JP5381195B2

JP5381195B2 - 半導体装置及びその動作制御方法

Info

Publication number: JP5381195B2
Application number: JP2009064448A
Authority: JP
Inventors: 浩久阿部; エリホン
Original assignee: Ricoh Co Ltd
Current assignee: Ricoh Co Ltd
Priority date: 2009-03-17
Filing date: 2009-03-17
Publication date: 2014-01-08
Anticipated expiration: 2029-03-17
Also published as: US8754580B2; CN102356538A; US20120001551A1; JP2010220395A; KR101430298B1; KR20110122841A; WO2010106723A1; CN102356538B

Description

本発明は、発光ダイオード（ＬＥＤ）の輝度調整が可能な電源回路を内蔵した半導体装置に関し、特に半導体装置の端子数の削減を図ることができる電源回路を内蔵した半導体装置に関する。

携帯電話等に搭載されたＬＣＤ表示用のバックライト等に使用される、ＬＥＤ照明用の電源回路を内蔵した半導体装置では、機器の小型化を図るために、できるだけ小型のＩＣパッケージを採用することが求められている。しかし、小型のＩＣパッケージは端子数が少ないため、使用する端子数を極力少なくすることが重要になる。このような端子数を削減する方法としては、１つのＩＣ端子に複数の機能を割り当てることによって端子数を削減させることが考えられる。
そこで、半導体装置の外部端子であるクロック信号入力端子から入力されるクロック信号を三角波発振回路に供給して、スイッチングレギュレータのＰＷＭ制御に使用する三角波電圧を生成していた（例えば、特許文献１参照。）。また、前記クロック信号は、クロックパルス検出回路にも入力されており、クロックパルス検出回路は、前記クロック信号が所定の時間ローレベルになって出力されない場合は、スタンバイ信号を生成して、スイッチングレギュレータの動作を停止させるようにしていた。すなわち、クロック信号入力端子はスイッチングレギュレータのスタンバイ信号入力端子を兼ねていることになる。

しかし、前記のような方式は、前記三角波発振回路のクロック信号が半導体装置内部で生成されているような場合では、使用することができないという問題があった。

本発明は、このような問題を解決するためになされたものであり、三角波発振回路のクロック信号を半導体装置内部で生成しているスイッチングレギュレータにおいても、端子数を少なくすることができる電源回路を内蔵した半導体装置及びその動作制御方法を得ることを目的とする。

この発明に係る半導体装置は、入力端子に入力された入力電圧を、設定された電圧に変換して出力端子から出力電圧として出力する機能を備えた半導体装置において、
外部から入力された電圧設定信号のデューティサイクルに応じた値の前記出力電圧を、前記入力電圧から生成して出力する電源回路部と、
前記電圧設定信号が所定の信号レベルを第１所定時間継続しているか否かの判定を行い、該判定結果に応じて前記電源回路部の起動制御を行う判定回路部と、
を備え、
前記判定回路部は、前記電圧設定信号が前記所定の信号レベルを第１所定時間以上継続していないと判定すると、前記電源回路部を作動させ、前記電圧設定信号が前記所定の信号レベルを第１所定時間以上継続していると判定すると、前記電源回路部の動作を停止させるものである。

また、前記判定回路部は、前記入力端子に前記入力電圧が入力されてから第２所定時間の間は、前記電源回路部の動作を停止させるようにした。

具体的には、前記電源回路部は、
制御電極に入力された制御信号に応じた動作を行って、前記出力電圧の制御を行う出力トランジスタと、
前記電圧設定信号のデューティサイクルを電圧に変換して参照電圧を生成し出力するデューティ‐電圧変換回路部と、
前記出力端子から出力した前記出力電圧に比例した帰還電圧が、前記参照電圧と同電圧になるように、前記出力トランジスタの動作制御を行う制御回路部と、
を備えるようにした。

また、前記出力トランジスタは、制御電極に入力された制御信号に応じてスイッチングを行い、
前記電源回路部は、
前記出力トランジスタのスイッチングによって前記入力電圧による充電が行われるインダクタと、
前記出力トランジスタがオフして遮断状態になったときに該インダクタの放電を行う整流素子と、
を備え、
前記制御回路部が、前記帰還電圧が前記参照電圧と同電圧になるように、前記出力トランジスタに対するスイッチング制御を行う、スイッチングレギュレータをなすようにしてもよい。

また、前記デューティ‐電圧変換回路部は、前記電圧設定信号が入力されるローパスフィルタで構成されるようにした。

また、前記電源回路部は、発光ダイオードに電源を供給するようにした。

この場合、前記電源回路部は、前記電圧設定信号のデューティサイクルに応じて前記発光ダイオードの輝度調整を行うようにした。

具体的には、前記判定回路部は、
第１コンデンサと、
前記入力端子に入力された入力電圧で該第１コンデンサの充電を行い、該入力電圧の入力が停止すると前記第１コンデンサの放電を行う第１充放電回路と、
第２コンデンサと、
前記電圧設定信号の信号レベルに応じて該第２コンデンサの充放電を行い、前記第１コンデンサの端子電圧に応じて前記第２コンデンサへの充電速度を変える第２充放電回路と、
前記第２コンデンサの端子電圧を２値化して、前記電源回路部に対して起動制御を行うための信号を生成する２値化回路と、
前記第２コンデンサが放電されて該２値化回路の出力信号の信号レベルが反転すると、前記電圧設定信号の信号レベルに応じて前記入力電圧で前記第２コンデンサの充電を行って前記２値化回路の出力信号の信号レベルを保持する保持回路と、
を備え、
前記第２充放電回路は、前記第１コンデンサの端子電圧が所定値以上に上昇すると、前記第２コンデンサへの充電速度を低下させるようにした。

また、この発明に係る半導体装置の動作制御方法は、入力端子に入力された入力電圧を、設定された電圧に変換して出力端子から出力電圧として出力する機能を備えた半導体装置の動作制御方法において、
外部から入力された電圧設定信号のデューティサイクルに応じた値の前記出力電圧を、前記入力電圧から生成して前記出力端子に出力し、
前記電圧設定信号が所定の信号レベルを第１所定時間継続しているか否かの判定を行い、
前記電圧設定信号が前記所定の信号レベルを第１所定時間以上継続していないと判定すると、前記出力端子への電圧出力を行い、
前記電圧設定信号が前記所定の信号レベルを第１所定時間以上継続していると判定すると、前記出力端子への電圧出力を停止するようにした。

また、前記入力端子に前記入力電圧が入力されてから第２所定時間の間は、前記出力端子への電圧出力を停止するようにした。

具体的には、前記出力端子から発光ダイオードに電源供給を行い、前記電圧設定信号のデューティサイクルに応じて、該発光ダイオードの輝度調整を行うようにした。

本発明の半導体装置及びその動作制御方法によれば、外部から入力された電圧設定信号のデューティサイクルに応じた値の前記出力電圧を前記入力電圧から生成して前記出力端子に出力する際、前記電圧設定信号が所定の信号レベルを第１所定時間継続しているか否かの判定を行って、前記電圧設定信号が前記所定の信号レベルを第１所定時間以上継続していないと判定すると、前記出力端子への電圧出力を行い、前記電圧設定信号が前記所定の信号レベルを第１所定時間以上継続していると判定すると、前記出力端子への電圧出力を停止するようにした。このため、別途イネーブル端子を半導体装置の外部端子として設ける必要がなく、端子数の削減を図ることができる。

また、前記入力端子に前記入力電圧が入力されてから第２所定時間の間は、前記出力端子への電圧出力を停止するようにしたことから、電圧設定信号が出力される前に誤った出力電圧が出力端子から出力することを防止できる。
更に、電圧設定信号のデューティサイクルを１００％まで使用可能にすることができる。

本発明の第１の実施の形態における半導体装置の構成例を示したブロック図である。図１の電源回路２の回路例を示した図である。図２のデューティ‐電圧変換回路１１の内部回路例を示した図である。図３で示したデューティ‐電圧変換回路１１の動作を説明するためのタイミングチャートである。図１の判定回路３の回路例を示した図である。図５の判定回路３の動作例を示したタイミングチャートである。図１の判定回路３の他の回路例を示した図である。

次に、図面に示す実施の形態に基づいて、本発明を詳細に説明する。
第１の実施の形態．
図１は、本発明の第１の実施の形態における半導体装置の構成例を示したブロック図である。
図１において、半導体装置１は、電源回路２と、判定回路３とを備えており、更に、電源入力端子ＩＮ、電圧設定信号入力端子ＳＥＴｉ、出力端子ＯＵＴ及び接地端子ＧＮＤを備えている。電源入力端子ＩＮには入力電圧Ｖｉｎが入力されており、電圧設定信号入力端子ＳＥＴｉには電圧設定信号Ｖｓｅｔが入力され、接地端子ＧＮＤは接地電圧に接続されている。

電源回路２は、入力された電圧設定信号Ｖｓｅｔのデューティサイクルに応じた出力電圧Ｖｏｕｔを生成して出力端子ＯＵＴから出力する。
判定回路３は、電圧設定信号Ｖｓｅｔがローレベル又はハイレベルである期間が第１所定時間以上であるか否かの検出を行い、該期間が第１所定時間未満であると判定している間、ハイレベルのイネーブル信号ＥＮを出力して電源回路２を作動させる。また、判定回路３は、電圧設定信号Ｖｓｅｔがローレベル又はハイレベルである期間が第１所定時間以上であると判定している間は、ディスイネーブル信号をなすローレベルのイネーブル信号ＥＮを出力して電源回路２の動作を停止させる。

図２は、図１の電源回路２の回路例を示した図であり、図２では、電源回路２が発光ダイオードに電源を供給する構成をなす場合を例にして示しており、図１の半導体装置１は帰還端子ＦＢを備えている。
図２において、電源回路２は、電源入力端子ＩＮに入力された入力電圧Ｖｉｎを所定の電圧に昇圧して出力端子ＯＵＴから出力電圧Ｖｏｕｔとして出力する非同期整流方式の昇圧型スイッチングレギュレータをなしている。

電源回路２は、デューティ‐電圧変換回路１１、誤差増幅回路１２、ＰＷＭコンパレータ１３、所定の三角波電圧Ｖｔを生成して出力する三角波発振回路１４、バッファ回路１５、スイッチングトランジスタＭ１、インダクタＬ１、ダイオードＤ１、出力コンデンサＣ１、抵抗Ｒ１で構成されている。
なお、電源回路２は電源回路部を、判定回路３は判定回路部をそれぞれなし、ダイオードＤ１が整流素子を、デューティ‐電圧変換回路１１がデューティ‐電圧変換回路部を、誤差増幅回路１２、ＰＷＭコンパレータ１３、三角波発振回路１４、バッファ回路１５及び抵抗Ｒ１は制御回路部をそれぞれなす。

デューティ‐電圧変換回路１１の入力端は電圧設定信号入力端子ＳＥＴｉに接続されており、デューティ‐電圧変換回路１１の出力端は誤差増幅回路１２の非反転入力端に接続されている。誤差増幅回路１２の反転入力端は、帰還端子ＦＢに接続されて帰還電圧Ｖｆｂが入力されている。帰還端子ＦＢと接地端子ＧＮＤとの間には抵抗Ｒ１が接続され、誤差増幅回路１２の出力端はＰＷＭコンパレータ１３の非反転入力端に接続されている。ＰＷＭコンパレータ１３の反転入力端には三角波発振回路１４からの三角波電圧Ｖｔが入力されており、ＰＷＭコンパレータ１３の出力端は、バッファ回路１５を介してスイッチングトランジスタＭ１のゲートに接続されている。

スイッチングトランジスタＭ１のソースは接地端子ＧＮＤに接続され、入力電圧ＶｉｎとスイッチングトランジスタＭ１のドレインとの間にはインダクタＬ１が接続されている。また、スイッチングトランジスタＭ１のドレインにはダイオードＤ１のアノードが接続され、ダイオードＤ１のカソードは出力端子ＯＵＴに接続されており、出力端子ＯＵＴと接地端子ＧＮＤとの間には出力コンデンサＣ１が接続されている。また、図２で示すように、出力端子ＯＵＴと帰還端子ＦＢとの間には発光ダイオードＬＥＤ１及びＬＥＤ２が直列に外付けされている。

デューティ‐電圧変換回路１１は、入力された電圧設定信号Ｖｓｅｔのデューティサイクルを電圧に変換して参照電圧Ｖｒとして出力する回路であり、図３は、図２のデューティ‐電圧変換回路１１の内部回路例を示した図である。
図３において、デューティ‐電圧変換回路１１は、インバータ回路１６、抵抗Ｒ２，Ｒ３及びコンデンサＣ２，Ｃ３で構成されている。インバータ回路１６の入力端には電圧設定信号Ｖｓｅｔが入力されており、インバータ回路１６の出力端は抵抗Ｒ２の一端に接続されている。抵抗Ｒ２の他端はコンデンサＣ２の一端と抵抗Ｒ３の一端にそれぞれ接続されており、コンデンサＣ２の他端は接地端子ＧＮＤに接続され、抵抗Ｒ３の他端と接地端子ＧＮＤとの間にコンデンサＣ３が接続されている。抵抗Ｒ３とコンデンサＣ３との接続部は、デューティ‐電圧変換回路１１の出力端をなし、該接続部から参照電圧Ｖｒが出力される。

抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２、及び抵抗Ｒ３とコンデンサＣ３はそれぞれローパスフィルタを構成しており、すなわちインバータ回路１６の出力信号を、直列接続した２段のローパスフィルタを介して参照電圧Ｖｒを生成し出力している。
図４は、図３で示したデューティ‐電圧変換回路１１の動作を説明するためのタイミングチャートである。なお、図４のＶＡは、図３における抵抗Ｒ２、コンデンサＣ２及び抵抗Ｒ３の接続部Ａの電圧波形例を示しており、接続部Ａは１段目のローパスフィルタの出力端をなしている。

図４において、電圧設定信号Ｖｓｅｔの周期Ｐ１〜Ｐ８に示すように、電圧設定信号Ｖｓｅｔがハイレベルである時間が増すごとに参照電圧Ｖｒが上昇している。周期Ｐ８では、ハイレベルのデューティサイクルが１００％になり、このとき参照電圧Ｖｒは最大値になる。電圧設定信号Ｖｓｅｔの周期Ｐ１０で、電圧設定信号Ｖｓｅｔにおけるハイレベルのデューティサイクルが１００％以下になると、参照電圧Ｖｒは再び低下する。なお、デューティ‐電圧変換回路１１は、図３で示した回路に限定するものではなく、クロック信号をなす電圧設定信号Ｖｓｅｔのデューティサイクルを電圧に変換できる回路であればどのような回路でもよい。

次に、図２において、デューティ‐電圧変換回路１１から出力された参照電圧Ｖｒは誤差増幅回路１２の非反転入力端に入力され、誤差増幅回路１２の反転入力端には帰還電圧Ｖｆｂが入力されている。帰還電圧Ｖｆｂは、半導体装置１の外部端子に接続された発光ダイオードＬＥＤ１とＬＥＤ２に供給されている電流を抵抗Ｒ１で電圧に変換した電圧である。誤差増幅回路１２は、参照電圧Ｖｒと帰還電圧Ｖｆｂの差電圧を増幅して誤差電圧Ｖｅを生成し、ＰＷＭコンパレータ１３の非反転入力端に出力する。

ＰＷＭコンパレータ１３の反転入力端には三角波発振回路１４からの三角波電圧Ｖｔが入力されており、ＰＷＭコンパレータ１３は、三角波電圧Ｖｔが誤差電圧Ｖｅ未満である期間ではハイレベルの信号を出力し、該信号はバッファ回路１５を介してスイッチングトランジスタＭ１のゲートに入力され、スイッチングトランジスタＭ１がオンする。スイッチングトランジスタＭ１がオンすると、電源入力端子ＩＮからインダクタＬ１及びスイッチングトランジスタＭ１を介して接地端子ＧＮＤに電流が流れインダクタＬ１にエネルギーが蓄積される。

三角波電圧Ｖｔが誤差電圧Ｖｅ以上になると、ＰＷＭコンパレータ１３の出力信号はローレベルになり、スイッチングトランジスタＭ１がオフする。スイッチングトランジスタＭ１がオフすると、インダクタＬ１に供給されていた電流が遮断されるため、インダクタＬ１には逆起電力が発生し、インダクタＬ１とスイッチングトランジスタＭ１のドレインとの接続部の電圧が入力電圧Ｖｉｎ以上になる。該電圧がダイオードＤ１を介して出力コンデンサＣ１を充電するため、出力電圧Ｖｏｕｔは入力電圧Ｖｉｎ以上の電圧に昇圧される。

このようにして、電源回路２は、帰還電圧Ｖｆｂが参照電圧Ｖｒとほぼ等しくなるように、出力電圧Ｖｏｕｔを制御するため、参照電圧Ｖｒを変えることにより発光ダイオードＬＥＤ１及びＬＥＤ２に供給される電流を変えることができる。すなわち、参照電圧Ｖｒによって発光ダイオードＬＥＤ１及びＬＥＤ２の輝度調節を行うことができる。
なお、図２では図示を省略しているが、誤差増幅回路１２、三角波発振回路１４及びＰＷＭコンパレータ１３は、それぞれイネーブル信号ＥＮが入力されており、例えばイネーブル信号ＥＮがローレベルになるとそれぞれ動作を停止するようにして、電源回路２は、動作を停止して出力端子ＯＵＴへの電流出力を停止する。

次に、図５は、判定回路３の回路例を示した図である。
図５において、判定回路３は、ＰＭＯＳトランジスタＭ２１，Ｍ２３〜Ｍ２５、ディプレッション型ＮＭＯＳトランジスタＭ２２、インバータ回路２１〜２４、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２及びコンデンサＣ２１，Ｃ２２で構成されている。なお、コンデンサＣ２１は第１コンデンサを、ＰＭＯＳトランジスタＭ２１、ディプレッション型ＮＭＯＳトランジスタＭ２２及び抵抗Ｒ２１は第１充放電回路をそれぞれなし、コンデンサＣ２２は第２コンデンサを、ＰＭＯＳトランジスタＭ２３、抵抗Ｒ２２及びインバータ回路２１は第２充放電回路をそれぞれなす。また、インバータ２２〜２４は２値化回路を、ＰＭＯＳトランジスタＭ２４及びＭ２５は保持回路をそれぞれなす。

ＰＭＯＳトランジスタＭ２１のソースは入力電圧Ｖｉｎに接続され、ＰＭＯＳトランジスタＭ２１のドレインと接地端子ＧＮＤとの間にはディプレッション型ＮＭＯＳトランジスタＭ２２が接続されている。ＰＭＯＳトランジスタＭ２１とディプレッション型ＮＭＯＳトランジスタＭ２２の各ゲートは接続され、該接続部は接地端子ＧＮＤに接続されている。ＰＭＯＳトランジスタＭ２１のドレインとＰＭＯＳトランジスタＭ２３のゲートとの間には抵抗Ｒ２１が接続され、ＰＭＯＳトランジスタＭ２３のゲートと接地端子ＧＮＤとの間にはコンデンサＣ２１が接続されている。

入力電圧Ｖｉｎとインバータ回路２１の正側電源入力端との間にはＰＭＯＳトランジスタＭ２３と抵抗Ｒ２２が並列に接続され、インバータ回路２１の入力端には電圧設定信号Ｖｓｅｔが入力されている。インバータ回路２１の出力端と接地端子ＧＮＤとの間にはコンデンサＣ２２が接続され、インバータ回路２１の出力端はインバータ回路２２の入力端に接続されている。また、入力電圧Ｖｉｎとインバータ回路２２の入力端との間には、ＰＭＯＳトランジスタＭ２４及びＭ２５が直列に接続され、ＰＭＯＳトランジスタＭ２４のゲートには電圧設定信号Ｖｓｅｔが入力され、ＰＭＯＳトランジスタＭ２５のゲートはインバータ回路２２の出力端に接続されている。インバータ回路２２の出力端はインバータ回路２３の入力端に、インバータ回路２３の出力端はインバータ回路２４の入力端にそれぞれ接続され、インバータ回路２４の出力端が、イネーブル信号ＥＮを出力する判定回路３の出力端をなしている。

図６は、図５のような構成をなす判定回路３の動作例を示したタイミングチャートである。なお、ＰＭＯＳトランジスタＭ２３のゲート、抵抗Ｒ２１及びコンデンサＣ２１の接続部をＢとし、インバータ回路２１の出力端、インバータ回路２２の入力端、ＰＭＯＳトランジスタＭ２５及びコンデンサＣ２２の接続部をＣとしており、図６のＶＢは接続部Ｂの電圧を、図６のＶＣは接続部Ｃの電圧をそれぞれ示している。
図５の判定回路３の動作について、図６のタイミングチャートを参照しながら説明する。
時刻ｔ０で電源入力端子ＩＮに入力電圧Ｖｉｎが入力され、ＰＭＯＳトランジスタＭ２１のゲートは接地されているため直ちにオンする。

すると、ＰＭＯＳトランジスタＭ２１を介して、０バイアスされたディプレッション型ＮＭＯＳトランジスタＭ２２と抵抗Ｒ２１にそれぞれ電流が供給される。抵抗Ｒ２１に供給された電流によりコンデンサＣ２１が充電されるため、接続部Ｂの電圧ＶＢは徐々に上昇する。接続部Ｂの電圧ＶＢがＰＭＯＳトランジスタＭ２３のしきい値電圧Ｖ１に達するまでは、ＰＭＯＳトランジスタＭ２３がオンしているため、インバータ回路２１には電源としてＰＭＯＳトランジスタＭ２３を介して入力電圧Ｖｉｎが供給される。
電圧設定信号Ｖｓｅｔは、図６で示すように、入力電圧Ｖｉｎが入力されてからしばらくの間はローレベルのままであるため、インバータ回路２１の出力信号はハイレベルになり、インバータ回路２１の出力電圧によってコンデンサＣ２２は充電される。このとき、インバータ回路２１に電源を供給するＰＭＯＳトランジスタＭ２３がオンしているため、コンデンサＣ２２への充電は高速に行われ、接続部Ｃの電圧ＶＣは入力電圧Ｖｉｎにほぼ追従して上昇する。

インバータ回路２２の入力電圧は接続部Ｃの電圧ＶＣであるため、インバータ回路２２の入力端にはハイレベルの信号が入力されていることになり、インバータ回路２２の出力信号はローレベルになる。該ローレベルの信号がＰＭＯＳトランジスタＭ２５のゲートに入力されており、ＰＭＯＳトランジスタＭ２５はオンする。
また、ＰＭＯＳトランジスタＭ２４のゲートには電圧設定信号Ｖｓｅｔが入力されているため、ＰＭＯＳトランジスタＭ２４もオンしている。すなわち、接続部Ｃは、ＰＭＯＳトランジスタＭ２４及びＭ２５によって入力電圧Ｖｉｎに接続された状態になる。このように、インバータ回路２１の出力信号とＰＭＯＳトランジスタＭ２４及びＭ２５とにより、接続部Ｃは、入力電圧Ｖｉｎが入力されると同時にハイレベルになる。

また、インバータ回路２２の出力信号は、前記のようにローレベルであることから、インバータ回路２３の出力信号はハイレベルになり、インバータ回路２４の出力信号はローレベルになる。すなわち、判定回路３の出力信号であるイネーブル信号ＥＮは、ローレベルになる。前記のようにローレベルのイネーブル信号ＥＮはディスイネーブル信号をなすことから、電源回路２は作動しない。すなわち、入力電圧Ｖｉｎが入力された直後は、判定回路３からディスイネーブル信号が出力されるため、電源回路２は作動しない。
次に、時刻ｔ１で、接続部Ｂの電圧ＶＢがＰＭＯＳトランジスタＭ２３のしきい値電圧Ｖ１を超えると、ＰＭＯＳトランジスタＭ２３はオフとなる。すると、インバータ回路２１の電源入力端と電源入力端子ＩＮとの間には抵抗Ｒ２２が接続された状態となる。

次に、時刻ｔ２で、電圧設定信号Ｖｓｅｔがハイレベルになると、ＰＭＯＳトランジスタＭ２４がオフするため、接続部Ｃと入力電圧Ｖｉｎとの接続が遮断される。また、インバータ回路２１の出力信号がローレベルになるため、コンデンサＣ２２の電荷はインバータ回路２１の出力端を介して急速に放電され、接続部Ｃはローレベルになる。該ローレベルの信号は、インバータ回路２２〜２４を介して出力されるため、判定回路３の出力信号であるイネーブル信号ＥＮはハイレベルになる。イネーブル信号ＥＮがハイレベルになると、電源回路２は動作を開始する。なお、インバータ回路２２の出力信号がハイレベルになるため、ＰＭＯＳトランジスタＭ２５がオフする。

次に、時刻ｔ３で、電圧設定信号Ｖｓｅｔがローレベルに戻ると、インバータ回路２１の出力信号はハイレベルになろうとするが、ＰＭＯＳトランジスタＭ２３がオフしており、コンデンサＣ２２への充電は抵抗Ｒ２２を介して行われるため、電圧ＶＣの上昇速度は極めて遅い。なお、このとき、ＰＭＯＳトランジスタＭ２４がオンするが、インバータ回路２２の出力信号はハイレベルのままであるため、ＰＭＯＳトランジスタＭ２５はオフしており、入力電圧Ｖｉｎと接続部Ｃとは遮断されたままである。この結果、次に電圧設定信号Ｖｓｅｔがハイレベルになるまでの間に電圧ＶＣはインバータ回路２２の入力しきい値電圧Ｖ２に到達しないため、イネーブル信号ＥＮはハイレベルのまま変化しない。
以後、電圧設定信号Ｖｓｅｔがハイレベルとローレベルを繰り返している状態か、又はハイレベルである状態である間は、ハイレベルのイネーブル信号ＥＮが出力され続ける。

次に、時刻ｔ４で、電圧設定信号Ｖｓｅｔがローレベルになって、そのままの状態が続くと、電圧ＶＣが上昇する。
時刻ｔ５で、電圧ＶＣがインバータ回路２２の入力しきい値電圧Ｖ２を超えると、インバータ回路２２の出力信号が反転してローレベルになる。すると、イネーブル信号ＥＮはローレベルに戻ってディスイネーブル信号になるため、電源回路２は動作を停止する。また、ＰＭＯＳトランジスタＭ２５がオンし、ＰＭＯＳトランジスタＭ２４は、電圧設定信号Ｖｓｅｔがローレベルになった時点でオンしているため、ＰＭＯＳトランジスタＭ２４及びＭ２５がそれぞれオンしており、接続部Ｃの電圧ＶＣは、入力電圧Ｖｉｎに接続されて一気に入力電圧Ｖｉｎまで上昇する。

時刻ｔ５以降の状態は、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの間の状態と同じである。すなわち、電圧設定信号Ｖｓｅｔが再びハイレベルになれば、時刻ｔ２で説明した動作と同じ動作を行ってイネーブル信号ＥＮが出力され、電源回路２が作動する。ディプレッション型ＮＭＯＳトランジスタＭ２２は、入力電圧Ｖｉｎの入力が停止した場合に、コンデンサＣ２１の電荷を抵抗Ｒ２１を介して速やかに放電させる働きをする。

なお、前記説明では、電圧設定信号Ｖｓｅｔにおけるハイレベルのデューティサイクルに応じて出力電圧Ｖｏｕｔを変更するようにしたが、電圧設定信号Ｖｓｅｔにおけるローレベルのデューティサイクルに応じて出力電圧Ｖｏｕｔを変更するようにすることも可能である。この場合、電圧設定信号Ｖｓｅｔのハイレベルが所定時間継続したときに出力されるイネーブル信号ＥＮによって電源回路２の動作を停止させるようにすればよい。

また、図５では、コンデンサＣ２１は、ＰＭＯＳトランジスタＭ２１及び抵抗Ｒ２１を介して入力電圧Ｖｉｎに接続されて充電されるようにしたが、ＰＭＯＳトランジスタＭ２１のみを介して充電されるようにしてもよく、このようにした場合、図５は図７のようになる。なお、図７では、図５と同じもの又は同様のものは同じ符号で示し、ここではその説明を省略すると共に図５との相違点のみ説明する。
図７における図５との相違点は、入力電圧Ｖｉｎと接続部Ｂとの間にＰＭＯＳトランジスタＭ２１が接続され、ＰＭＯＳトランジスタＭ２１のゲートには、インバータ回路２３の出力信号、すなわちイネーブル信号ＥＮの信号レベルを反転させた信号ＥＮＢが入力されている。

図７において、電源入力端子ＩＮに入力電圧Ｖｉｎが入力されていない場合は、コンデンサＣ２１は放電されており、接続部Ｂはローレベルである。
入力電圧Ｖｉｎが入力されると、ＰＭＯＳトランジスタＭ２３は直ちにオンし、入力電圧Ｖｉｎが入力されたときは電圧設定信号Ｖｓｅｔがローレベルであるため、図５の場合と同様、インバータ回路２１の出力信号は直ちにハイレベルになる。すると、信号ＥＮＢがハイレベルになり、イネーブル信号ＥＮはローレベルとなって、電源回路２の動作を停止させている。

電圧設定信号Ｖｓｅｔがハイレベルになると、コンデンサＣ２２は急速に放電されるため、接続部Ｃの電圧ＶＣはローレベルまで急速に低下する。すると、信号ＥＮＢがローレベルになってＰＭＯＳトランジスタＭ２１がオンし、コンデンサＣ２１が急速に充電されて接続部Ｂがハイレベルになるため、ＰＭＯＳトランジスタＭ２３はオフする。また、イネーブル信号ＥＮがハイレベルになるため、電源回路２は動作を開始する。
次に、電圧設定信号Ｖｓｅｔがローレベルになると、ＰＭＯＳトランジスタＭ２３はオフしているため、インバータ回路２１は抵抗Ｒ２２を介して電源供給されており、コンデンサＣ２１への充電時間は長くなる。電圧設定信号Ｖｓｅｔがローレベルである期間内に接続部Ｃがハイレベルにならなければ、信号ＥＮＢがローレベルを、イネーブル信号ＥＮはハイレベルをそれぞれ保つため、電源回路２は動作を継続する。

図７の回路では、イネーブル信号ＥＮがローレベルになって電源回路２の動作を停止させている間は、信号ＥＮＢはハイレベルになりＰＭＯＳトランジスタＭ２１はオフしている。このため、図７では、図５の場合に常にＰＭＯＳトランジスタＭ２１とディプレッション型ＮＭＯＳトランジスタＭ２２を介して流れていた電流を遮断することができ、待機時の消費電流を低減させることができる。

このように、本第１の実施の形態における半導体装置は、電圧設定信号Ｖｓｅｔが入力されているか否かを判定する判定回路３を設け、判定回路３は、電圧設定信号Ｖｓｅｔが入力されていると判定すると、ハイレベルのイネーブル信号ＥＮを出力して電源回路２を作動させるようにし、電圧設定信号Ｖｓｅｔが入力されていないと判定した場合は、ローレベルのイネーブル信号ＥＮを出力して、電源回路２の動作を停止させるようにした。このようなことから、別途イネーブル信号が入力される端子を半導体装置の外部端子として設ける必要がなく、端子数の削減を図ることができる。

また、判定回路３は、入力電圧Ｖｉｎが入力された直後の時刻ｔ０から時刻ｔ１までの第２所定時間は、ディスイネーブル信号を生成して電源回路２に出力するようにしたことから、電圧設定信号Ｖｓｅｔが出力される前に電源回路２が作動して、誤った出力電圧Ｖｏｕｔが出力されることを防止することができる。
更に、電圧設定信号Ｖｓｅｔのデューティサイクルを１００％まで使用可能にすることができる。

なお、前記第１の実施の形態では、電源回路２が非同期整流方式の昇圧型スイッチングレギュレータをなす場合を例にして説明したが、これは一例であり、電源回路２が同期整流方式の昇圧型スイッチングレギュレータをなすようにしてもよく、この場合、例えばダイオードＤ１をＰＭＯＳトランジスタからなる同期整流用トランジスタに置き換え、該同期整流用トランジスタのゲートにスイッチングトランジスタＭ１のゲート信号の信号レベルを反転させた信号を入力するようにして、同期整流用トランジスタがスイッチングトランジスタＭ１と相反するスイッチング動作を行うようにすればよい。

また、前記第１の実施の形態では、電源回路２が昇圧型スイッチングレギュレータである場合を例にして説明したが、これは一例であり、本発明はこれに限定するものではなく、電源回路２が、降圧型スイッチングレギュレータや、反転型スイッチングレギュレータ等である場合にも適用することができる。更には、本発明は、電源回路２がシリーズレギュレータといったリニアレギュレータである場合にも適用することができ、この場合、電源回路２は、制御電極に入力された制御信号に応じた動作を行って出力電圧Ｖｏｕｔの制御を行う出力トランジスタと、デューティ‐電圧変換回路１１からの参照電圧Ｖｒと出力電圧Ｖｏｕｔに比例した帰還電圧Ｖｆｂとの電圧差を増幅して出力する誤差増幅回路１２を有し、誤差増幅回路１２から出力される誤差電圧Ｖｅを基にして、出力電圧Ｖｏｕｔが所定の電圧で一定になるように前記出力トランジスタから出力される電流の制御を行うようにすればよい。

１半導体装置
２電源回路
３判定回路
１１デューティ‐電圧変換回路
１２誤差増幅回路
１３ＰＷＭコンパレータ
１４三角波発振回路
１５バッファ回路
Ｍ１スイッチングトランジスタ
Ｄ１ダイオード
Ｌ１インダクタ
Ｃ１出力コンデンサ
Ｒ１抵抗
ＬＥＤ１，ＬＥＤ２発光ダイオード

特開２００６−１０１６６３号公報

Claims

入力端子に入力された入力電圧を、設定された電圧に変換して出力端子から出力電圧として出力する機能を備えた半導体装置において、
外部から入力された電圧設定信号のデューティサイクルに応じた値の前記出力電圧を、前記入力電圧から生成して出力する電源回路部と、
前記電圧設定信号が所定の信号レベルを第１所定時間継続しているか否かの判定を行い、該判定結果に応じて前記電源回路部の起動制御を行う判定回路部と、
を備え、
前記判定回路部は、前記電圧設定信号が前記所定の信号レベルを第１所定時間以上継続していないと判定すると、前記電源回路部を作動させ、前記電圧設定信号が前記所定の信号レベルを第１所定時間以上継続していると判定すると、前記電源回路部の動作を停止させることを特徴とする半導体装置。
前記判定回路部は、前記入力端子に前記入力電圧が入力されてから第２所定時間の間は、前記電源回路部の動作を停止させることを特徴とする請求項１記載の半導体装置。
前記電源回路部は、
制御電極に入力された制御信号に応じた動作を行って、前記出力電圧の制御を行う出力トランジスタと、
前記電圧設定信号のデューティサイクルを電圧に変換して参照電圧を生成し出力するデューティ‐電圧変換回路部と、
前記出力端子から出力した前記出力電圧に比例した帰還電圧が、前記参照電圧と同電圧になるように、前記出力トランジスタの動作制御を行う制御回路部と、
を備えることを特徴とする請求項１又は２記載の半導体装置。
前記出力トランジスタは、制御電極に入力された制御信号に応じてスイッチングを行い、
前記電源回路部は、
前記出力トランジスタのスイッチングによって前記入力電圧による充電が行われるインダクタと、
前記出力トランジスタがオフして遮断状態になったときに該インダクタの放電を行う整流素子と、
を備え、
前記制御回路部が、前記帰還電圧が前記参照電圧と同電圧になるように、前記出力トランジスタに対するスイッチング制御を行う、スイッチングレギュレータをなすことを特徴とする請求項３記載の半導体装置。
前記デューティ‐電圧変換回路部は、前記電圧設定信号が入力されるローパスフィルタで構成されることを特徴とする請求項３又は４記載の半導体装置。
前記電源回路部は、発光ダイオードに電源を供給することを特徴とする請求項１、２、３、４又は５記載の半導体装置。
前記電源回路部は、前記電圧設定信号のデューティサイクルに応じて前記発光ダイオードの輝度調整を行うことを特徴とする請求項６記載の半導体装置。
前記判定回路部は、
第１コンデンサと、
前記入力端子に入力された入力電圧で該第１コンデンサの充電を行い、該入力電圧の入力が停止すると前記第１コンデンサの放電を行う第１充放電回路と、
第２コンデンサと、
前記電圧設定信号の信号レベルに応じて該第２コンデンサの充放電を行い、前記第１コンデンサの端子電圧に応じて前記第２コンデンサへの充電速度を変える第２充放電回路と、
前記第２コンデンサの端子電圧を２値化して、前記電源回路部に対して起動制御を行うための信号を生成する２値化回路と、
前記第２コンデンサが放電されて該２値化回路の出力信号の信号レベルが反転すると、前記電圧設定信号の信号レベルに応じて前記入力電圧で前記第２コンデンサの充電を行って前記２値化回路の出力信号の信号レベルを保持する保持回路と、
を備え、
前記第２充放電回路は、前記第１コンデンサの端子電圧が所定値以上に上昇すると、前記第２コンデンサへの充電速度を低下させることを特徴とする請求項１、２、３、４、５、６又は７記載の半導体装置。
入力端子に入力された入力電圧を、設定された電圧に変換して出力端子から出力電圧として出力する機能を備えた半導体装置の動作制御方法において、
外部から入力された電圧設定信号のデューティサイクルに応じた値の前記出力電圧を、前記入力電圧から生成して前記出力端子に出力し、
前記電圧設定信号が所定の信号レベルを第１所定時間継続しているか否かの判定を行い、
前記電圧設定信号が前記所定の信号レベルを第１所定時間以上継続していないと判定すると、前記出力端子への電圧出力を行い、
前記電圧設定信号が前記所定の信号レベルを第１所定時間以上継続していると判定すると、前記出力端子への電圧出力を停止することを特徴とする半導体装置の動作制御方法。
前記入力端子に前記入力電圧が入力されてから第２所定時間の間は、前記出力端子への電圧出力を停止することを特徴とする請求項９記載の半導体装置の動作制御方法。
前記出力端子から発光ダイオードに電源供給を行い、前記電圧設定信号のデューティサイクルに応じて、該発光ダイオードの輝度調整を行うことを特徴とする請求項９又は１０記載の半導体装置の動作制御方法。