JP5176433B2

JP5176433B2 - スイッチングレギュレータ及びそのスイッチングレギュレータを使用したｄｃ−ｄｃ変換装置

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Publication number: JP5176433B2
Application number: JP2007219834A
Authority: JP
Inventors: 清仁原; 浩久阿部
Original assignee: Ricoh Co Ltd
Current assignee: Ricoh Co Ltd
Priority date: 2007-08-27
Filing date: 2007-08-27
Publication date: 2013-04-03
Anticipated expiration: 2027-08-27
Also published as: JP2009055708A

Description

本発明は、電源用ＩＣに使用するＤＣ−ＤＣコンバータをなすスイッチングレギュレータ及びそのスイッチングレギュレータを使用したＤＣ−ＤＣ変換装置に関する。

図５は、従来の昇圧型スイッチングレギュレータの回路例を示した図である（例えば、特許文献１参照。）。
図５では、電源投入時に、容量Ｃ１０１と定電流ｉ１０１によってソフトスタート信号ＳＳの電圧が少しずつ上昇していくようにし、基準電圧Ｖｒｅｆとソフトスタート信号ＳＳの内いずれか電圧が小さい方と、出力電圧Ｖｏｕｔを分圧して生成した帰還電圧Ｖｆｂとの電圧比較を行い、該比較結果に応じた差電圧を増幅して誤差信号ＥＡｏとして出力し、該誤差信号ＥＡｏと三角波発生回路から出力される三角波信号ＴＷとの電圧比較を行って生成したＰＷＭパルス信号Ｓｐｗｍを用いてスイッチングトランジスタＭＮ１のスイッチング制御を行っていた。このようにすることにより、電源投入時に、誤差信号ＥＡｏの電圧が少しずつ上昇していき、スイッチングレギュレータの出力電圧Ｖｏｕｔも少しずつ上昇していく。このようにすることにより、急激な入力電流の流入を抑制しつつ、出力電圧Ｖｏｕｔを少しずつ立ち上げ、出力電圧Ｖｏｕｔのオーバーシュートを防止することができる。
特許第３７９８５２７号公報

しかし、前記のような方法では、電源投入時の急激な入力電流の流入の抑制と、出力電圧Ｖｏｕｔのオーバーシュートを防止することができるが、ソフトスタート信号ＳＳと基準電圧Ｖｒｅｆとの切り換えを行う２つのアナログスイッチからなる切換回路が必要になり、回路面積の縮小を図るためには、更に回路構成を簡単にする必要があった。

本発明は、このような問題を解決するためになされたものであり、ソフトスタート信号と基準電圧との切換回路をなくしてソフトスタート回路の回路を簡単にし、回路面積の縮小を図ることができるスイッチングレギュレータ及びそのスイッチングレギュレータを使用したＤＣ−ＤＣ変換装置を得ることを目的とする。

この発明に係るスイッチングレギュレータは、入力端子に入力された入力電圧を、所定の定電圧に変換して出力電圧として出力端子から出力するスイッチングレギュレータにおいて、
入力された制御信号に応じてスイッチングを行うスイッチング素子と、
該スイッチング素子のスイッチングによって前記入力電圧による充電が行われるインダクタと、
前記スイッチング素子がオフして該インダクタへの充電が停止すると、該インダクタの放電を行う整流素子と、
前記出力電圧に比例した比例電圧が、入力された参照電圧になるように前記スイッチング素子のスイッチング制御を行う制御回路部と、
入力端に所定の基準電圧が入力され、出力端から前記参照電圧を出力するトランジスタを有し、起動時に、該トランジスタにおける制御電極の電圧を所定値になるまで所定の速度で可変させて、前記参照電圧を該所定の速度で徐々に前記基準電圧まで上昇させるソフトスタート回路部と、
を備え、
前記ソフトスタート回路部は、
前記入力電圧を電源にして所定の第１定電流を供給する第１定電流源と、
該第１定電流源からの定電流によって前記所定の速度で前記入力電圧まで充電されるコンデンサと、
入力された制御信号に応じてスイッチングを行う、前記第１定電流源に並列に接続されたスイッチ回路と、
前記トランジスタにおける制御電極の電圧が所定値以上になると、該スイッチ回路を導通状態にして前記第１定電流源を短絡させるスイッチ制御回路と、
を備え、
前記トランジスタは、制御電極に前記第１定電流源と前記コンデンサとの接続部の電圧が入力されるものである。

また、この発明に係るスイッチングレギュレータは、入力端子に入力された入力電圧を、所定の定電圧に変換して出力電圧として出力端子から出力するスイッチングレギュレータにおいて、
入力された制御信号に応じてスイッチングを行うスイッチング素子と、
該スイッチング素子のスイッチングによって前記入力電圧による充電が行われるインダクタと、
前記スイッチング素子がオフして該インダクタへの充電が停止すると、該インダクタの放電を行う整流素子と、
前記出力電圧に比例した比例電圧が、入力された参照電圧になるように前記スイッチング素子のスイッチング制御を行う制御回路部と、
入力端に所定の基準電圧が入力され、出力端から前記参照電圧を出力するトランジスタを有し、起動時に、該トランジスタにおける制御電極の電圧を所定値になるまで所定の速度で可変させて、前記参照電圧を該所定の速度で徐々に前記基準電圧まで上昇させるソフトスタート回路部と、
を備え、
前記ソフトスタート回路部は、
前記入力電圧を電源にして所定の第１定電流を供給する第１定電流源と、
該第１定電流源からの定電流によって前記所定の速度で前記入力電圧まで充電されるコンデンサと、
入力された制御信号に応じてスイッチングを行う、前記第１定電流源に並列に接続されたスイッチ回路と、
前記入力電圧と負側電源電圧との間に直列に接続された、前記入力電圧を電源にして所定の第２定電流を供給する第２定電流源と、
該第２定電流源からの第２定電流が流れる抵抗と、
前記トランジスタにおける制御電極の電圧と、前記第２定電流源と該抵抗との接続部の電圧の電圧比較を行い、該比較結果に応じて前記スイッチ回路のスイッチング制御を行うスイッチ制御回路と、
を備え、
前記トランジスタは、制御電極に前記第１定電流源と前記コンデンサとの接続部の電圧が入力され、
前記スイッチ制御回路は、前記トランジスタの制御電極の電圧が、前記第２定電流源と前記抵抗との接続部の電圧以上になると、前記スイッチ回路を導通状態にして前記第１定電流源を短絡させるものである。

また、この発明に係るＤＣ−ＤＣ変換装置は、ソフトスタート回路部における前記所定の速度が異なる、複数の前記請求項１又は２記載のスイッチングレギュレータを備えるものである。

本発明のスイッチングレギュレータによれば、入力端に所定の基準電圧が入力され、出力端から前記参照電圧を出力するトランジスタを有し、起動時に、該トランジスタにおける制御電極の電圧を所定値になるまで所定の速度で可変させて、前記参照電圧を該所定の速度で徐々に前記基準電圧まで上昇させるソフトスタート回路部を備えるようにしたことから、ソフトスタート信号と基準電圧との切換回路を設けることなくソフトスタート動作を行うことができ、回路を簡単にすることができるため回路面積の縮小を図ることができる。

また、本発明のＤＣ−ＤＣ変換装置によれば、複数の前記スイッチングレギュレータを備え、該各スイッチングレギュレータのソフトスタート回路部における前記所定の速度が異なるようにしたことから、複数の電源間のシーケンスを任意に設定することができる。

次に、図面に示す実施の形態に基づいて、本発明を詳細に説明する。
第１の実施の形態．
図１は、本発明の第１の実施の形態におけるスイッチングレギュレータの回路例を示した図である。
図１のスイッチングレギュレータ１は、入力電圧として入力端子ＩＮに入力された電源電圧Ｖｄｄを所定の定電圧に昇圧して、出力電圧Ｖｏｕｔとして出力端子ＯＵＴから出力する非同期整流方式の昇圧型スイッチングレギュレータである。

図１において、スイッチングレギュレータ１は、インダクタＬ１と、入力された制御信号に応じて電源電圧Ｖｄｄを昇圧する昇圧動作を行うためのスイッチングを行い、オンして導通状態になるとインダクタＬ１に対して電源電圧Ｖｄｄで充電を行うＮＭＯＳトランジスタからなるスイッチングトランジスタＭ１と、整流用のダイオードＤ１とを備えている。更に、スイッチングレギュレータ１は、所定の基準電圧Ｖｒｅｆを生成して出力する基準電圧発生回路２と、出力電圧検出用の抵抗Ｒ１，Ｒ２と、平滑用のコンデンサＣ１と、誤差増幅回路３と、所定の三角波信号ＴＷを生成して出力する三角波発生回路４と、ＰＷＭコンパレータ５と、バッファ６と、ソフトスタート回路７とを備えている。また、ソフトスタート回路７は、ＮＭＯＳトランジスタＭ１１、定電流源１１及びコンデンサＣ１１で構成されている。

なお、スイッチングトランジスタＭ１はスイッチング素子を、ダイオードＤ１は整流素子を、ソフトスタート回路７はソフトスタート回路部を、定電流源１１は第１定電流源をそれぞれなす。また、第１基準電圧発生回路２、抵抗Ｒ１，Ｒ２、誤差増幅回路３、三角波発生回路４、ＰＷＭコンパレータ５及びバッファ６は制御回路部をなす。また、スイッチングレギュレータ１において、インダクタＬ１及びコンデンサＣ１を除く各回路を１つのＩＣに集積するようにしてもよく、場合によっては、スイッチングトランジスタＭ１及びダイオードＤ１の少なくとも１つ、インダクタＬ１並びにコンデンサＣ１を除く各回路を１つのＩＣに集積するようにしてもよい。

電源電圧ＶｄｄとスイッチングトランジスタＭ１のドレインとの間にインダクタＬ１が接続され、インダクタＬ１とスイッチングトランジスタＭ１のドレインとの接続部にはダイオードＤ１のアノードが接続され、ダイオードＤ１のカソードは出力端子ＯＵＴに接続されている。出力端子ＯＵＴと接地電圧との間には、コンデンサＣ１が接続されると共に抵抗Ｒ１及びＲ２が直列に接続され、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続部から分圧電圧Ｖｆｂが出力される。ソフトスタート回路７には基準電圧Ｖｒｅｆが入力されており、基準電圧Ｖｒｅｆと誤差増幅回路３の非反転入力端との間にＮＭＯＳトランジスタＭ１１が接続され、ＮＭＯＳトランジスタＭ１１のソースから誤差増幅回路３の非反転入力端に参照電圧Ｖｓが出力される。

また、電源電圧Ｖｄｄと接地電圧との間には定電流源１１とコンデンサＣ１１が直列に接続され、定電流源１１とコンデンサＣ１１との接続部がＮＭＯＳトランジスタＭ１１のゲートに接続されている。誤差増幅回路３の反転入力端には分圧電圧Ｖｆｂが入力されており、誤差増幅回路３の出力端からは、入力された分圧電圧Ｖｆｂと参照電圧Ｖｓとの電圧差を増幅して生成した誤差信号ＥＡｏが出力される。
ＰＷＭコンパレータ５において、非反転入力端には誤差増幅回路３からの誤差信号ＥＡｏが、反転入力端には三角波信号ＴＷがそれぞれ入力され、ＰＷＭコンパレータ５は、三角波信号ＴＷを使用して誤差増幅回路３からの誤差信号ＥＡｏをＰＷＭ変調して生成したパルス信号Ｓｐｗｍを出力する。該パルス信号Ｓｐｗｍは、バッファ６を介してスイッチングトランジスタＭ１のゲートに入力されている。

このような構成において、定常状態においては、出力電圧Ｖｏｕｔが大きくなると、誤差増幅回路３からの誤差信号ＥＡｏの電圧が低下し、ＰＷＭコンパレータ５からのパルス信号Ｓｐｗｍのデューティサイクルは小さくなる。この結果、スイッチングトランジスタＭ１がオンする時間が短くなって、スイッチングレギュレータ１の出力電圧Ｖｏｕｔが低下するように制御される。また、スイッチングレギュレータ１の出力電圧Ｖｏｕｔが小さくなると、誤差増幅回路３からの誤差信号ＥＡｏの電圧が上昇し、ＰＷＭコンパレータ５からのパルス信号Ｓｐｗｍのデューティサイクルは大きくなる。この結果、スイッチングトランジスタＭ１がオンする時間が長くなって、スイッチングレギュレータ１の出力電圧Ｖｏｕｔが上昇するように制御される。このような動作を繰り返して、出力電圧Ｖｏｕｔは所定の電圧で一定になるように制御される。

一方、起動時等において電源が投入されると、ＮＭＯＳトランジスタＭ１１のゲート電圧は、定電流源１１とコンデンサＣ１１によって時間と共に増加し、該ゲート電圧の増加に伴って、ＮＭＯＳトランジスタＭ１１のゲート‐ソース間電圧を保持するようにＮＭＯＳトランジスタＭ１１のソース電圧が増加し、最終的に基準電圧Ｖｒｅｆまで増加する。このことから、誤差増幅回路３から出力される誤差信号ＥＡｏの電圧が急激な変化をすることなく少しずつ増加し、これに伴って、ＰＷＭコンパレータ５から出力されるＰＷＭパルス信号Ｓｐｗｍのオンデューティサイクルが所定の速度で徐々に大きくなる。このようにして、ソフトスタート回路７は、電源が投入されると、誤差増幅回路３への参照電圧Ｖｓを所定の速度で基準電圧Ｖｒｅｆまで増加させるため、出力電圧Ｖｏｕｔのオーバーシュートを防止することができる。

このように、本第１の実施の形態におけるスイッチングレギュレータは、基準電圧Ｖｒｅｆと誤差増幅回路３の非反転入力端との間にＮＭＯＳトランジスタＭ１１を挿入し、電源投入時に、該ＮＭＯＳトランジスタＭ１１のゲート電圧を所定の速度で電源電圧Ｖｄｄまで上昇させるようにした。このことから、ソフトスタート信号と基準電圧との切換回路を設けることなくソフトスタート動作を行うことができ、回路を簡単にすることができるため回路面積の縮小を図ることができる。

第２の実施の形態．
前記第１の実施の形態では、ＮＭＯＳトランジスタＭ１１を使用したが、該ＮＭＯＳトランジスタの代わりにＰＭＯＳトランジスタを使用するようにしてもよく。このようにしたものを本発明の第２の実施の形態とする。
図２は、本発明の第２の実施の形態におけるスイッチングレギュレータの回路例を示した図である。なお、図２では、図１と同じもの又は同様のものは同じ符号で示し、ここではその説明を省略すると共に図１との相違点のみ説明する。
図２における図１との相違点は、図１のソフトスタート回路７の回路構成を変えたことにあり、これに伴って、図１のソフトスタート回路７をソフトスタート回路７ａにし、図１のスイッチングレギュレータ１をスイッチングレギュレータ１ａにした。

図２において、スイッチングレギュレータ１ａは、入力電圧として入力端子ＩＮに入力された電源電圧Ｖｄｄを所定の定電圧に昇圧して、出力電圧Ｖｏｕｔとして出力端子ＯＵＴから出力する非同期整流方式の昇圧型スイッチングレギュレータである。
スイッチングレギュレータ１ａは、インダクタＬ１と、スイッチングトランジスタＭ１と、整流用のダイオードＤ１と、基準電圧発生回路２と、抵抗Ｒ１，Ｒ２と、コンデンサＣ１と、誤差増幅回路３と、三角波発生回路４と、ＰＷＭコンパレータ５と、バッファ６と、ソフトスタート回路７ａとを備えている。また、ソフトスタート回路７ａは、ＰＭＯＳトランジスタＭ２１，Ｍ２２、ＮＭＯＳトランジスタＭ２３、定電流源１１，２１及びコンデンサＣ１１で構成されている。なお、定電流源１１及びＰＭＯＳトランジスタＭ２２は充電回路を、定電流源２１及びＮＭＯＳトランジスタＭ２３は放電回路をそれぞれなす。

ソフトスタート回路７ａには基準電圧Ｖｒｅｆが入力されており、基準電圧Ｖｒｅｆと誤差増幅回路３の非反転入力端との間にＰＭＯＳトランジスタＭ２１が接続され、ＰＭＯＳトランジスタＭ２１のドレインから誤差増幅回路３の非反転入力端に参照電圧Ｖｓが出力される。また、電源電圧ＶｄｄとＰＭＯＳトランジスタＭ２１のゲートとの間には、定電流源１１とＰＭＯＳトランジスタＭ２２が直列に接続され、ＰＭＯＳトランジスタＭ２１のゲートと接地電圧との間には、コンデンサＣ１１が接続されると共に、ＮＭＯＳトランジスタＭ２３と定電流源２１との直列回路が接続されている。ＰＭＯＳトランジスタＭ２２及びＮＭＯＳトランジスタＭ２３の各ゲートは接続され、該接続部には外部からの制御信号Ｓｃが入力されている。

このような構成において、ソフトスタート動作を行う場合は、まずローレベルの制御信号Ｓｃが入力され、これに伴って、ＰＭＯＳトランジスタＭ２２はオンして導通状態になり、ＮＭＯＳトランジスタＭ２３はオフして遮断状態になる。このため、コンデンサＣ１１は、ＰＭＯＳトランジスタＭ２２を介して入力される定電流源１１からの定電流ｉ１によって瞬時に充電され、ＰＭＯＳトランジスタＭ２１のゲートは電源電圧Ｖｄｄになる。次に、制御信号Ｓｃがハイレベルになり、ＰＭＯＳトランジスタＭ２２がオフして遮断状態になると共にＮＭＯＳトランジスタＭ２１がオンして導通状態になり、コンデンサＣ１１に充電された電荷は、定電流源２１を介して放電され、ＰＭＯＳトランジスタＭ２２のゲート電圧を時間の経過と共に低下させる。このため、ＰＭＯＳトランジスタＭ２１のドレイン電圧である参照電圧Ｖｓは、所定の速度で基準電圧Ｖｒｅｆまで増加するため、前記第１の実施の形態と同様にして出力電圧Ｖｏｕｔのオーバーシュートを防止することができる。

このように、本第２の実施の形態におけるスイッチングレギュレータは、基準電圧Ｖｒｅｆと誤差増幅回路３の非反転入力端との間にＰＭＯＳトランジスタＭ２１を挿入し、外部から入力される制御信号Ｓｃに応じてコンデンサＣ１１の充放電を行うことにより、該ＰＭＯＳトランジスタＭ２１のゲート電圧を所定の速度で電源電圧Ｖｄｄから接地電圧まで低下させるようにした。このことから、前記第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。

第３の実施の形態．
前記第１の実施の形態において、ＮＭＯＳトランジスタＭ１１のゲート電圧が所定値になると、定電流源１１のインピーダンスを低下させて瞬時にＮＭＯＳトランジスタＭ１１のゲート電圧が電源電圧Ｖｄｄになるようにしてもよく、このようにしたものを本発明の第３の実施の形態とする。
図３は、本発明の第３の実施の形態におけるスイッチングレギュレータの回路例を示した図である。なお、図３では、図１と同じもの又は同様のものは同じ符号で示し、ここではその説明を省略すると共に図１との相違点のみ説明する。
図３における図１との相違点は、図１のソフトスタート回路７にコンパレータ３１とＰＭＯＳトランジスタＭ３１を追加したことにあり、これに伴って、図１のソフトスタート回路７をソフトスタート回路７ｂにし、図１のスイッチングレギュレータ１をスイッチングレギュレータ１ｂにした。

図３において、スイッチングレギュレータ１ｂは、入力電圧として入力端子ＩＮに入力された電源電圧Ｖｄｄを所定の定電圧に昇圧して、出力電圧Ｖｏｕｔとして出力端子ＯＵＴから出力する非同期整流方式の昇圧型スイッチングレギュレータである。
スイッチングレギュレータ１ｂは、インダクタＬ１と、スイッチングトランジスタＭ１と、整流用のダイオードＤ１と、基準電圧発生回路２と、抵抗Ｒ１，Ｒ２と、コンデンサＣ１と、誤差増幅回路３と、三角波発生回路４と、ＰＷＭコンパレータ５と、バッファ６と、ソフトスタート回路７ｂとを備えている。また、ソフトスタート回路７ｂは、コンパレータ３１、ＰＭＯＳトランジスタＭ３１、ＮＭＯＳトランジスタＭ１１、定電流源１１及びコンデンサＣ１１で構成されている。なお、ＰＭＯＳトランジスタＭ３１はスイッチ回路を、コンパレータ３１はスイッチ制御回路をそれぞれなす。

電源電圧Ｖｄｄと接地電圧との間には定電流源１１とコンデンサＣ１１が直列に接続され、定電流源１１とコンデンサＣ１１との接続部がＮＭＯＳトランジスタＭ１１のゲートとコンパレータ３１の反転入力端にそれぞれ接続されている。定電流源１１に並列にＰＭＯＳトランジスタＭ３１が接続され、コンパレータ３１の非反転入力端には所定の電圧Ｖ１が入力されており、コンパレータ３１の出力端はＰＭＯＳトランジスタＭ３１のゲートに接続されている。

このような構成において、起動時等において電源が投入されると、ＮＭＯＳトランジスタＭ１１のゲート電圧は、定電流源１１とコンデンサＣ１１によって時間と共に増加し、該ゲート電圧の増加に伴って、ＮＭＯＳトランジスタＭ１１のゲート‐ソース間電圧を保持するようにＮＭＯＳトランジスタＭ１１のソース電圧が増加する。ＮＭＯＳトランジスタＭ１１のゲート電圧が所定の電圧Ｖ１以上になると、コンパレータ３１の出力信号はハイレベルからローレベルになり、ＰＭＯＳトランジスタＭ３１がオンして導通状態になる。このため、コンデンサＣ１１は、低インピーダンスのＰＭＯＳトランジスタＭ３１を介して充電されるようになり、瞬時に電源電圧Ｖｄｄまで充電される。このことから、ＮＭＯＳトランジスタＭ１１のゲート電圧は、所定の電圧Ｖ１以上になると瞬時に電源電圧Ｖｄｄになり、ＮＭＯＳトランジスタＭ１１を安定してオン状態にすることができる。

なお、所定の電圧Ｖ１は、外部から入力されるようにしてもよいし、基準電圧Ｖｒｅｆを分圧して生成するようにしてもよい。また、図４に示すように、電源電圧Ｖｄｄと接地電圧との間に接続された定電流源３２と抵抗Ｒ３１の直列回路を設け、定電流源３２と抵抗Ｒ３１との接続部の電圧をコンパレータ３１の非反転入力端に入力するようにしてもよい。この場合、定電流源３２は第２定電流源をなす。

このように、本第３の実施の形態におけるスイッチングレギュレータは、基準電圧Ｖｒｅｆと誤差増幅回路３の非反転入力端との間にＮＭＯＳトランジスタＭ１１を挿入し、電源投入時に、該ＮＭＯＳトランジスタＭ１１のゲート電圧を所定の速度で所定の電圧Ｖ１まで上昇させ、該ゲート電圧が所定の電圧Ｖ１以上になると該ゲート電圧を瞬時に電源電圧Ｖｄｄまで上昇させるようにした。このことから、前記第１の実施の形態と同様の効果を得ることができると共に、通常動作時のノイズの影響によって、誤差増幅回路３が誤動作することを防止でき、該ノイズによるスイッチングレギュレータの出力電圧変動を抑制することができる。

なお、前記第１から第３の各実施の形態では、非同期整流型の昇圧型スイッチングレギュレータを例にして説明したが、本発明はこれに限定するものではなく、同期整流型の昇圧型スイッチングレギュレータや、降圧型スイッチングレギュレータや、昇降圧型スイッチングレギュレータにも適用することができる。これらの場合、スイッチングレギュレータの出力電圧を設定する基準電圧を前記のようなソフトスタート回路を介して誤差増幅回路の対応する入力端に入力するようにすればよい。

また、前記第１から第３の各実施の形態におけるスイッチングレギュレータを複数備え、該各スイッチングレギュレータのソフトスタート回路におけるコンデンサＣ１１の容量をそれぞれ変えることにより、複数の電源間の投入シーケンスを制御することができるＤＣ−ＤＣ変換装置を得ることができる。

本発明の第１の実施の形態におけるスイッチングレギュレータの回路例を示した図である。本発明の第２の実施の形態におけるスイッチングレギュレータの回路例を示した図である。本発明の第３の実施の形態におけるスイッチングレギュレータの回路例を示した図である。本発明の第３の実施の形態におけるスイッチングレギュレータの他の回路例を示した図である。従来の昇圧型スイッチングレギュレータの回路例を示した図である。

符号の説明

１，１ａ，１ｂスイッチングレギュレータ
２基準電圧発生回路
３誤差増幅回路
４三角波発生回路
５ＰＷＭコンパレータ
６バッファ
７，７ａ，７ｂソフトスタート回路
１１，２１，３２定電流源
３１コンパレータ
Ｍ１スイッチングトランジスタ
Ｍ１１，Ｍ２３ＮＭＯＳトランジスタ
Ｍ２１，Ｍ２２，Ｍ３１ＰＭＯＳトランジスタ
Ｄ１ダイオード
Ｌ１インダクタ
Ｃ１，Ｃ１１，コンデンサ
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３１抵抗

Claims

入力端子に入力された入力電圧を、所定の定電圧に変換して出力電圧として出力端子から出力するスイッチングレギュレータにおいて、
入力された制御信号に応じてスイッチングを行うスイッチング素子と、
該スイッチング素子のスイッチングによって前記入力電圧による充電が行われるインダクタと、
前記スイッチング素子がオフして該インダクタへの充電が停止すると、該インダクタの放電を行う整流素子と、
前記出力電圧に比例した比例電圧が、入力された参照電圧になるように前記スイッチング素子のスイッチング制御を行う制御回路部と、
入力端に所定の基準電圧が入力され、出力端から前記参照電圧を出力するトランジスタを有し、起動時に、該トランジスタにおける制御電極の電圧を所定値になるまで所定の速度で可変させて、前記参照電圧を該所定の速度で徐々に前記基準電圧まで上昇させるソフトスタート回路部と、
を備え、
前記ソフトスタート回路部は、
前記入力電圧を電源にして所定の第１定電流を供給する第１定電流源と、
該第１定電流源からの定電流によって前記所定の速度で前記入力電圧まで充電されるコンデンサと、
入力された制御信号に応じてスイッチングを行う、前記第１定電流源に並列に接続されたスイッチ回路と、
前記トランジスタにおける制御電極の電圧が所定値以上になると、該スイッチ回路を導通状態にして前記第１定電流源を短絡させるスイッチ制御回路と、
を備え、
前記トランジスタは、制御電極に前記第１定電流源と前記コンデンサとの接続部の電圧が入力されることを特徴とするスイッチングレギュレータ。
入力端子に入力された入力電圧を、所定の定電圧に変換して出力電圧として出力端子から出力するスイッチングレギュレータにおいて、
入力された制御信号に応じてスイッチングを行うスイッチング素子と、
該スイッチング素子のスイッチングによって前記入力電圧による充電が行われるインダクタと、
前記スイッチング素子がオフして該インダクタへの充電が停止すると、該インダクタの放電を行う整流素子と、
前記出力電圧に比例した比例電圧が、入力された参照電圧になるように前記スイッチング素子のスイッチング制御を行う制御回路部と、
入力端に所定の基準電圧が入力され、出力端から前記参照電圧を出力するトランジスタを有し、起動時に、該トランジスタにおける制御電極の電圧を所定値になるまで所定の速度で可変させて、前記参照電圧を該所定の速度で徐々に前記基準電圧まで上昇させるソフトスタート回路部と、
を備え、
前記ソフトスタート回路部は、
前記入力電圧を電源にして所定の第１定電流を供給する第１定電流源と、
該第１定電流源からの定電流によって前記所定の速度で前記入力電圧まで充電されるコンデンサと、
入力された制御信号に応じてスイッチングを行う、前記第１定電流源に並列に接続されたスイッチ回路と、
前記入力電圧と負側電源電圧との間に直列に接続された、前記入力電圧を電源にして所定の第２定電流を供給する第２定電流源と、
該第２定電流源からの第２定電流が流れる抵抗と、
前記トランジスタにおける制御電極の電圧と、前記第２定電流源と該抵抗との接続部の電圧の電圧比較を行い、該比較結果に応じて前記スイッチ回路のスイッチング制御を行うスイッチ制御回路と、
を備え、
前記トランジスタは、制御電極に前記第１定電流源と前記コンデンサとの接続部の電圧が入力され、
前記スイッチ制御回路は、前記トランジスタの制御電極の電圧が、前記第２定電流源と前記抵抗との接続部の電圧以上になると、前記スイッチ回路を導通状態にして前記第１定電流源を短絡させることを特徴とするスイッチングレギュレータ。
ソフトスタート回路部における前記所定の速度が異なる、複数の前記請求項１又は２記載のスイッチングレギュレータを備えることを特徴とするＤＣ−ＤＣ変換装置。