CN107508458B - 一种超宽电压辅助电源pwm芯片的启动电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种超宽电压辅助电源PWM芯片的启动电路，包括电压切换开关电路、电压检测电路和充电电路；电压切换开关电路由MOS管Q1、电阻R4和电阻R5组成；电压检测电路由MOS管Q2、电阻R7和电阻R8组成；充电电路由电阻R1和电阻R2组成。该超宽电压辅助电源PWM芯片的启动电路，不管输入电压怎样的变化，对PWM芯片VCC对充电电流是稳定的，相对变化量要小；在电源发生故障时，芯片能够重新启动，不会进入锁死状态，在故障排除后，可以重新启动，不需要断电重启，特别是在超高压电压下工作，电路损耗和常规电路相比要小得多。

Description

一种超宽电压辅助电源PWM芯片的启动电路

技术领域

本发明涉及到电源模块及开关电源PWM辅助电源启动电路，特别涉及一种超宽电压辅助电源PWM芯片的启动电路；输入电压可宽至100-2000V。

背景技术

在光伏逆变器、超高压直流输电系统中，其电压范国非常宽，低至一百伏、高达四千多伏，所以系统捕助电源很难设计，尤其是高压肩动电路的设计非常困难，一方面需要寻找可以承受高压的电子元器件，另一方面从可靠性方面考虑，需把肩动部分的电路损耗減小，防止关键元器件发热损坏。

目前常用的开关电源启动电路(如图1所示)，由于电阻R1一直与电源输入端VIN相连，其上产生的功耗P＝(VIN-VCC)2/R1，显然，如果当开关电源工作在高压输入的情况下，电阻R1上的功耗将会非常大，将会影响电源转換效率、散热和可靠性，同时必须选用大功率电阻，使开关电源体积较大，成本高。

现有解决上述电阻R1功耗同题的方法是，如图2所示，在开关电源工作在高压输入的情况下，开关管Q2需要承受高电压，而市面上难以找到能够承受高压的器件，即使有高压IGBT管可选用，其成本非常高，且使用较少存在缺货的风险。

发明内容

本发明的目的在于提供一种低损耗、低成本、高可靠性的超宽范围的输入开关电源的启动电路，以解决上述背景技术中提出的问题。

为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：一种超宽电压辅助电源PWM芯片的启动电路，包括电压切换开关电路、电压检测电路和充电电路；电压切换开关电路由MOS管Q1、电阻R4和电阻R5组成；电压检测电路由MOS管Q2、电阻R7和电阻R8组成；充电电路由电阻R1和电阻R2组成；MOS管Q1的漏极连接于电阻R1和电阻R2的一端，电阻R1的另一端接到电压输入接口+Vin端，电阻R2的另一端连接于MOS管Q1的源极以及MOS管Q2的源极，MOS管Q1的栅极与MOS管Q2的漏极相连；MOS管Q1的栅极与MOS管Q2的漏极的连接线上还连接电阻R4接到电压输入接口+Vin端，以及连接电阻R5分别接到MOS管Q1和MOS管Q2的源极；电阻R2的另一端还连接于电容C1的正极和二极管D1的阴极，电容C1的负极串联电阻R8接到MOS管Q2的栅极并接地；二极管D1的阳极与辅助绕组N1相连后接地；MOS管Q2的栅极还串联电阻R7接到电压输入接口+Vin端。

优选的，电压输入接口+Vin端输入的宽电压为直流200V-600V。

优选的，宽电压分为最低输入电压Vinmin＝200V，正常工作电压Vinnor＝400V，最高输入电压Vinmax＝600V；

其中Vinmax＝3Vinmin，Vinnor＝(Vinmin+Vinmax)/2＝2Vinmin＝2/3Vinmax。

优选的，当输入电压在Vinmin和Vinnor时，电阻R7和电阻R8分压后的电压值小于MOS管Q2的开通电压，MOS管Q2处于关断状态；

电阻R4和电阻R5分压后的电压值大于MOS管Q1的开通电压，MOS管Q1导通，充电电阻R2短路，此时对PWM芯片VCC充电路径是电压输入Vin→电阻R1→电容C1，充电电流分为以下几种情况：

当输入电压等于Vinmin时，充电电流为最小:Imin＝Vinmin/R1＝Vinmax/2R1；

当输入电压等于Vinnor时，充电电流为最大:Imax＝Vinnor/R1＝400VDC/4MΩ＝100uA；

充电电流的最大值与最小值比为：Imax:Imin＝1:2；充电电路产生的最大损耗是：P1＝Imax*Vinnor＝100uA*400VDC＝40mW；MOS管Q1的电压为0V。

优选的，当输入电压在Vinnor和Vinmax时，电阻R7和电阻R8分压电阻分压后的电压值大于MOS管Q2的开通电压，MOS管Q2导通，MOS管Q1的栅极和源极短路，MOS管Q1处于关断，此时对PWM芯片VCC充电路径是电压输入Vin→电阻R1→电阻R2→电容C1；对PWM芯片VCC充电电流分为以下几种情况：

当输入电压等于Vinnor时，充电电流为最小:Imin＝VinNor/(R1+R2)＝400VDC/8MΩ＝50uA；

当输入电压等于Vinmax时，充电电流为最大:Imax＝Vinmax/(R1+R2)＝600VDC/8MΩ＝75uA；

充电电流的最大值与最小值比为：Imax:Imin＝1：1.25；充电电路产生的最大损耗是：P1＝Imax*Vinmax＝75uA*600VDC＝45mW；Q1的电压为：V_Q1＝Vinmax*R2/(R1+R2)＝1/2Vinmax＝300VDC。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：本超宽电压辅助电源PWM芯片的启动电路，

1、不管输入电压怎样的变化，对PWM芯片VCC对充电电流是稳定的，相对变化量要小；

2、输入可以宽至20倍以上；

3、在同一输入电压的情况下，Q1，Q2只有一种工作状态，要么开通，要么关断，所以工作可靠；

4、本发明中的MOS管Q1和MOS管Q2的电压相比图3、图4中MOS管Q11和MOS管Q12的电压，应为其一半；

5、在高电压输入的情况下，启动电路的损耗是非常小，是图3、图4中1/8以上；

6、在电源发生故障时，芯片能够重新启动，不会进入锁死状态，在故障排除后，可以重新启动，不需要断电重启。

7、在超高压电压下工作，电路损耗和常规电路相比要小得多。

附图说明

图1为本发明的常用的开关电源启动电路图；

图2为本发明的常用的开关电源启动电路加入电流源电路图；

图3为本发明的图2改进的电路图；

图4为本发明的图2改进的电路图；

图5为本发明的基本电路图；

图6为本发明图5的二级分压串联电路图；

图7为本发明的图5的三级分压串联电路图；

图8为本发明的电源故障，PWM芯片重启条件波线图。

图中：1电压切换开关电路、2电压检测电路、3充电电路。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

请参阅图1，目前常用的开关电源启动电路，包括功率电阻R1、电容C1、稳压二极管ZD1、辅助绕组N1和二极管D1，其工作原理是：在电源启动瞬间，电源通过功率电阻R1给电容C1充电，电阻R1上流过的电流大于控制IC的启动电流，电容C1的电压上升至控制IC的正常工作电压后，电源开始工作。当启动电路输出电压稳定后，辅助绕组N1产生的电压经二极管D1整流和电容C1滤波后给控制IC供电，控制IC的VCC稳定在一定的电压范国，电源正常工作。在输入电压VIN范国较宽时，为了保证能够在最低输入电压时为控制IC提供足够大的肩动电流，使开关电源能正常启动，那么电阻R1的阻值不能太大。由于电阻R1一直与电源输入端VIN相连，其上产生的功耗P＝(VIN-VCC)2/R1，显然，如果当开关电源工作在高压输入的情况下，电阻R1上的功耗将会非常大，将会影响电源转換效率、散热和可靠性，同时必须选用大功率电阻，使开关电源体积较大，成本高。

请参阅图2，现有解决上述电阻R1功耗同题的方法是，在启动电路中加入由MOS管Q2和限流电阻R3串联组成的电流源电路，输入源电压加载在以功率电阻R2和稳压二极管ZD2串联组成的稳压电路西端，稳压二极管ZD2的阴极连接到MOS管Q2的栅极，通过稳压电路稳定MOS管Q2的工作电压，MOS管Q2的漏极通过限流电阻R3接输入源电压，MOS管Q2的源极接由输出电容C2和稳压二极管ZD3并联而成的输出电路作为启动电路的输出端，在开关电源正常工作后，通过由三极管Q1、电阻R4和电阻R5构成的关断电路控制MOS管Q2截止，继而将功率电阻R2断开。但是，在开关电源工作在高压输入的情况下，MOS管Q2需要承受高电压，而市面上难以找到能够承受高压的器件，即使有高压IGBT可选用，其成本非常高，且使用较少存在缺货的风险。

请参阅图3、图4；通过图2电路上进行改进的电路，在这个电路中，启动时通电阻R11、MOS管Q11，电阻R12和MOS管Q12给IC的VCC充电，IC启动后，VCC由电源的辅助绕组供电，同时通过三极管Q21、电阻R41和电阻R31等关断电路将MOS管Q11和MOS管Q12关断，从而减小在电阻R11、MOS管Q11、电阻R12和MOS管Q12元件的损耗。

但是上述方案由以下不足：

1、IC的VCC充电时，充电电流是I＝(Vin-VCC)/(R11+R12)，要保证IC在低压时能够启动，则需要电阻R11和电阻R12的阻值要相当的小，所以，电阻R11和电阻R12在高压充电时，功率损耗是比较大的，不适合宽电压启动。

2、如果当开关电源输出短路或其它故障时，电源的辅助绕组则不能向IC的VCC供电，此时MOS管Q11和MOS管Q12则不断地处于开通状态，这时电阻R11，MOS管Q11，电阻R12和MOS管Q12产生持续4W的损耗，这样的能量会损坏电阻R11，MOS管Q11，电阻R12和MOS管Q12，从而使电源损坏且不可恢复。

3、对于一个只有几十瓦功率的开关电源来说，4W产生的功耗也是相当的能耗。

4、当这个启动电流大于1mA以上时，在开关电源输出端发生故障时，IC停止工作，开关电源进入保护状态后，VCC上的电压则不能由变压器的辅助绕组提供，由启动电路提供，同时IC也只需要消耗很少的电流，由于IC在保护状态下消耗的电流小于0.2mA以下，这样导致VCC电压始终处在工作电压之上，不能使VCC下降至重启的电压之下，使得IC始终处于保护状态，整个开关处于锁死状态，须断电后才能重启，而现在电力电子设备则要求电源故障排除后，须自动重启，所以这个电路也没有办法解决这个问题。

5、同时上述第4点的状态下，在输入电压为最高时，MOS管Q11和MOS管Q12始终在开通和关断状态下重复工作，损耗很大，发热很严重，最终会损坏MOS管Q11和MOS管Q12。

实施例1：

请参阅图5，一种超宽电压辅助电源PWM芯片的启动电路，包括电压切换开关电路1、电压检测电路2和充电电路3；电压切换开关电路1由MOS管Q1、电阻R4和电阻R5组成；电压检测电路2由MOS管Q2、电阻R7和电阻R8组成；充电电路3由电阻R1和电阻R2组成；MOS管Q1的漏极连接于电阻R1和电阻R2的一端，电阻R1的另一端接到电压输入接口+Vin端，电阻R2的另一端连接于MOS管Q1的源极以及MOS管Q2的源极，MOS管Q1的栅极与MOS管Q2的漏极相连；MOS管Q1的栅极与MOS管Q2的漏极的连接线上还连接电阻R4接到电压输入接口+Vin端，以及连接电阻R5分别接到MOS管Q1和MOS管Q2的源极；电阻R2的另一端还连接于电容C1的正极和二极管D1的阴极，电容C1的负极串联电阻R8接到MOS管Q2的栅极并接地；二极管D1的阳极与辅助绕组N1相连后接地；MOS管Q2的栅极还串联电阻R7接到电压输入接口+Vin端。

电压输入接口+Vin端输入的宽电压为直流200V-600V；宽电压分为最低输入电压Vinmin＝200V，正常工作电压Vinnor＝400V，最高输入电压Vinmax＝600V；

其中Vinmax＝3Vinmin，Vinnor＝(Vinmin+Vinmax)/2＝2Vinmin＝2/3Vinmax。

当输入电压在Vinmin和Vinnor时，电阻R7和电阻R8分压后的电压值小于MOS管Q2的开通电压，MOS管Q2处于关断状态；

电阻R4和电阻R5分压后的电压值大于MOS管Q1的开通电压，MOS管Q1导通，充电电阻R2短路，此时对PWM芯片VCC充电路径是电压输入Vin→电阻R1→电容C1，充电电流分为以下几种情况：

当输入电压等于Vinmin时，充电电流为最小:Imin＝Vinmin/R1＝Vinmax/2R1；

当输入电压等于Vinnor时，充电电流为最大:Imax＝Vinnor/R1＝400VDC/4MΩ＝100uA；

充电电流的最大值与最小值比为：Imax:Imin＝1:2；充电电路产生的最大损耗是：P1＝Imax*Vinnor＝100uA*400VDC＝40mW；MOS管Q1的电压应为0V。

当输入电压在Vinnor和Vinmax时，电阻R7和电阻R8分压电阻分压后的电压值大于MOS管Q2的开通电压，MOS管Q2导通，MOS管Q1的栅极和源极短路，MOS管Q1处于关断，此时对PWM芯片VCC充电路径是电压输入Vin→电阻R1→电阻R2→电容C1；对PWM芯片VCC充电电流分为以下几种情况：

当输入电压等于Vinnor时，充电电流为最小:Imin＝Vinnor/(R1+R2)＝400VDC/8MΩ＝50uA；

当输入电压等于Vinmax时，充电电流为最大:Imax＝Vinmax/(R1+R2)＝600VDC/8MΩ＝75uA；

充电电流的最大值与最小值比为：Imax:Imin＝1：1.25；充电电路产生的最大损耗是：P1＝Imax*Vinmax＝75uA*600VDC＝45mW；MOS管Q1的电压应为：V_Q1＝Vinmax*R2/(R1+R2)＝1/2Vinmax＝300VDC。

对PWM VCC充电电流是Ivcc＝Vin/(R1+R2)，当R1＝R2时，则充电流＝I_VCC＝Vin/2R1，此时充电电路产生的最大损耗是：P1＝Imax*Vinmax＝75uA*600VDC＝45mW，功耗也非常的低；此时，MOS管Q1的电压为：V_Q1＝Vinmax*R2/(R1+R2)＝1/2Vinmax＝300VDC。由此可见，Q1的电压和图2相比，是它的一半。

由上述论述可知，输入电压从200VDC变化到600VDC，充电流的变化仅为1:1.3，功率损耗也仅为45mW，而如果用如图1-4所示电路，则功耗将有0.1W，是本电路的一倍，同时图2中MOS管Q2的电压应为：V_Q2＝Vinmax＝600VDC，也是本发明电路中的一倍。

实施例2：

请参阅图6，为二级分压串联电路示意图，应用于100-1000VDC时，则优势明显突出；说明如下，在最低输入电压为100VDC时，充电电流设为：50uA，则充电阻阻值是：R1＝R2＝R3＝100VDC/50uA＝2MΩ，同上分析一样，则输入电压时，充电电流仅为：I＝Vinmax/(R1+R2+R3)＝1000VDC/6MΩ＝166mA，电流变化仅为1:3。功率损耗是：P＝I*Vinmax＝166mW。图6中的MOS管Q1、MOS管Q3的电压应为：V_Q1＝V_Q3＝1/3Vinmax＝330VDC。

图1-图4，则充电流是在50-500uA，电流变化非常大，近1:10，功率损耗为P＝I*Vinmax＝500mW。

图2中的MOS管Q2中的电压应为V_Q2＝Vinmax＝1000VDC，图3中的Q11，Q12为V_Q11＝V_Q12＝1/2Vinmax＝500VDC。

实施例3：

请参阅图7，为三级分压串联电路示意图，应用于100-2000VDC时，则优势更加突出；说明如下，在最低输入电压为100VDC时，充电电流设为：50uA，则充电阻阻值是：R1＝R2＝R3＝R41＝100VDC/50uA＝2MΩ，同上述分析一样，则输入电压时，充电电流仅为：I＝Vinmax/(R1+R2+R3+R41)＝1000VDC/8MΩ＝125uA，电流变化仅为1:2.5。功率损耗是：P＝I*Vinmax＝250mW。图7中的Q1、Q3、Q5的电压应为：V_Q1＝V_Q3＝V_Q5＝1/4Vinmax＝500VDC。

图1-图4，则充电流是在50-1000uA，电流变化非常大，近1:20，功率损耗为P＝I*Vinmax＝2000mW。

图2中的MOS管Q2中的电压为V_Q2＝Vinmax＝2000VDC，图3、图4中的MOS管Q11，MOS管Q12，Qa，Qb为V_Q11＝V_Q12＝1/2Vinmax＝1000VDC。

上述第4，5点中，现有技术方案中，

①芯片充电流变化大，随输入电压的变化而化，所以在高电压时，充电电流已超过芯片的要求，所以在电源发生故障时，芯片极易进入锁死状态，电源需要断电才能重启。

②由于在高压时，充电电流大，所以损耗也非常大，达不到节能要求。

③图3，图4中的MOS管Q11，MOS管Q12，MOS管Qa，MOS管Qb的电压也非常大，这种高压器件也不易找到，使用成本也非常高。

④在电源发生故障时，且故障没有排除的情况下，图2中的MOS管Q2、图3、图4中MOS管Q11，MOS管Q12，MOS管Qa，MOS管Qb始终工作在不停地开通和载止状态，极易损坏开关管。

请参阅图8，用来说明，电源在发生故障时，PWM芯片能够进入重启过程的条件：

①图中V1是重启点，V2是正常工作点，V3是开始工作点；

②具体过程如下：t0-t1时间段，输入电压Vin通过电阻给VCC充电，t1时充电电流达到V3时，PWM芯片开始工作；

③t1时，为PWM芯片开始工作状态，这时PWM要消耗VCC上的能量，所以VCC从V3点开始下降，t2时下降到V2点，V2点是PWM工作后驱动开关电源工作，工作后开关电源的辅助绕组向VCC供电，使电压维持在V2的水平上；

④t2-t3时，为开关电源正常工作状态，VCC的电压维持在V2水平上；

⑤t3时，为开关电源出现故障状态，此时PWM芯片进入保护状态，开关电源停此工作，辅助绕组不能向VCC供电，VCC电压从V2开始下降；

⑥t4时，VCC电压下降到V1点，PWM芯片开始重启动充电；

⑦t5时，VCC充到V3点，PWM芯片工作，由于开关电源故障未消除，开关电源未能正常工作，开关电源的辅助绕组不能向VCC供电，PWM从VCC上消耗的能量使VCC的电压下降到V1点；

⑧t3-t7时间段，为PWM不断重启的过程；直到t8时，开关电源故障消矢，电源正常工作；如果t3-t7期间，由于充电电流过大，使得VCC维持在V1以上，VCC不能下降到V1点，则PWM芯片则远远处于保护状态；开关电源必须要断开输入电压后才能重新启动。

综上所述：本发明的超宽电压辅助电源PWM芯片的启动电路，不管输入电压怎样的变化，对IC对充电电流是稳定的，相对变化量要小；输入可以宽至20倍以上；在同一输入电压的情况下，Q1，Q2只有一种工作状态，要么开通，要么关断，所以工作可靠；本发明中的MOS管Q1，MOS管Q2的电压相比图3、图4中MOS管Q11，MOS管Q12的电压，应为其电压的一半；在高电压输入的情况下，启动电路的损耗是非常小，是图3、图4中1/8以上；在电源发生故障时，芯片能够重新启动，不会进入锁死状态，在故障排除后，可以重新启动，不需要断电重启，特别是在超高压电压下工作，电路损耗和常规电路相比要小得多。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，根据本发明的技术方案及其发明构思加以等同替换或改变，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (2)

1.一种超宽电压辅助电源PWM芯片的启动电路，其特征在于，包括电压切换开关电路(1)、电压检测电路(2)和充电电路(3)；电压切换开关电路(1)由MOS管Q1、电阻R4和电阻R5组成；电压检测电路(2)由MOS管Q2、电阻R7和电阻R8组成；充电电路(3)由电阻R1和电阻R2组成；MOS管Q1的漏极连接于电阻R1和电阻R2的一端，电阻R1的另一端接到电压输入接口+Vin端，电阻R2的另一端连接于MOS管Q1的源极以及MOS管Q2的源极，MOS管Q1的栅极与MOS管Q2的漏极相连；MOS管Q1的栅极与MOS管Q2的漏极的连接线上还连接电阻R4接到电压输入接口+Vin端，以及连接电阻R5分别接到MOS管Q1和MOS管Q2的源极；电阻R2的另一端还连接于电容C1的正极和二极管D1的阴极，电容C1的负极串联电阻R8接到MOS管Q2的栅极并接地；二极管D1的阳极与辅助绕组N1相连后接地；MOS管Q2的栅极还串联电阻R7接到电压输入接口+Vin端；

电压输入接口+Vin端输入的宽电压为直流200V-600V；

宽电压分为最低输入电压Vinmin＝200V，正常工作电压Vinnor＝400V，最高输入电压Vinmax＝600V；

其中Vinmax＝3Vinmin，Vinnor＝(Vinmin+Vinmax)/2＝2Vinmin＝2/3Vinmax；

当输入电压在Vinmin和Vinnor时，电阻R7和电阻R8分压后的电压值小于MOS管Q2的开通电压，MOS管Q2处于关断状态；

电阻R4和电阻R5分压后的电压值大于MOS管Q1的开通电压，MOS管Q1导通，充电电阻R2短路，此时对PWM芯片VCC充电路径是电压输入Vin→电阻R1→电容C1，充电电流分为以下几种情况：

当输入电压等于Vinmin时，充电电流为最小:Imin＝Vinmin/R1＝Vinmax/2R1；

当输入电压等于Vinnor时，充电电流为最大:Imax＝Vinnor/R1＝400VDC/4MΩ＝100uA；

充电电流的最大值与最小值比为：Imax:Imin＝1:2；充电电路产生的最大损耗是：P1＝Imax*Vinnor＝100uA*400VDC＝40mW；MOS管Q1的电压为0V。

2.如权利要求1所述的一种超宽电压辅助电源PWM芯片的启动电路，其特征在于，

当输入电压在Vinnor和Vinmax时，电阻R7和电阻R8分压电阻分压后的电压值大于MOS管Q2的开通电压，MOS管Q2导通，MOS管Q1的栅极和源极短路，MOS管Q1处于关断，此时对PWM芯片VCC充电路径是电压输入Vin→电阻R1→电阻R2→电容C1；对PWM芯片VCC充电电流分为以下几种情况：

当输入电压等于Vinnor时，充电电流为最小:Imin＝Vinnor/(R1+R2)＝400VDC/8MΩ＝50uA；

当输入电压等于Vinmax时，充电电流为最大:Imax＝Vinmax/(R1+R2)＝600VDC/8MΩ＝75uA；

充电电流的最大值与最小值比为：Imax:Imin＝1：1.25；充电电路产生的最大损耗是：P1＝Imax*Vinmax＝75uA*600VDC＝45mW；Q1的电压为：V_Q1＝Vinmax*R2/(R1+R2)＝1/2Vinmax＝300VDC。

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