JP2013097505A - レギュレータ用半導体集積回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 過電流保護のための出力電流−出力電圧特性として所望の特性が得られ、通常動作領域において負荷電流が多くなった場合にも過電流保護ポイントまで正常な出力電圧制御動作が行えるレギュレータ用の半導体集積回路を提供する。
【解決手段】 電圧入力端子と出力端子との間に接続された制御用トランジスタ（Ｍ１）によって流される出力電流に縮小比例した電流を流す電流監視用トランジスタ（Ｍ２）と、該電流監視用トランジスタに流れる電流を電圧に変換する電流−電圧変換手段（Ｒ３）とを備え、通常動作状態では前記電流監視用トランジスタに流れる電流を電流−電圧変換手段へ流さないようにし、電流監視用トランジスタに流れる電流が所定値以上になった場合には、電流監視用トランジスタに流れる電流を電流−電圧変換手段へ流し、該電流−電圧変換手段により変換された電圧に基づいて制御用トランジスタをオフさせるように過電流保護回路（１３）を構成した。
【選択図】 図１

Description

本発明は、直流電源装置さらには直流電圧を変換する電圧レギュレータに関し、例えば過電流保護機能を備えたシリーズレギュレータ（ＬＤＯ：低飽和型レギュレータを含む）を構成する半導体集積回路（レギュレータ用ＩＣ）に利用して有効な技術に関する。

シリーズレギュレータにおいては、例えば負荷が短絡するなどして出力端子から過電流が流れ出すと、電流制御用トランジスタが発熱してＩＣのチップ温度が上昇し、内部回路が誤動作したり素子が破壊される等の不具合が発生するおそれがある。

従来、シリーズレギュレータにおいては、上記のような過電流からチップを保護するため、出力電流Ｉoutが所定の値を越えると、出力電圧Ｖoutを低下させながら出力電流Ｉoutを減少させて、いわゆる「フ」の字の出力電圧−出力電流特性になるように制御する過電流保護機能を有するカレントリミット回路を設けることが行なわれている。また、過電流保護回路を設けた定電圧回路（レギュレータ）において、ＩＣの検査を容易にするために、過電流保護機能が働いたことを示す信号を外部へ出力するようにした発明が提案されている（特許文献１）。

特開２００９−１６９５０３号公報

図５に、従来の過電流保護機能を有するカレントリミット回路を備えたレギュレータ用ＩＣの構成例を示す。図５に示されているＩＣのカレントリミット回路は、上記特許文献１の定電圧回路で使用されているカレントリミット回路の基本的な機能部分と同一の構成の回路である。
図５に示すレギュレータ用ＩＣのカレントリミット回路は、出力制御用のトランジスタＭ１と共にカレントミラーを構成するトランジスタＭ２を設けて、Ｍ１に流れる出力電流Ｉoutに比例した電流Ｉｓ（∝Ｉout）を生成し、該電流Ｉｓを抵抗Ｒ３で電圧に変換して、変換された電圧のセンシングを行うトランジスタＭ３および該トランジスタＭ３と直列に電流−電圧変換用抵抗Ｒ５を備える。また、電圧入力端子ＩＮと制御用トランジスタＭ１のゲート端子との間にスイッチ用のトランジスタＭ４を備え、前記抵抗Ｒ５で電流−電圧変換した電圧を、該スイッチ用トランジスタＭ４のゲート端子に印加することで、出力電流Ｉoutが所定の電流値（保護ポイント）以上になると該トランジスタＭ４がオンして、制御用トランジスタＭ１のゲート電圧を高くしてオフさせ、出力電流Ｉoutを減らして過電流からチップを保護するというものである。

しかしながら、図５のレギュレータ用ＩＣにあっては、出力電流Ｉoutのセンシングを行うトランジスタＭ３のゲート・ソース間電圧ＶGSが緩やかに変化するため、実際に過電流保護を開始したいポイントよりも低い電流でオンし始める。そのため、過電流保護のために設けられているスイッチ用のトランジスタＭ４が、実際に過電流保護を開始したいポイントよりも低い電流値でオンし始めてしまい、制御用トランジスタＭ１のゲート・ソース間電圧ＶGSが、目標の出力電流値に達する前から抑制されてしまう。

具体的には、レギュレータの出力電流−出力電圧特性を示す図６において、目標の保護ポイントａで過電流保護機能を起動させたいにもかかわらず、図５のカレントリミット回路を備えたレギュレータの出力電流−出力電圧特性は、破線Ｂのように、過電流保護ポイント（ａ点）の手前の点（ａ’点）で出力電圧が低下してしまう。
つまり、従来のカレントリミット回路を備えたレギュレータは、レギュレータの出力電流−出力電圧特性が所望の特性（いゆるフの字特性）にならず、「つ」の字のような特性となり、正常な動作を保証したい通常動作領域（特に負荷電流が多い場合）における出力制御動作に悪影響を与えてしまうという課題がある。

なお、図５のレギュレータにおいて、正確な過電流保護ポイントを実現するため、図６のａ’点を右へずらすように設計することも考えられるが、そのようにすると、特性線Ｂが全体的に右へシフトしてしまうため、過電流保護をかける際に発生する消費電力が大きくなり、発熱量が増加してチップ温度が許容値よりも高くなってしまう。また、過電流保護回路が、電源立ち上がり時に出力端子に接続されている平滑コンデンサに向かって流れ込むいわゆるラッシュ電流を決定するものにおいては、過電流保護ポイントａを電流値の多い方へずらすと、ラッシュ電流が多く流れてしまうという別の課題も発生する。

この発明は上記のような背景の下になされたもので、その目的とするところは、過電流保護のための出力電流−出力電圧特性として所望の特性が得られ、通常動作領域において負荷電流が多くなった場合にも過電流保護ポイントまで正常な出力電圧制御動作が行えるレギュレータ用の半導体集積回路を提供することにある。
また、本発明の他の目的は、ラッシュ電流を抑えつつ所望の出力電流−出力電圧特性に従った過電流保護機能を実現できるレギュレータ用半導体集積回路を提供することにある。

上記目的を達成するため、この発明は、
電圧入力端子と出力端子との間に接続された制御用トランジスタと、
出力電圧に比例したフィードバック電圧と所定の基準電圧との電位差に応じて出力電圧が一定になるように前記制御用トランジスタを制御する制御回路と、
出力電流が所定の電流値以上になった場合に前記制御用トランジスタをオフさせることで過電流が流れないようにする過電流保護回路と、
を備えたレギュレータ用半導体集積回路であって、
前記過電流保護回路は、
前記制御用トランジスタにより流される出力電流に縮小比例した電流を流す電流監視用トランジスタ（Ｍ２）と、
該電流監視用トランジスタに流れる電流を電圧に変換する電流−電圧変換手段（Ｒ３）と、
を備え、通常動作状態では前記電流監視用トランジスタに流れる電流を前記電流−電圧変換手段へ流さないようにし、前記電流監視用トランジスタに流れる電流が所定値以上になった場合には、前記電流監視用トランジスタに流れる電流を前記電流−電圧変換手段へ流し、該電流−電圧変換手段により変換された電圧に基づいて前記制御用トランジスタをオフさせるように構成した。

上記した手段によれば、過電流保護ポイントを通常動作領域における出力電流の最大電流値よりも高い値にすることができ、これによって過電流保護のための出力電流−出力電圧特性として所望の特性が得られ、通常動作領域において負荷電流が多くなった場合にも過電流保護ポイントまで正常な出力電圧制御動作が行えるようになる。

また、望ましくは、前記過電流保護回路は、
前記電流監視用トランジスタ（Ｍ２）に流れる電流が所定値以上になったことを検出する監視電流検出手段（Ｍ３，Ｒ５）と、通常動作状態では前記電流監視用トランジスタに流れる電流を前記電流−電圧変換手段（Ｒ３）へ流さないようにする電流経路切替え回路（ＣＩ２，Ｍ５，Ｍ６，Ｒ６，ＩＮＶ１，ＩＮＶ２）をさらに備え、
前記監視電流検出手段によって前記電流監視用トランジスタに流れる電流が所定値以上になったことが検出された場合には、前記電流経路切替え回路により前記電流監視用トランジスタに流れる電流を前記電流−電圧変換手段へ流し、該電流−電圧変換手段により変換された電圧に基づいて前記制御用トランジスタをオフさせるように構成する。
これにより、電流監視用トランジスタに流れる電流が所定値以上になったことを検出する監視電流検出手段と、通常動作状態では前記電流監視用トランジスタに流れる電流を前記電流−電圧変換手段へ流さないようにする電流経路切替え回路とを設けるだけで、電流監視用トランジスタに流れる電流が所定値以上になった場合に、電流−電圧変換手段により変換された電圧に基づいて制御用トランジスタをオフさせることができる比較的単純な回路構成の過電流保護回路を実現できるようになる。

さらに、望ましくは、前記電流経路切替え回路は、
前記電流監視用トランジスタ（Ｍ２）と前記電流−電圧変換手段（Ｒ３）との接続ノードと、基準電位点と、の間に直列形態に接続された電流源（ＣＩ２；Ｒ７）およびスイッチ手段（Ｍ５）と、
前記接続ノードの電位が所定値以上になったことを検出する判定回路（Ｍ６，Ｒ６，ＩＮＶ１，ＩＮＶ２）と、
を備え、前記電流監視用トランジスタに流れる電流が所定値以下のときは前記スイッチ手段がオン状態とされ、前記電流監視用トランジスタに流れる電流が所定値以上になって前記接続ノードの電位が所定値以上になった場合に前記判定回路の出力が変化して前記スイッチ手段がオフ状態にされ、前記電流経路切替え回路により前記電流監視用トランジスタに流れる電流を前記電流−電圧変換手段へ流すように構成する。
これにより、電流監視用トランジスタと電流−電圧変換手段との接続ノードと基準電位点との間に直列形態に接続された電流源およびスイッチ手段と、前記接続ノードの電位が所定値以上になったことを検出する判定回路を設けるだけで、電流監視用トランジスタに流れる電流が所定値以上になった場合に、電流監視用トランジスタに流れる電流を電流−電圧変換手段へ流すことができる比較的単純な回路構成の電流経路切替え回路を実現できるようになる。なお、ここでの電流源は、トランジスタを使用した定電流回路でもよいし、抵抗素子であっても良い。

また、前記過電流保護回路は、
前記電流監視用トランジスタに流れる電流が所定値以上になったことを検出する監視電流検出手段（Ｍ３，Ｒ５）と、前記電流監視用トランジスタから見た前記電流−電圧変換手段（Ｒ３）のインピーダンスを変更可能なインピーダンス切替え回路（Ｍ７，Ｍ８，ＣＩ３，ＣＩ２，Ｍ５）をさらに備え、
前記インピーダンス切替え回路は、
通常動作状態では前記電流監視用トランジスタから見た前記電流−電圧変換手段のインピーダンスを高くし、
前記監視電流検出手段によって前記電流監視用トランジスタに流れる電流が所定値以上になったことが検出された場合には、前記電流監視用トランジスタから見た前記電流−電圧変換手段のインピーダンスを低くして、前記電流監視用トランジスタに流れる電流を前記電流−電圧変換手段へ流し、該電流−電圧変換手段により変換された電圧に基づいて前記制御用トランジスタをオフさせるように構成してもよい。
これにより、電流監視用トランジスタに流れる電流が所定値以上になったことを検出する監視電流検出手段と、電流監視用トランジスタから見た電流−電圧変換手段のインピーダンスを変更可能なインピーダンス切替え回路とを設けるだけで、電流監視用トランジスタに流れる電流が所定値以上になった場合に、電流−電圧変換手段により変換された電圧に基づいて制御用トランジスタをオフさせることができる比較的単純な回路構成の過電流保護回路を実現できるようになる。

さらに、望ましくは、前記インピーダンス切替え回路は、
前記電流監視用トランジスタと前記電流−電圧変換手段との接続ノードと、基準電位点と、の間に直列形態に接続された電流源（ＣＩ２；Ｒ７）およびスイッチ手段（Ｍ５）と、
前記接続ノードの電位が所定値以上になったことを検出する判定回路（Ｍ６，Ｒ６，ＩＮＶ１，ＩＮＶ２）と、を備え、
前記電流監視用トランジスタに流れる電流が所定値以下のときは前記スイッチ手段がオン状態とされ、
前記電流監視用トランジスタに流れる電流が所定値以上になって前記接続ノードの電位が所定値以上になった場合に前記判定回路の出力が変化して前記スイッチ手段がオフ状態にされ、前記インピーダンス切替え回路は、前記電流監視用トランジスタから見た前記電流−電圧変換手段のインピーダンスを低くするように構成する。
これにより、電流監視用トランジスタと電流−電圧変換手段との接続ノードと基準電位点との間に直列形態に接続された電流源およびスイッチ手段と、前記接続ノードの電位が所定値以上になったことを検出する判定回路を設けるだけで、電流監視用トランジスタに流れる電流が所定値以上になった場合に、インピーダンス切替え回路が電流監視用トランジスタから見た電流−電圧変換手段のインピーダンスを低くして電流監視用トランジスタの電流を電流−電圧変換手段へ流し易くすることができるようになる。

ここで、前記過電流保護回路は、
前記電圧入力端子と基準電位点との間に直列形態に接続された第２の電流−電圧変換手段（Ｒ５）および電流検出用トランジスタ（Ｍ３）と、前記電圧入力端子と前記制御用トランジスタ（Ｍ１）の制御端子との間に接続された電流制限用のトランジスタ（Ｍ４）をさらに備え、
前記電流監視用トランジスタ（Ｍ２）と前記電流−電圧変換手段（Ｒ３）との接続ノードに、前記電流検出用トランジスタ（Ｍ３）の制御端子が接続され、
前記第２の電流−電圧変換手段（Ｒ５）と電流検出用トランジスタ（Ｍ３）との接続ノードに、前記電流制限用のトランジスタ（Ｍ４）の制御端子が接続されているようにすると良い。

本発明によると、過電流保護のための出力電流−出力電圧特性として所望の特性が得られ、通常動作領域において負荷電流が多くなった場合にも過電流保護ポイントまで正常な出力電圧制御動作が行えるレギュレータ用の半導体集積回路を提供することができる。また、ラッシュ電流を抑えつつ所望の出力電流−出力電圧特性に従った過電流保護機能を実現することができるという効果がある。

本発明に係るカレントリミット回路を備えたシリーズレギュレータの制御用ＩＣの一実施形態を示す回路構成図である。 実施形態のシリーズレギュレータの制御用ＩＣにおけるカレントリミット回路の動作を説明するための回路動作説明図で、（Ａ）は過電流保護機能が働いていない状態の図、（Ｂ）は過電流保護機能が働いている状態の図である。 図１の実施例のシリーズレギュレータの制御用ＩＣの第１の変形例を示す回路構成図である。 図１の実施例のシリーズレギュレータの制御用ＩＣの第２の変形例を示す回路構成図である。 カレントリミット回路を備えた従来タイプのシリーズレギュレータの制御用ＩＣの構成例を示す回路図である。 本発明に係るカレントリミット回路を備えたシリーズレギュレータの制御用ＩＣと図５に示す従来タイプのシリーズレギュレータ制御用ＩＣにおける出力電圧と出力電流との関係を示す電圧−電流特性図である。

以下、本発明の好適な実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明を適用したシリーズレギュレータ（ＬＤＯを含む）の一実施形態を示す。なお、特に限定されるわけではないが、図１において一点鎖線で囲まれている部分の回路を構成する素子は、１個の半導体チップ上に形成され、半導体集積回路（シリーズレギュレータＩＣ）１０として構成される。

この実施形態におけるシリーズレギュレータＩＣ１０は、図示しない直流電圧源からの直流電圧ＶDDが印加される電圧入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴとの間にＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（絶縁ゲート型電界効果トランジスタ：以下、ＭＯＳトランジスタと記す）からなる出力制御用トランジスタＭ１が接続され、出力端子ＯＵＴと接地電位が印加されるグランド端子ＧＮＤとの間には、出力電圧Ｖoutを分圧するブリーダ抵抗Ｒ１，Ｒ２が直列に接続されている。このブリーダ抵抗Ｒ１，Ｒ２により分圧された電圧ＶFBが、上記制御用トランジスタＭ１のゲート電圧を制御する誤差アンプ１１の非反転入力端子にフィードバックされている。

そして、上記誤差アンプ１１はフィードバック電圧ＶFBと基準電圧Ｖrefとの電位差に応じて制御用トランジスタＭ１のゲート電圧を制御して、出力電圧Ｖoutが所望の電位になるように制御する。出力電圧Ｖoutの電位は、基準電圧Ｖrefの電位とブリーダ抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗比とによって設定できる。この実施形態のシリーズレギュレータは、上記のようなフィードバック制御によって、出力電圧Ｖoutを一定に保持するように動作する。図示しないが、出力端子ＯＵＴには、出力電圧Ｖoutを安定化させる外付けのコンデンサが接続される。

また、本実施形態のレギュレータＩＣ１０には、基準電圧Ｖrefを発生するための基準電圧回路１２と、該基準電圧回路１２に定電流を流す電流源ＣＩ１と、制御用トランジスタＭ１を通して出力端子ＯＵＴへ所定電流値以上の出力電流Ｉoutが流れないように電流を制限するカレントリミット回路１３が設けられている。基準電圧回路１２は、ツェナーダイオードからなる定電圧回路、あるいは定電流源として動作するデプレッション型ＭＯＳトランジスタとエンハンスメント型のＭＯＳトランジスタとを直列に接続した基準電圧発生回路などにより構成される。

カレントリミット回路１３は、ソース端子が上記制御用トランジスタＭ１のソース端子に接続されＭ１のゲート電圧と同一の電圧がゲート端子に印加されることで制御用トランジスタＭ１とカレントミラーを構成し、Ｍ１によって流される出力電流Ｉoutに比例した電流Ｉｓを流す電流監視用のＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ２と、該電流監視用ＭＯＳトランジスタＭ２のドレイン端子と接地点ＧＮＤとの間に接続されＭ２に流れる電流を電圧に変換する抵抗Ｒ３を有する。
本実施形態のレギュレータＩＣ１０においては、制御用トランジスタＭ１とカレントミラー接続された電流監視用トランジスタＭ２は、Ｍ１の１／Ｎの大きさ（サイズ）を有しＭ１のドレイン電流の１／Ｎの大きさの電流を流すように設定される。サイズ比１／Ｎは例えば１／１０００程度の値とすることができ、それにより電流監視用トランジスタＭ２に流れる電流Ｉｓを非常に小さなものとすることができる。

また、カレントリミット回路１３は、トランジスタＭ２のドレイン端子と抵抗Ｒ３との接続ノードＮ１にゲート端子が接続され、Ｍ２のドレイン電流Ｉｓのセンシングを行う電流検出用のＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ３と、電圧入力端子ＩＮと該トランジスタＭ３のドレイン端子との間に接続され、Ｍ３に流れる電流を電圧に変換する抵抗Ｒ５と、ソース端子が電圧入力端子ＩＮに接続されゲート端子が上記抵抗Ｒ５と電流検出用トランジスタＭ３の接続ノードＮ２に接続された電流制限用のＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ４とを有する。
そして、上記電流制限用トランジスタＭ４のドレイン端子が制御用トランジスタＭ１のゲート端子に接続され、Ｍ１によって流される出力電流Ｉoutが所定の電流値以上になると、電流制限用のトランジスタＭ４がオン状態にされてＭ１のゲート端子に入力電圧ＶDDを印加させる。これによって、制御用トランジスタＭ１がオフ状態にされて過電流が流れないように構成されている。

さらに、本実施例のカレントリミット回路１３には、電流監視用のＭＯＳトランジスタＭ２のドレイン端子と接地点ＧＮＤとの間に、抵抗Ｒ３と並列をなすように、直列形態に接続された定電流源ＣＩ２およびＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ５が設けられている。また、電圧入力端子ＩＮと接地点ＧＮＤとの間には、直列形態に接続された抵抗Ｒ６およびＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ６が設けられている。そして、この抵抗Ｒ６とトランジスタＭ６の接続ノードＮ３にインバータＩＮＶ１の入力端子が接続され、さらにインバータＩＮＶ１の後段にインバータＩＮＶ２が接続されており、インバータＩＮＶ２の出力信号が前記ＭＯＳトランジスタＭ５のゲート端子に印加されるように構成されている。この実施例では、トランジスタＭ６および抵抗Ｒ６とインバータＩＮＶ１とによって判定回路が構成される。なお、インバータＩＮＶ１およびＩＮＶ２の代わりにコンパレータ（電圧比較器）を用いるようにしても良い。

上記定電流源ＣＩ２が流す定電流Ｉ２は、通常動作範囲において出力電流Ｉoutに比例した電流Ｉｓを流す電流監視用トランジスタＭ２に流れる最大電流、すなわち出力電流の直線性が保証される範囲でのＭ２の電流Ｉｓの最大値をＩｓMAXとすると、Ｉ２＞ＩｓMAXとなるように設定する。そして、この定電流Ｉ２の値によって過電流保護ポイントａ（図６参照）が決定されることとなる。なお、定電流源ＣＩ２は、例えばゲート端子とソース端子とが結合されることで定電流を流すデプレッション型ＭＯＳトランジスタによって構成することができる。また、外部から供給される定電流または内部で生成した定電流をカレントミラー回路で折り返すものであっても良い。

次に、上記のように構成されたカレントリミット回路１３の動作について説明する。
図１のカレントリミット回路１３においては、電源投入時すなわち電圧入力端子ＩＮに直流電圧ＶDDが印加された直後は、抵抗Ｒ６を介してインバータＩＮＶ１の入力端子にＶDDが印加されるため、インバータＩＮＶ２の出力がハイレベルとなりトランジスタＭ５がオン状態になっている。つまり、通常動作状態では、定電流源ＣＩ２が電流監視用トランジスタＭ２の電流Ｉｓを引き込むようになっている。

図２（Ａ）には、通常動作状態であってＭ２に流れる電流Ｉｓが定電流源ＣＩ２の電流Ｉ２よりも少ない、つまりＩ２＞Ｉｓの場合におけるカレントリミット回路１３内の各ノードの電位状態をＨまたはＬで表わしてある。ここで、Ｈは回路の論理レベルがハイレベルのことを、Ｌはローレベルのことを意味している。
Ｉ２＞Ｉｓの場合、電流監視用トランジスタＭ２に流れる電流Ｉｓはすべて定電流源ＣＩ２によって引き込まれ接地点へ流されることとなる。そのため、電流監視用トランジスタＭ２のドレイン端子に接続された抵抗Ｒ３には電流がほとんど流れることはなく、ノードＮ１の電位は接地電位（０Ｖ）に近い状態（ローレベル）にされる。

それによって、トランジスタＭ６がオフ状態にされてノードＮ３の電位が入力電圧ＶDD（ハイレベル）にされ、インバータＩＮＶ２の出力がハイレベルとなりトランジスタＭ５がオン状態を維持することとなる。そして、上記のように、電流Ｉｓが定電流源ＣＩ２によって引かれ抵抗Ｒ３に流れる電流が０近くまで減少されることで、ノードＮ２の電位がＶDDとされてトランジスタＭ４がオフ状態とされ、負荷電流が増加してもＩｓ＝Ｉ２となるまで、つまり過電流保護ポイントａ（図６参照）までは過電流保護機能は働かないようにされる。
なお、Ｉ２＞Ｉｓの場合でも、定電流源ＣＩ２やトランジスタＭ５がインピーダンスを有することで抵抗Ｒ３に若干電流が流れるが、それによって上昇するノードＮ１の電位がトランジスタＭ６のしきい値電圧を超えなければ、Ｍ６はオフ状態を維持することができ、そのような設計は充分に可能である。

一方、トランジスタＭ２に流れる電流Ｉｓが増加してＩ２＜Ｉｓとなった場合におけるカレントリミット回路１３内の各ノードの電位状態が図２（Ｂ）に示されている。
図２（Ｂ）に示すように、Ｉ２＜Ｉｓとなった場合には、トランジスタＭ２の電流Ｉｓの一部が抵抗Ｒ３に流れ、ノードＮ１の電位が高くなり始める。そして、Ｎ１の電位がトランジスタＭ６のしきい値電圧以上になると、Ｍ６がオン状態にされて抵抗Ｒ６に電流が流れ、ノードＮ３の電位が下がりインバータＩＮＶ１の出力がハイレベル、インバータＩＮＶ２の出力がローレベルとなって、定電流源ＣＩ２と直列のトランジスタＭ５がオフにされる。
すると、定電流源ＣＩ２に流れていた電流Ｉｓがすべて抵抗Ｒ３に流れることで、ノードＮ１の電位がさらに上昇して電流検出用トランジスタＭ３がオン状態にされることで、抵抗Ｒ５に電流が流れてノードＮ２の電位が下がり電流制限用トランジスタＭ４がオンされ、制御用トランジスタＭ１のゲート電圧を高くして出力電流を制限する過電流保護機能が働くようになる。

図５に示す従来タイプのレギュレータでは、負荷電流が過電流保護ポイントａに達する前に電流検出用トランジスタＭ３に電流が流れ始めるため、図６のポイントａ’で過電流保護機能が働き始めていた。そのため、図６に破線Ｂで示すように「つ」の字に近い出力電圧−出力電流特性に従って過電流保護が働いてしまい、正常な動作を保証したい通常動作領域（特に負荷電流が多くなった場合）において出力制御動作に悪影響を与えてしまっていた。
これに対し、本実施例のレギュレータは、上記のようなカレントリミット回路１３の動作により、予め設定した過電流保護ポイント（ａ点）までは過電流保護機能は働かないようにされ、それによって図６に実線Ａで示すように「フ」の字特性に近い出力電圧−出力電流特性に従って過電流保護を行うことができるようになる。その結果、通常動作領域（特に負荷電流が多くなった場合）において出力制御動作に悪影響を与えることがないという利点がある。なお、図６において、一点鎖線Ｃで示されているのは、カレントリミット回路１３を設けない場合の出力電圧−出力電流特性である。

図３に、上記実施形態の第１の変形例を示す。この変形例は、図１のレギュレータのカレントリミット回路１３における定電流源ＣＩ２を抵抗Ｒ７に置き換えたものである。抵抗Ｒ７の抵抗値は抵抗Ｒ３の抵抗値よりもずっと小さな値に設定される。ＭＯＳトランジスタＭ５のドレイン端子に接続された抵抗Ｒ７は、電流源とみなすことができる。
図３の変形例のカレントリミット回路１３においては、電流監視用トランジスタＭ２にとってドレイン側の抵抗は、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ７（Ｍ４のオン抵抗を含む）の並列インピーダンスとして見える。この回路では、出力電流Ｉoutが増加すると電流監視用トランジスタＭ２に流れる電流Ｉｓが増加し、これに伴い抵抗Ｒ３の電流も増加することとなるが、出力電流Ｉoutが過電流保護ポイントａに達したときに、ノードＮ１の電位がトランジスタＭ６のしきい値電圧になるように抵抗Ｒ３やＲ７の抵抗値を設定しておくことで、Ｍ６がオンすると、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の出力がそれぞれ反転してトランジスタＭ５がオフされ、抵抗Ｒ７に流れていた電流がすべて抵抗Ｒ３に流れるようになる。

つまり、この変形例では、トランジスタＭ３とＭ６のしきい値電圧が同一の場合、Ｍ２の電流Ｉｓが増加してＭ６がオンし電流が流れ始めるとＭ３にも電流が流れ始めるが、このときＭ５がオフして抵抗Ｒ７側の電流経路のインピーダンスが高くなることでインピーダンスが切り替わり、抵抗Ｒ３の電流が増加してノードＮ１の電位が急速に上昇し、電流検出用トランジスタＭ３がいっきにオン状態にされる。これによって、図１の回路とほぼ同様に、所望のポイント（図６のａ点）から出力電流Ｉoutを減少させて、「フ」の字に近い出力電圧−出力電流特性に従って電流を制御する過電流保護機能を働かせることができる。

図４には、カレントリミット回路１３を備えた図１のレギュレータＩＣの第２の変形例が示されている。
図４のカレントリミット回路１３は、過電流保護ポイントで抵抗Ｒ３側の電流経路のインピーダンスを切り替える回路を設けたものである。具体的には、電流監視用のトランジスタＭ２と電流−電圧変換用の抵抗Ｒ３との間に、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ７を接続するとともに、出力端子ＯＵＴと接地点ＧＮＤとの間に直列形態に接続されたＭＯＳトランジスタＭ８および定電流源ＣＩ３を設ける。また、該トランジスタＭ８と上記トランジスタＭ７のゲート端子同士を接続し、Ｍ８はゲートとドレインを結合して、Ｍ８とＭ７とがカレントミラー回路を構成するようにしてある。

そして、出力電流が過電流保護ポイントに達していない通常動作領域では、トランジスタＭ７がオフして抵抗Ｒ３側の電流経路のインピーダンスを高くしており、出力電流が過電流保護ポイントに達してインバータＩＮＶ２によってトランジスタＭ５がオフされると、トランジスタＭ７がオンして抵抗Ｒ３側の電流経路のインピーダンスを低くしてＭ２の電流Ｉｓが抵抗Ｒ３側に流れ易くなるようにしている。つまり、この変形例では、トランジスタＭ７はソースフォロワ型のトランジスタとして機能する。なお、図３の変形例のように、定電流源ＣＩ２の代わりに抵抗Ｒ７を設けたものにおいても、図４のトランジスタＭ７、Ｍ８および定電流源ＣＩ３を設けた変形例が考えられる。

また、図４の回路において、トランジスタＭ７のみを残しトランジスタＭ８およびこれと直列に設けられた定電流源ＣＩ３の代わりに、例えばトランジスタＭ２のドレイン電圧を検出するアンプを設け、該アンプの出力をトランジスタＭ７のゲート端子に供給して、ノードＮ１の電位がトランジスタＭ６をオンさせる電位に達したときにトランジスタＭ７をオンさせて、抵抗Ｒ３側の電流経路を低インピーダンスに切り替えるように構成しても良い。要するに、電流監視用トランジスタＭ２のドレイン側に、過電流保護ポイントで抵抗Ｒ３側のインピーダンスを切り替えるインピーダンス切替え回路が設けられていればよい。

以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施形態に限定されるものではない。例えば前記実施形態では、回路を構成するトランジスタとしてＭＯＳトランジスタを使用したものを示したが、本発明は、ＭＯＳトランジスタの代わりにバイポーラトランジスタを使用した回路にも適用することができる。また、フィードバック電圧ＶFBを生成するブリーダ抵抗Ｒ１，Ｒ２は、オンチップの素子でなく、外付けの素子で構成しても良い。
さらに、以上の説明では、本発明をシリーズレギュレータＩＣに適用した例を説明したが、本発明にそれに限定されるものではなく、二次電池を充電する充電装置を構成する充電制御用ＩＣにも利用することができる。

１０ シリーズレギュレータＩＣ
１１ 誤差アンプ（制御回路）
１２ 基準電圧回路
１３ カレントリミット回路（過電流保護回路）
Ｍ１ 制御用トランジスタ
Ｍ２ 電流監視用トランジスタ
Ｍ３ 電流検出用トランジスタ
Ｍ４ 電流制限用トランジスタ
ＩＮＶ１，ＩＮＶ２ インバータ（判定回路）

Claims (6)

1. 電圧入力端子と出力端子との間に接続された制御用トランジスタと、
   出力電圧に比例したフィードバック電圧と所定の基準電圧との電位差に応じて出力電圧が一定になるように前記制御用トランジスタを制御する制御回路と、
   出力電流が所定の電流値以上になった場合に前記制御用トランジスタをオフさせることで過電流が流れないようにする過電流保護回路と、
   を備えたレギュレータ用半導体集積回路であって、
   前記過電流保護回路は、
   前記制御用トランジスタにより流される出力電流に縮小比例した電流を流す電流監視用トランジスタと、
   該電流監視用トランジスタに流れる電流を電圧に変換する電流−電圧変換手段と、
   を備え、通常動作状態では前記電流監視用トランジスタに流れる電流を前記電流−電圧変換手段へ流さないようにし、前記電流監視用トランジスタに流れる電流が所定値以上になった場合には、前記電流監視用トランジスタに流れる電流を前記電流−電圧変換手段へ流し、該電流−電圧変換手段により変換された電圧に基づいて前記制御用トランジスタをオフさせるように構成されていることを特徴とするレギュレータ用半導体集積回路。
2. 前記過電流保護回路は、
   前記電流監視用トランジスタに流れる電流が所定値以上になったことを検出する監視電流検出手段と、通常動作状態では前記電流監視用トランジスタに流れる電流を前記電流−電圧変換手段へ流さないようにする電流経路切替え回路をさらに備え、
   前記監視電流検出手段によって前記電流監視用トランジスタに流れる電流が所定値以上になったことが検出された場合には、前記電流経路切替え回路により前記電流監視用トランジスタに流れる電流を前記電流−電圧変換手段へ流し、該電流−電圧変換手段により変換された電圧に基づいて前記制御用トランジスタをオフさせるように構成されていることを特徴とする請求項１に記載のレギュレータ用半導体集積回路。
3. 前記電流経路切替え回路は、
   前記電流監視用トランジスタと前記電流−電圧変換手段との接続ノードと、基準電位点と、の間に直列形態に接続された電流源およびスイッチ手段と、
   前記接続ノードの電位が所定値以上になったことを検出する判定回路と、
   を備え、前記電流監視用トランジスタに流れる電流が所定値以下のときは前記スイッチ手段がオン状態とされ、前記電流監視用トランジスタに流れる電流が所定値以上になって前記接続ノードの電位が所定値以上になった場合に前記判定回路の出力が変化して前記スイッチ手段がオフ状態にされ、前記電流経路切替え回路により前記電流監視用トランジスタに流れる電流を前記電流−電圧変換手段へ流すように構成されていることを特徴とする請求項２に記載のレギュレータ用半導体集積回路。
4. 前記過電流保護回路は、
   前記電流監視用トランジスタに流れる電流が所定値以上になったことを検出する監視電流検出手段と、前記電流監視用トランジスタから見た前記電流−電圧変換手段のインピーダンスを変更可能なインピーダンス切替え回路をさらに備え、
   前記インピーダンス切替え回路は、
   通常動作状態では前記電流監視用トランジスタから見た前記電流−電圧変換手段のインピーダンスを高くし、
   前記監視電流検出手段によって前記電流監視用トランジスタに流れる電流が所定値以上になったことが検出された場合には、前記電流監視用トランジスタから見た前記電流−電圧変換手段のインピーダンスを低くして、前記電流監視用トランジスタに流れる電流を前記電流−電圧変換手段へ流し、該電流−電圧変換手段により変換された電圧に基づいて前記制御用トランジスタをオフさせるように構成されていることを特徴とする請求項１に記載のレギュレータ用半導体集積回路。
5. 前記インピーダンス切替え回路は、
   前記電流監視用トランジスタと前記電流−電圧変換手段との接続ノードと、基準電位点と、の間に直列形態に接続された電流源およびスイッチ手段と、
   前記接続ノードの電位が所定値以上になったことを検出する判定回路と、を備え、
   前記電流監視用トランジスタに流れる電流が所定値以下のときは前記スイッチ手段がオン状態とされ、
   前記電流監視用トランジスタに流れる電流が所定値以上になって前記接続ノードの電位が所定値以上になった場合に前記判定回路の出力が変化して前記スイッチ手段がオフ状態にされ、前記インピーダンス切替え回路は、前記電流監視用トランジスタから見た前記電流−電圧変換手段のインピーダンスを低くすることを特徴とする請求項４に記載のレギュレータ用半導体集積回路。
6. 前記過電流保護回路は、
   前記電圧入力端子と基準電位点との間に直列形態に接続された第２の電流−電圧変換手段および電流検出用トランジスタと、前記電圧入力端子と前記制御用トランジスタの制御端子との間に接続された電流制限用のトランジスタをさらに備え、
   前記電流監視用トランジスタと前記電流−電圧変換手段との接続ノードに、前記電流検出用トランジスタの制御端子が接続され、
   前記第２の電流−電圧変換手段と電流検出用トランジスタとの接続ノードに、前記電流制限用のトランジスタの制御端子が接続されていることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに一項に記載のレギュレータ用半導体集積回路。

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