制御動作を停止させるので、出力電圧Ｖｏｕｔは直流電源１からスイッチング電源回路に印加される入力電圧Ｖｉｎの電圧値になり、入力電流Ｉｉｎは流れなくなる。また、輝度調整信号Ｖ_CTRLがＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに変化すると、スイッチＳＷ１がオフになりスイッチＳＷ２がオンになるので、容量Ｃ１に蓄えられていた電荷が即座に引き抜かれる。

その後、白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ６の輝度調整のために輝度調整信号Ｖ_CTRLが所定のデューティでＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベルに順次切り換わると、輝度調整信号Ｖ_CTRLがＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに切り換わるときには、ソフトスタート回路２０がソフトスタート動作を行うので出力電圧Ｖｏｕｔは所定の電圧値Ｖ１に向かって緩やかに上昇するが、輝度調整信号Ｖ_CTRLがＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに切り換わるときには、出力電圧Ｖｏｕｔの電圧値は即座に入力電圧Ｖｉｎの電圧値になる。出力電圧Ｖｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎの電圧値から所定の電圧値Ｖ１に向かって上昇するときに流れる入力電流Ｉｉｎは、出力コンデンサ５が既に入力電圧Ｖｉｎの電圧値に充電されているので、上昇した分の電圧で出力コンデンサ５を充電する充電電流となり、過大な電流とはならない。このように、ソフトスタート回路２０が機能することにより、起動時の入力電流Ｉｉｎが過大になることを防止し、直流電源１にダメージ等を与えることを防止することができる。

また、従来のスイッチング電源回路の他の構成例としては、一次巻線と該一次巻線とは異なる巻き数で構成された二次巻線とを有するトランスと、直流電源の電源端子間に前記トランスの一次巻線と直列接続されたスイッチング素子と、前記直流電源の立ち上がり時にソフトスタート用コンデンサを充電し、その充電電圧に相対した電圧信号をソフト制御信号として出力するソフトスタート回路と、前記ソフトスタート回路から出力されるソフト制御信号に基づいて、前記スイッチング素子のデューティ比を徐々に高めるように制御する制御回路と、前記直流電源の所定電圧値以下の立ち下がりを検出し、その検出信号を出力する電圧変動検出回路と、前記電圧変動検出回路から出力された検出信号に基づいて、前記ソフトスタート用コンデンサの充電電荷を強制的に放電させる強制放電回路とを備る回路構成が挙げられる（例えば、特許文献１参照）。
特開平１１―６９７９３号公報

しかしながら、図９（ａ）に示すスイッチング電源回路は、コントロール端子Ｔ_CTRLに入力される輝度調整信号Ｖ_CTRLがＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルになる度に、ソフトスタート回路２０がソフトスタート動作を行って出力電圧Ｖｏｕｔが緩やかに上昇するため、出力電圧Ｖｏｕｔが所定の電圧値Ｖ１まで即座に立ち上がらない。したがって、図１０（ｃ）に示すタイムチャートのように輝度調整信号Ｖ_CTRLの周期が短くて輝度調整信号Ｖ_CTRLのＨｉｇｈレベル期間が短い場合は、白色発光ダイオードＬＥＤ１〜６が発光するために必要な電圧を白色発光ダイオードＬＥＤ１〜６に印加することができず、輝度調整信号のデューティに応じた所望の輝度調整が行えないという問題があった。

また、特許文献１に開示されているスイッチング電源装置では、スイッチング電源装置が瞬断や短時間で再びオンされた場合でも、ソフトスタート動作を確実に行うことができるのでスイッチング素子の損傷を未然に防止することはできるが、短いサイクルでスイッチング電源装置がオン／オフされた場合には、オンする度にソフトスタート動作で出力電圧が緩やかに立ち上がるので、出力電圧が所望の電圧まで立ち上がらないことがある。従って、特許文献１に開示されているスイッチング電源装置を、直列接続された複数の白色発光ダイオードを駆動するとともに輝度調整信号に応じて輝度調整を行う電源回路として使用しても、図９（ａ）に示すスイッチング電源回路と同様に、輝度調整信号の周期が短くて輝度調整信号のＨｉｇｈレベル期間が短い場合は、白色発光ダイオードが発光するために必要な電圧を白色発光ダイオードに印加することができず、輝度調整信号のデューティに応じた所望の輝度調整が行えないという問題があった。

本発明は、上記の問題点に鑑み、外部信号に応じて昇圧動作の作動／停止を行い、昇圧動作の作動／停止の切り換え周期が短くても出力電圧が目標値に達することができるスイッチング電源回路及びそれを用いた電子機器を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明に係るスイッチング電源回路は、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータと、基準電圧と前記昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流に基づく電圧とを比較する比較部と、前記比較部の出力に応じて前記昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータが具備するスイッチング素子のオン／オフをスイッチング制御するドライブ部と、外部信号に応じて前記ドライブ部のスイッチング制御動作の作動／停止を切り換える作動／停止部と、容量及び放電部を有し、前記ドライブ部のスイッチング制御動作が開始されて前記昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が立ち上がる際に前記容量を充電し、前記昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が立ち上がる際に前記比較部の出力に拘わらず前記昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が緩やかに上昇するように前記容量の両端電圧に応じて前記ドライブ部を制御し、前記ドライブ部のスイッチング制御動作が停止しているときに前記放電部により前記容量の放電を行い、その放電が完了するのに要する時間が前記作動／停止部による前記ドライブ部のスイッチング制御動作の作動／停止の切り換え周期よりも長いソフトスタート回路と、を備える構成とする。

このような構成によると、前記容量の放電が完了するのに要する時間が前記作動／停止部による前記ドライブ部のスイッチング制御動作の作動／停止の切り換え周期よりも長くなり、さらに前記容量の放電が完了するまで前記ソフトスタート回路はスロースタート動作を行うことができないので、前記作動／停止部による前記ドライブ部のスイッチング制御動作の作動／停止の切り換え周期が短くても前記昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が目標値に達することができる。したがって、昇圧動作の作動／停止の切り換え周期が短くても出力電圧が目標値に達することができる。

また、前記容量の充電時に前記容量の充電にとって無駄になる電流を流さない観点から、前記ソフトスタート回路が、第１の電流源及び第２の電流源と、前記ドライブ部のスイッチング制御動作が作動しているときにオンになり、前記ドライブ部のスイッチング制御動作が停止しているときにオフになるように、前記外部信号に応じてオン／オフが切り換わる第１のスイッチと、前記ドライブ部のスイッチング制御動作が作動しているときにオフになり、前記ドライブ部のスイッチング制御動作が停止しているときにオンになるように、前記外部信号に応じてオン／オフが切り換わる第２のスイッチと、を備え、前記ドライブ部のスイッチング制御動作が作動しているときに前記第１のスイッチを介して前記第１の電流源が前記容量に充電電流を供給し、前記ドライブ部のスイッチング制御動作が停止しているときに前記第２のスイッチを介して前記第２の電流源が前記容量から放電電流を引き抜くようにしてもよい。

また、前記ドライブ部のスイッチング制御動作が停止しているときに確実に前記容量の放電を行う観点から、前記ソフトスタート回路が、第１の電流源及び第２の電流源と、前記ドライブ部のスイッチング制御動作が作動しているときにオンになり、前記ドライブ部のスイッチング制御動作が停止しているときにオフになるように、前記外部信号に応じてオン／オフが切り換わるスイッチと、を備え、前記ドライブ部のスイッチング制御動作が作動しているときに前記スイッチを介して前記第１の電流源から出力される電流の一部を前記容量に充電電流として供給し、前記第１の電流源から出力される電流の残りを前記第２の電流源が引き抜き、前記ドライブ部のスイッチング制御動作が停止しているときに前記第２の電流源が前記容量から放電電流を引き抜くようにしてもよい。

また、前記第１の電流源及び前記第２の電流源を定電流源にしてもよい。これにより、前記容量の充電電圧及び放電電圧の算出が容易になる。

前記第１の電流源及び前記第２の電流源それぞれにデプレッショントランジスタを用いてもよい。デプレッショントランジスタはゲート長とゲート幅の比を変えることで簡単に出力電流値を設定することができるため、スイッチング電源回路の低コスト化や小型化を図ることができる。

また、本発明に係る電子機器は、上記いずれかの構成のスイッチング電源回路を備える構成とする。前記スイッチング電源回路の電力供給先としては、例えば電子機器に搭載される液晶表示装置の照明源が挙げられる。

本発明によると、外部信号に応じて昇圧動作の作動／停止を行い、昇圧動作の作動／停止の切り換え周期が短くても出力電圧が目標値に達することができるスイッチング電源回路及びそれを用いた電子機器を実現することができる。

本発明の一実施形態について図面を参照して以下に説明する。本発明に係る昇圧型スイッチング電源回路の一構成例を図１（ａ）に示す。なお、図１において図９と同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。

図１（ａ）に示す本発明に係る昇圧型スイッチング電源回路は、入力コンデンサ２と、コイル３と、整流素子であるダイオード４と、出力コンデンサ５と、出力電流検出用抵抗Ｒ１と、１つのパッケージにＩＣ化されコイル３に対するエネルギーの蓄積／放出を切り換えて昇圧動作を行う昇圧チョッパレギュレータ１００とによって構成されている。なお、図１（ａ）に示す本発明に係る昇圧型スイッチング電源回路と図９（ａ）に示す従来の昇圧型スイッチング電源回路との相違点は、ソフトスタート回路の構成のみである。

図１（ａ）に示す本発明に係る昇圧型スイッチング電源回路が具備するソフトスタート回路２４は、図１（ｂ）に示すように、端子Ｔ１〜Ｔ３と、スイッチＳＷ１と、定電流源Ｉ１と、容量Ｃ１と、ＰｃｈトランジスタＱ１と、スイッチＳＷ２と、定電流源Ｉ２とによって構成される。端子Ｔ１はスイッチＳＷ１の制御端子及びスイッチＳＷ２の制御端子に接続され、端子Ｔ２はスイッチＳＷ１及び定電流源Ｉ１を介してＰｃｈトランジスタＱ１のゲートと容量Ｃ１の一端とスイッチＳＷ２の一端とに接続される。また、容量Ｃ１の他端及びＰｃｈトランジスタＱ１のドレインはグランドに接続され、ＰｃｈトランジスタＱ１のソースは端子Ｔ３に接続され、スイッチＳＷ２の他端は定電流源Ｉ２を介してグランドに接続される。なお、端子Ｔ１はコントロール端子Ｔ_CTRLに接続され、端子Ｔ２は電源端子Ｔ_VINに接続され、端子Ｔ３はＰＷＭコンパレータ１７の非反転入力端子とエラーアンプ１８の出力端子との接続点に接続される。また、スイッチＳＷ１は、制御端子にＨｉｇｈレベルの信号が供給されるとオンになり、制御端子にＬｏｗレベルの信号が供給されるとオフになるスイッチであり、スイッチＳＷ２は、制御端子にＨｉｇｈレベルの信号が供給されるとオフになり、制御端子にＬｏｗレベルの信号が供給されるとオンになるスイッチである。

端子Ｔ２に入力電圧Ｖｉｎが供給され、端子Ｔ１に供給される輝度調整信号がＨｉｇｈレベルになってスイッチＳＷ１がオンになりスイッチＳＷ２がオフになると、定電流源Ｉ１から定電流が出力され容量Ｃ１の充電が開始される。この容量Ｃ１の充電開始に伴って、ＰｃｈトランジスタＱ１のゲート電位が徐々に低電位から高電位へと立ち上がり、やがてＰｃｈトランジスタＱ１はオンからオフになる。このときのＰｃｈトランジスタＱ１のゲート電位ΔＶ１は下記に示す（１）式で表すことができる。なお、（１）式中のＣ₁は容量Ｃ１の容量値、Ｉ₁は定電流源Ｉ１の出力電流値、Δｔ１は充電時間をそれぞれ示している。
ΔＶ１＝Ｉ₁・Δｔ１／Ｃ₁ …（１）

このようなＰｃｈトランジスタＱ１のゲート電位の変化に伴って、エラーアンプ１８の出力電位が徐々に立ち上がるので、ソフトスタート動作が実現される。ソフトスタート動作による出力電圧Ｖｏｕｔの立ち上がり速度は、容量Ｃ１の容量値Ｃ₁及び定電流源Ｉ１の出力電流値Ｉ₁により簡単に設定することができる。

一方、端子Ｔ１に供給される輝度調整信号がＬｏｗレベルになってスイッチＳＷ１がオフになりスイッチＳＷ２がオンになると、容量Ｃ１に蓄えられている電荷が定電流源Ｉ２によって引き抜かれる。この電荷引き抜きによるＰｃｈトランジスタＱ１のゲート電位の電圧降下ΔＶ２は下記に示す（２）式で表すことができる。なお、（２）式中のＣ₁は容量Ｃ１の容量値、Ｉ₂は定電流源Ｉ２の出力電流値、Δｔ２は電荷引き抜き時間をそれぞれ示している。
ΔＶ２＝Ｉ₂・Δｔ２／Ｃ₁ …（２）

電圧降下ΔＶ２を小さくすることで、容量Ｃ１に蓄えられている電荷の引き抜きを抑えることができ、その結果エラーアンプ１８の出力電位の低下を抑えることが可能となる。したがって、容量Ｃ１に蓄えられている電荷の引き抜きを抑えるために、Ｉ₁／Ｉ₂を大きな値にする。

そして、エラーアンプ１８の出力電位の低下を抑えることができれば、ソフトスタート回路２４がスロースタート動作を行うことができないため、本発明に係る昇圧型スイッチング電源装置の各部の電圧波形及び電流波形を示す図２（ａ）からも分かるように、輝度調整信号Ｖ_CTRLのＨｉｇｈレベル期間が短くても出力電圧Ｖｏｕｔが目標値（＝Ｖ１）に達することができ、ＬＥＤ１〜ＬＥＤ６を発光させることができる。これにより、輝度調整信号の周期が短くて輝度調整信号のＨｉｇｈレベル期間が短い場合も輝度調整信号のデューティに応じた所望の輝度調整を行うことができる。また、上述したＩ₁／Ｉ₂の値は、容量の放電が完了するのに要する時間がＯＮ／ＯＦＦ回路２１によるドライブ回路１３のスイッチング制御動作の作動／停止の切り換え周期よりも長くなるように設定する。

なお、図２において比較のために、図９（ａ）に示す従来の昇圧型スイッチング電源装置の各部の電圧波形及び電流波形を図２（ｂ）に示している。また、図２において、最初に輝度調整信号がＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに変化するときをスイッチング電源回路の起動時としており、スイッチング電源回路の起動時に出力電圧Ｖｏｕｔは０（Ｖ）であり、出力コンデンサ５は全く充電されていない状態であるものとしている。

また、図１（ａ）に示す本発明に係る昇圧型スイッチング電源回路に、直流電源１とスイッチング電源回路との間に設けられる電源スイッチがオフであるとき即ちスイッチング電源回路に入力電圧Ｖｉｎが供給されないときにＬｏｗレベルとなる輝度調整信号を入力するようにしておけば、電源スイッチがオフであるとき即ちスイッチング電源回路に入力電圧Ｖｉｎが供給されないときに容量Ｃ１に蓄えられている電荷が定電流源Ｉ２によって引き抜かれる。そして、電源スイッチがオフであるときの電荷引き抜き時間Δｔ２は長いので、容量Ｃ１の電荷を十分に引き抜くことができ、ＰｃｈトランジスタＱ１のゲート電位はグランド電位またはそれに近い電位となり、次に電源スイッチがオフからオンに切り換わる際にソフトスタート回路２４がソフトスタート動作を行うことができる。

ソフトスタート回路２４は、図３に示すように定電流源Ｉ１及びＩ２をカレントミラー回路を用いた電流源（定電流源Ｉ０と、ＰｃｈトランジスタＱ２及びＱ３と、ＮｃｈトランジスタＱ４〜Ｑ６とによって構成される電源回路）とする回路構成にすることもできるが、図４に示すように定電流源Ｉ１及びＩ２をそれぞれＮチャンネル型デプレッショントランジスタＱ７及びＱ８とする回路構成にすることが望ましい。また、図４に示す回路構成では、スイッチＳＷ１にＰｃｈトランジスタＱ９を用い、スイッチＳＷ２にＮｃｈトランジスタＱ１０を用いている。

図４に示すように回路構成が望ましい理由は、デプレッショントランジスタは図８に示すような静特性を有しており、ゲートとソースを短絡してゲート・ソース間電圧Ｖ_GSを零にすることで、ドレイン・ソース間電圧による影響のない定電流値Ｉｃのドレイン電流Ｉ_Dを得ることが可能であり、さらにデプレッショントランジスタはゲート長とゲート幅の比を変えることで簡単に出力電流値を設定することができるため低コスト化や昇圧チョッパレギュレータ１００の小型化に有効だからである。

次に、本発明に係る昇圧型スイッチング電源回路の他の構成例を図５（ａ）に示す。なお、図５において図９と同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。

図５（ａ）に示す本発明に係る昇圧型スイッチング電源回路は、入力コンデンサ２と、コイル３と、整流素子であるダイオード４と、出力コンデンサ５と、出力電流検出用抵抗Ｒ１と、１つのパッケージにＩＣ化されコイル３に対するエネルギーの蓄積／放出を切り換えて昇圧動作を行う昇圧チョッパレギュレータ２００とによって構成されている。なお、図５（ａ）に示す本発明に係る昇圧型スイッチング電源回路と図９（ａ）に示す従来の昇圧型スイッチング電源回路との相違点は、ソフトスタート回路の構成のみである。

図５（ａ）に示す本発明に係る昇圧型スイッチング電源回路が具備するソフトスタート回路２５は、図５（ｂ）に示すように、端子Ｔ１〜Ｔ３と、スイッチＳＷ１と、定電流源Ｉ３と、容量Ｃ１と、ＰｃｈトランジスタＱ１と、定電流源Ｉ４とによって構成される。端子Ｔ１はスイッチＳＷ１の制御端子に接続され、端子Ｔ２はスイッチＳＷ１及び定電流源Ｉ３を介してＰｃｈトランジスタＱ１のゲートと容量Ｃ１の一端と定電流源Ｉ４の一端とに接続される。また、容量Ｃ１の他端とＰｃｈトランジスタＱ１のドレインと定電流源Ｉ４の他端とはグランドに接続され、ＰｃｈトランジスタＱ１のソースは端子Ｔ３に接続される。なお、端子Ｔ１はコントロール端子Ｔ_CTRLに接続され、端子Ｔ２は電源端子Ｔ_VINに接続され、端子Ｔ３はＰＷＭコンパレータ１７の非反転入力端子とエラーアンプ１８の出力端子との接続点に接続される。また、スイッチＳＷ１は、制御端子にＨｉｇｈレベルの信号が供給されるとオンになり、制御端子にＬｏｗレベルの信号が供給されるとオフになるスイッチである。

端子Ｔ２に入力電圧Ｖｉｎが供給され、端子Ｔ１に供給される輝度調整信号がＨｉｇｈレベルになってスイッチＳＷ１がオンになると、定電流源Ｉ３から定電流が出力され、その定電流の一部が定電流源Ｉ４によって引き抜かれ、残りが容量Ｃ１への充電電流となる。容量Ｃ１の充電に伴って、ＰｃｈトランジスタＱ１のゲート電位が徐々に低電位から高電位へと立ち上がり、ＰｃｈトランジスタＱ１はオンからオフになる。このときのＰｃｈトランジスタＱ１のゲート電位ΔＶ１は下記に示す（３）式で表すことができる。なお、（３）式中のＣ₁は容量Ｃ１の容量値、Ｉ₃は定電流源Ｉ３の出力電流値、Ｉ₄は定電流源Ｉ４の出力電流値、Δｔ１は充電時間をそれぞれ示している。
ΔＶ１＝（Ｉ₃−Ｉ₄）・Δｔ１／Ｃ₁ …（３）

このようなＰｃｈトランジスタＱ１のゲート電位の変化に伴って、エラーアンプ１８の出力電位が徐々に立ち上がるので、ソフトスタート動作が実現される。ソフトスタート動作による出力電圧Ｖｏｕｔの立ち上がり速度は、容量Ｃ１の容量値Ｃ₁、定電流源Ｉ３の出力電流値Ｉ₃、及び定電流源Ｉ４の出力電流値Ｉ₄により簡単に設定することができる。また、ソフトスタート回路２４では、容量Ｃ１に蓄えられている電荷を引き抜く際スイッチＳＷ２の抵抗成分があるためＰｃｈトランジスタＱ１のゲート電位が所定値以下になるとリーク電流のみでしか電荷を引き抜くことができないが、ソフトスタート回路２５では、確実に定電流源Ｉ４の出力電流で容量Ｃ１に蓄えられている電荷を引き抜くことができる。

一方、端子Ｔ１に供給される輝度調整信号がＬｏｗレベルになってスイッチＳＷ１がオフになると、容量Ｃ１に蓄えられている電荷が定電流源Ｉ４によって引き抜かれる。この電荷引き抜きによるＰｃｈトランジスタＱ１のゲート電位の電圧降下ΔＶ２は下記に示す（４）式で表すことができる。なお、（４）式中のＣ₁は容量Ｃ１の容量値、Ｉ₄は定電流源Ｉ４の出力電流値、Δｔ２は電荷引き抜き時間をそれぞれ示している。
ΔＶ２＝Ｉ₄・Δｔ２／Ｃ₁ …（４）

電圧降下ΔＶ２を小さくすることで、容量Ｃ１に蓄えられている電荷の引き抜きを抑えることができ、その結果エラーアンプ１８の出力電位の低下を抑えることが可能となる。したがって、容量Ｃ１に蓄えられている電荷の引き抜きを抑えるために、Ｉ₃／Ｉ₄を大きな値にする。ここで、容量Ｃ１の充電にとって定電流源Ｉ４によって引き抜かれる電流は無駄になっているので、定電流源Ｉ４の出力電流値Ｉ₄を小さくして、Ｉ₃／Ｉ₄をＩ₁／Ｉ₂より大きい値にするとよい。

そして、エラーアンプ１８の出力電位の低下を抑えることができれば、ソフトスタート回路２４がスロースタート動作を行うことができないため、本発明に係る昇圧型スイッチング電源装置の各部の電圧波形及び電流波形を示す図２（ａ）からも分かるように、輝度調整信号Ｖ_CTRLのＨｉｇｈレベル期間が短くても出力電圧Ｖｏｕｔが目標値（＝Ｖ１）に達することができ、ＬＥＤ１〜ＬＥＤ６を発光させることができる。これにより、輝度調整信号の周期が短くて輝度調整信号のＨｉｇｈレベル期間が短い場合も輝度調整信号のデューティに応じた所望の輝度調整を行うことができる。また、上述したＩ₃／Ｉ₄の値は、容量の放電が完了するのに要する時間がＯＮ／ＯＦＦ回路２１によるドライブ回路１３のスイッチング制御動作の作動／停止の切り換え周期よりも長くなるように設定する。

また、直流電源１とスイッチング電源回路との間に設けられる電源スイッチがオフであるとき即ちスイッチング電源回路に入力電圧Ｖｉｎが供給されないときに容量Ｃ１に蓄えられている電荷が定電流源Ｉ４によって引き抜かれる。そして、電源スイッチがオフであるときの電荷引き抜き時間Δｔ２は長いので、容量Ｃ１の電荷を十分に引き抜くことができ、ＰｃｈトランジスタＱ１のゲート電位はグランド電位またはそれに近い電位となり、次に電源スイッチがオフからオンに切り換わる際にソフトスタート回路２４がソフトスタート動作を行うことができる。

ソフトスタート回路２５は、図６に示すように定電流源Ｉ３及びＩ４をカレントミラー回路を用いた電流源（定電流源Ｉ０と、ＰｃｈトランジスタＱ２及びＱ３と、ＮｃｈトランジスタＱ４〜Ｑ６とによって構成される電源回路）とする回路構成にすることもできるが、図７に示すように定電流源Ｉ３及びＩ４をそれぞれＮチャンネル型デプレッショントランジスタＱ７及びＱ８とする回路構成にすることが望ましい。また、図７に示す回路構成では、スイッチＳＷ１にＰｃｈトランジスタＱ９を用いている。

図７に示すように回路構成が望ましい理由は、デプレッショントランジスタは図８に示すような静特性を有しており、ゲートとソースを短絡してゲート・ソース間電圧Ｖ_GSを零にすることで、ドレイン・ソース間電圧Ｖ_DSによる影響のない定電流値Ｉｃのドレイン電流Ｉ_Dを得ることが可能であり、さらにデプレッショントランジスタはゲート長とゲート幅の比を変えることで簡単に出力電流値を設定することができるため低コスト化や昇圧チョッパレギュレータ２００の小型化に有効だからである。

なお、上記説明では、ＯＮ／ＯＦＦ回路２１は、輝度調整信号がＨｉｇｈレベルの場合にドライブ回路１３のスイッチング制御動作を作動させ、輝度調整信号がＨｉｇｈレベルの場合にドライブ回路１３のスイッチング制御動作を停止させていたが、輝度調整信号がＬｏｗレベルの場合にドライブ回路１３のスイッチング制御動作を停止させ、輝度調整信号がＨｉｇｈレベルの場合にドライブ回路１３のスイッチング制御動作を作動させても構わない。この場合、スイッチＳＷ１を、制御端子にＨｉｇｈレベルの信号が供給されるとオフになり、制御端子にＬｏｗレベルの信号が供給されるとオンになるスイッチにし、スイッチＳＷ２を、制御端子にＨｉｇｈレベルの信号が供給されるとオンになり、制御端子にＬｏｗレベルの信号が供給されるとオフになるスイッチにする。また、上記説明では、トランスレスの昇圧型スイッチング電源回路について説明を行ったが、本発明はスイッチングトランスを有する昇圧型スイッチング電源回路にも適用することができる。

また、本発明に係る電子機器は、駆動電流の調整が必要な負荷（例えば液晶表示装置の照明源）と、前記負荷を駆動する本発明に係るスイッチング電源回路とを搭載している。

は、本発明に係る昇圧型スイッチング電源回路の一構成例を示す図である。 は、本発明に係る昇圧型スイッチング電源回路の各部の電圧波形及び電流波形を示すタイムチャートである。 は、図１に示すスイッチング電源回路に設けられるソフトスタート回路の一構成例を示す図である。 は、図１に示すスイッチング電源回路に設けられるソフトスタート回路の他の構成例を示す図である。 は、本発明に係る昇圧型スイッチング電源回路の他の構成例を示す図である。 は、図５に示すスイッチング電源回路に設けられるソフトスタート回路の一構成例を示す図である。 は、図５に示すスイッチング電源回路に設けられるソフトスタート回路の他の構成例を示す図である。 は、デプレッショントランジスタの静特性を示す図である。 は、従来の昇圧型スイッチング電源回路の一構成例を示す図である。 は、図９に示すスイッチング電源回路の各部の電圧波形及び電流波形を示すタイムチャートである。

符号の説明

１ 直流電源
２ 入力コンデンサ
３ コイル
４ ダイオード
５ 出力コンデンサ
２４、２５ ソフトスタート回路
１００、２００ 昇圧チョッパレギュレータ
ＬＥＤ１〜ＬＥＤ６ 白色発光ダイオード
Ｃ１ 容量
Ｉ１〜Ｉ４ 定電流源
Ｑ１ Ｐｃｈトランジスタ
ＳＷ１、ＳＷ２ スイッチ
Ｔ１〜Ｔ３ 端子
Ｑ７、Ｑ８ Ｎチャンネル型デプレッショントランジスタ

Claims (7)

1. 昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータと、
   基準電圧と前記昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流に基づく電圧とを比較する比較部と、
   前記比較部の出力に応じて前記昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータが具備するスイッチング素子のオン／オフをスイッチング制御するドライブ部と、
   外部信号に応じて前記ドライブ部のスイッチング制御動作の作動／停止を切り換える作動／停止部と、
   容量及び放電部を有し、前記ドライブ部のスイッチング制御動作が開始されて前記昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が立ち上がる際に前記容量を充電し、前記昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が立ち上がる際に前記比較部の出力に拘わらず前記昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が緩やかに上昇するように前記容量の両端電圧に応じて前記ドライブ部を制御し、前記ドライブ部のスイッチング制御動作が停止しているときに前記放電部により前記容量の放電を行い、その放電が完了するのに要する時間が前記作動／停止部による前記ドライブ部のスイッチング制御動作の作動／停止の切り換え周期よりも長いソフトスタート回路と、
   を備えることを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 前記ソフトスタート回路が、
   第１の電流源及び第２の電流源と、
   前記ドライブ部のスイッチング制御動作が作動しているときにオンになり、前記ドライブ部のスイッチング制御動作が停止しているときにオフになるように、前記外部信号に応じてオン／オフが切り換わる第１のスイッチと、
   前記ドライブ部のスイッチング制御動作が作動しているときにオフになり、前記ドライブ部のスイッチング制御動作が停止しているときにオンになるように、前記外部信号に応じてオン／オフが切り換わる第２のスイッチと、
   を備え、
   前記ドライブ部のスイッチング制御動作が作動しているときに前記第１のスイッチを介して前記第１の電流源が前記容量に充電電流を供給し、
   前記ドライブ部のスイッチング制御動作が停止しているときに前記第２のスイッチを介して前記第２の電流源が前記容量から放電電流を引き抜く請求項１に記載のスイッチング電源回路。
3. 前記ソフトスタート回路が、
   第１の電流源及び第２の電流源と、
   前記ドライブ部のスイッチング制御動作が作動しているときにオンになり、前記ドライブ部のスイッチング制御動作が停止しているときにオフになるように、前記外部信号に応じてオン／オフが切り換わるスイッチと、
   を備え、
   前記ドライブ部のスイッチング制御動作が作動しているときに前記スイッチを介して前記第１の電流源から出力される電流の一部を前記容量に充電電流として供給し、前記第１の電流源から出力される電流の残りを前記第２の電流源が引き抜き、
   前記ドライブ部のスイッチング制御動作が停止しているときに前記第２の電流源が前記容量から放電電流を引き抜く請求項１に記載のスイッチング電源回路。
4. 前記第１の電流源及び前記第２の電流源が定電流源である請求項２または請求項３に記載のスイッチング電源回路。
5. 前記第１の電流源及び前記第２の電流源それぞれにデプレッショントランジスタを用いる請求項４に記載のスイッチング電源回路。
6. 請求項１〜５のいずれかに記載のスイッチング電源回路を備えることを特徴とする電子機器。
7. 液晶表示装置を備え、前記スイッチング電源回路が前記液晶表示装置の照明源を駆動する請求項６に記載の電子機器。

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