JP6774359B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、例えば、ＲＣＣ（Ringing Choke Converter）方式と呼ばれる自励式フライバック・コンバータ等のスイッチング電源装置に関するものである。

従来、例えば、ＲＣＣ方式のスイッチング電源装置は、特許文献１〜３等に記載されている。

図８は、従来のＲＣＣ方式のスイッチング電源装置を示す概略の回路図である。
このスイッチング電源装置は、起動抵抗を使用した装置であり、直流の入力電圧Ｖｉｎが供給される正極側入力端子１ａ及び負極側入力端子１ｂと、直流の出力電圧Ｖｏｕｔを出力する正極側出力端子２ａ及び負極側出力端子２ｂと、を有している。入力端子１ａ，１ｂと出力端子２ａ，２ｂとの間には、入力側と出力側とを絶縁するトランス（変圧器）３が設けられている。トランス３は、１次側の主巻線３ａ、１次側の補助巻線である制御巻線３ｂ、及び２次巻線３ｃを有し、その主巻線３ａ及び制御巻線３ｂと２次巻線３ｃとが、逆極性に配置されている。

主巻線３ａの巻き終わり側は、入力端子１ａに接続されている。主巻線３ａの巻き始め側は、スイッチング素子（例えば、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ）４を介して、入力端子１ｂに接続されている。ＭＯＳＦＥＴ４のゲート及びソースには、制御回路５を介して制御巻線３ｂが接続されている。制御回路５は、制御巻線３ｂに発生した電圧に基づいて、ＭＯＳＦＥＴ４の発振を制御する回路であり、ツェナーダイオード５ａ、分圧抵抗５ｂ、バイアス抵抗５ｃ、及び直流遮断用コンデンサ５ｄにより構成されている。分圧抵抗５ｂと入力端子１ａとの間には、起動抵抗６が接続されている。２次巻線３ｃには、整流用ダイオード７及び平滑用コンデンサ８を介して、出力端子２ａ，２ｂが接続されている。出力端子２ａ，２ｂ間には、負荷９が接続される。

このようなＲＣＣ方式のスイッチング電源装置では、直流の入力電圧Ｖｉｎが入力端子１ａ，１ｂに供給されると、起動抵抗６及び分圧抵抗５ｂに起動電流が流れ、ツェナーダイオード５ａにより、ＭＯＳＦＥＴ４のゲートに一定電圧が印加される。すると、ＭＯＳＦＥＴ４がオンし、入力端子１ａ、主巻線３ａ、ＭＯＳＦＥＴ４のドレイン・ソース、及び、入力端子１ｂの経路で、入力電流が流れ、トランス３にエネルギーが蓄えられる。２次巻線３ｃに誘起される電圧は、ダイオード７に阻止されるため、出力端子２ａ，２ｂから出力電圧Ｖｏｕｔが出力されない。

制御巻線３ｂに誘起される電圧により、コンデンサ５ｄ及びバイアス抵抗５ｃを介して、ＭＯＳＦＥＴ４のゲート電圧が低レベル（以下「Ｌレベル」という。）になり、そのＭＯＳＦＥＴ４がオフする。ＭＯＳＦＥＴ４がオフすると、トランス３の２次巻線３ｃに逆起電力が発生し、これがダイオード７及びコンデンサ８で整流及び平滑され、出力端子２ａ，２ｂから直流の出力電圧Ｖｏｕｔが出力される。このような制御巻線３ｂに発生する電圧により、制御回路５を介してＭＯＳＦＥＴ４がオン／オフし、発振が継続する。

特許文献１〜３のスイッチング電源装置では、図示しないが、出力電圧Ｖｏｕｔが安定した後に、切り離し回路により、起動抵抗６を制御回路５から切り離すようにしている。

特開２００１−２７５３４７号公報 特開２００３−１１１３９７号公報 特開２０１４−１３８５０２号公報

図８のＲＣＣ方式のスイッチング電源装置では、起動抵抗６により、制御回路５に起動電流を与えて動作させている。低電圧から高電圧に亘る広範囲の入力電圧Ｖｉｎを許容するＲＣＣ方式のスイッチング電源装置において、起動抵抗６を用いて起動するように設計すると、次のような不都合が生じる。

例えば、低電圧で起動可能な電流値を確保する抵抗を起動抵抗６として接続した場合、入力電圧Ｖｉｎの変化によって高電圧入力になった時に、起動抵抗６の損失が増大し、回路損失の増大や高電圧入力時の消費電力を考えると、起動抵抗６そのものの体積や消費電力が増えてしまうという課題がある。

本発明のスイッチング電源装置は、直流の入力電圧及び入力電流が供給される１次側の主巻線、１次側の制御巻線、及び交流電圧を出力する２次巻線を有するトランスと、前記主巻線に接続され、前記主巻線への前記入力電流の供給及び遮断を制御するスイッチング素子と、前記入力電圧に基づき、前記スイッチング素子の発振を開始するための一定電流を供給する定電流回路と、前記一定電流と前記制御巻線に発生した電圧とに基づいて生成された駆動電圧により駆動されて、前記スイッチング素子の発振を制御する制御回路と、前記スイッチング素子の発振開始時に、前記定電流回路を前記制御回路に接続し、前記スイッチング素子の発振開始後に、前記制御巻線に発生する電圧に基づいて前記定電流回路を前記制御回路から切り離す切り離し回路と、前記２次巻線に発生した電圧を整流平滑して直流の出力電圧を生成する整流平滑回路と、を備えることを特徴とする。

例えば、前記スイッチング電源装置は、更に、前記出力電圧の生成を検出してこの検出結果を出力する出力電圧検出回路と、前記検出結果に基づいて前記スイッチング素子を制御し、前記出力電圧を一定にする出力定電圧制御手段と、を備えている。

又、前記スイッチング電源装置は、更に、定電圧回路を備えている。ここで、定電圧回路は、前記切り離し回路を通して前記定電流回路から供給される前記一定電流に基づいて前記制御回路を駆動するための一定の前記駆動電圧を生成すると共に、前記制御巻線に発生した電圧に基づいて前記一定の駆動電圧を生成する回路である。

本発明のスイッチング電源装置によれば、次の（１）、（２）のような効果がある。

（１） 起動後に、切り離し回路により、定電流回路を切り離してその定電流回路の動作を停止し、制御巻線からの電圧供給によってスイッチング素子をオン／オフ動作させるため、起動後の定電流回路の消費電力を低減できる。従来のスイッチング電源装置では、出力電圧が安定した後に切り離し回路を動作させているが、切り離し回路と出力電圧の安定に関係性は無い。これに対して、本発明のスイッチング電源装置では、起動直後に定電流回路の切り離しを行うため、消費電力が少なくなる。仮に出力電圧が不安定で、制御巻線からの電圧供給がなくなった場合、再度、切り離し回路によって定電流回路が接続されるため、起動失敗になる恐れはない。

（２） 制御回路の駆動電圧は、例えば、ツェナーダイオード等の定電圧回路と制御巻線とにより設定できるため、入力電圧範囲が制御回路の最低入力電圧以上であれば、その入力電圧に左右されず動作させることができる。又、従来のような起動抵抗を用いた起動・電流制限回路ではなく、例えば、半導体素子を用いた定電流回路とすることにより、入力電圧の変化にかかわらず、電流値が一定になるため、高電圧入力時の消費電力の削減が可能であり、更に、任意の電流を必要とする制御回路においても、その定数を変更することにより、対応することができる。

本発明の実施例１におけるスイッチング電源装置の回路図 本発明の実施例２におけるスイッチング電源装置の回路図 本発明の実施例３におけるスイッチング電源装置の回路図 本発明の実施例４におけるスイッチング電源装置の回路図 本発明の実施例５におけるスイッチング電源装置の回路図 本発明の実施例６におけるスイッチング電源装置の回路図 本発明の実施例７におけるスイッチング電源装置の回路図 従来のスイッチング電源装置の概略の回路図

本発明を実施するための形態は、以下の好ましい実施例の説明を添付図面と照らし合わせて読むと、明らかになるであろう。但し、図面はもっぱら解説のためのものであって、本発明の範囲を限定するものではない。

（実施例１の構成）
図１は、本発明の実施例１におけるスイッチング電源装置を示す回路図である。

このスイッチング電源装置は、従来のような起動抵抗を使用しないＲＣＣ方式のスイッチング電源装置であり、直流の入力電圧Ｖｉｎが供給される正極側入力端子１１ａ及び負極側入力端子１１ｂと、直流の出力電圧Ｖｏｕｔを出力する正極側出力端子１２ａ及び負極側出力端子１２ｂを有している。入力端子１１ａ，１１ｂと出力端子１２ａ，１２ｂとの間には、入力側と出力側とを絶縁するトランス１３が設けられている。トランス１３は、１次側の主巻線１３ａ、１次側の補助巻線である制御巻線１３ｂ、及び２次巻線１３ｃを有し、その主巻線１３ａ及び制御巻線１３ｂと２次巻線１３ｃとが、逆極性に配置されている。主巻線１３ａの巻き終わり側は、入力端子１１ａに接続されている。主巻線１３ａの巻き始め側は、スイッチング素子（例えば、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ）１４のドレイン・ソースを介して、入力端子１１ｂに接続されている。

正極側入力端子１１ａと負極性入力端子１１ｂとの間には、定電流回路１５及び切り離し回路１６が接続されている。切り離し回路１６内の接続点Ｎには、ダイオード１７のアノード・カソードを介して、制御回路２１が接続されている。制御回路２１は、ＭＯＳＦＥＴ１４のゲート及びソースと制御巻線１３ｂとの間に接続されている。定電流回路１５は、入力電圧Ｖｉｎに基づき、ＭＯＳＦＥＴ１４の発振を開始するための一定電流Ｉを供給する回路である。制御回路２１は、一定電流Ｉと制御巻線１３ｂに発生した電圧とに基づいて生成された駆動電圧により駆動されて、ＭＯＳＦＥＴ１４の発振を制御する回路である。更に、切り離し回路１６は、ＭＯＳＦＥＴ１４の発振開始時に、定電流回路１５を制御回路２１に接続し、ＭＯＳＦＥＴ１４の発振開始後に、制御巻線１３ｂに発生する電圧に基づいて定電流回路１５を制御回路２１から切り離す回路である。

ここで、定電流回路１５は、入力端子１１ａに供給される入力電圧Ｖｉｎに基づいて一定電流Ｉを生成し、この一定電流Ｉを、切り離し回路１６を介して制御回路２１へ供給する回路であり、２つの抵抗１５ａ，１５ｄと、一定電流Ｉを流すトランジスタ（例えば、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ）１５ｂと、トランジスタ（例えば、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ）１５ｃと、により構成されている。トランジスタ１５ｃは、一定電流Ｉを流すＭＯＳＦＥＴ１５ｂに対して電流制御量をフィードバックする機能を有している。抵抗１５ａの一端は、入力端子１１ａに接続され、その抵抗１５ａの他端が、ＭＯＳＦＥＴ１５ｂのゲート及びトランジスタ１５ｃのコレクタに接続されている。ＭＯＳＦＥＴ１５ｂは、ドレインが入力端子１１ａに接続され、ソースが、トランジスタ１５ｃのベース及び抵抗１５ｄの一端に接続されている。トランジスタ１５ｃのエミッタは、抵抗１５ｄの他端に接続されている。

切り離し回路１６は、２つの抵抗１６ａ，１６ｆ、２つのトランジスタ（例えば、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ）１６ｂ，１６ｄ、ツェナーダイオード１６ｃ、及びコンデンサ１６ｅにより構成されている。抵抗１６ａは、一端が入力端子１１ａに接続され、他端が、ＭＯＳＦＥＴ１６ｂのゲート、ツェナーダイオード１６ｃのカソード、及びＭＯＳＦＥＴ１６のドレインに接続されている。ＭＯＳＦＥＴ１６ｂは、ドレインが定電流回路１５内の抵抗１５ｄの他端及びトランジスタ１５ｃのエミッタに接続され、ソースが接続点Ｎを介してツェナーダイオード１６ｃのアノードに接続されている。ＭＯＳＦＥＴ１６ｄのゲートとソースとの間には、コンデンサ１６ｅと抵抗１６ｆが並列に接続されている。

ＭＯＳＦＥＴ１６ｄのゲートには、ダイオ−ド１８のカソード・アノードを介して、制御巻線１３ｂの巻き終わり側が接続されている。更に、制御巻線１３ｂの巻き終わり側には、制御回路２１が接続されると共に、ダイオード１９のアノード・カソード及び分圧抵抗２０を介して、その制御回路２１が接続されている。

制御回路２１は、定電圧回路（例えば、ツェナーダイオード）２１ａ、分圧抵抗２１ｂ、バイアス抵抗２１ｃ、及び直流遮断用コンデンサ２１ｄにより構成されている。バイアス抵抗２１ｃ及びコンデンサ２１ｄは、ＭＯＳＦＥＴ１４のゲートと制御巻線１３ｂの巻き終わり側との間に、直列に接続されている。ＭＯＳＦＥＴ１４のゲートとソースとの間には、ツェナーダイオード２１ａのカソード・アノードが接続され、更に、そのツェナーダイオード２１ａのカソード・アノードに、分圧抵抗２１ｂが並列に接続されている。

２次巻線１３ｃの巻き始め側と巻き終わり側との間には、整流平滑回路（例えば、整流用ダイオード２２のアノード・カソード及び平滑用コンデンサ２３）が接続されている。コンデンサ２３の両電極には、出力端子１２ａ，１２ｂが接続されている。出力端子１２ａ，１２ｂ間には、負荷２４が接続される。

（実施例１の動作）
直流の入力電圧Ｖｉｎが入力端子１１ａ，１１ｂに供給されると、切り離し回路１６内において、抵抗１６ａを介してＭＯＳＦＥＴ１６ｂのゲートが高レベル（以下「Ｈレベル」という。）になり、そのＭＯＳＦＥＴ１６ｂがオンする。ＭＯＳＦＥＴ１６ｂがオンすると、定電流回路１５内において、抵抗１５ａを介して、ＭＯＳＦＥＴ１５ｂのゲートがＨレベルとなって電流Ｉが流れる。電流Ｉが抵抗１５ｄに流れることにより、この抵抗１５ｄの電位差でトランジスタ１５ｃのベース電流が流れ、ＭＯＳＦＥＴ１５ｂのゲート電圧が電流Ｉに応じて制御される。これにより、抵抗１５ｄ、切り離し回路１６内のＭＯＳＦＥＴ１６ｂ、接続点Ｎ、ダイオード１７、制御回路２１内のツェナーダイオード２１ａ、及び入力端子１１ｂの経路で、一定電流Ｉが流れる。一定電流Ｉの値は、トランジスタ１５ｃのベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅと抵抗１５ｄの値Ｒで決まる（Ｉ＝Ｖｂｅ／Ｒ）。

制御回路２１内のツェナーダイオード２１ａに一定電流Ｉが流れると、そのツェナーダイオード２１ａのカソード及びＭＯＳＦＥＴ１４のゲートに一定の駆動電圧が発生し、そのＭＯＳＦＥＴ１４がオンする。ＭＯＳＦＥＴ１４がオンすると、入力端子１１ａ、主巻線１３ａ、ＭＯＳＦＥＴ１４のドレイン・ソース、及び入力端子１１ｂの経路で、入力電流が流れ、トランス１３にエネルギーが蓄えられる。２次巻線１３ｃに誘起される電圧は、ダイオード２２に阻止されるため、出力端子１２ａ，１２ｂから出力電圧Ｖｏｕｔが出力されない。

その後、制御巻線１３ｂに誘起される電圧により、コンデンサ２１ｄ及びバイアス抵抗２１ｃを介して、ＭＯＳＦＥＴ１４のゲート電圧がＬレベルになり、そのＭＯＳＦＥＴ１４がオフする。ＭＯＳＦＥＴ１４がオフすると、トランス１３の２次巻線１３ｃに逆起電力が発生し、これがダイオード２２及びコンデンサ２３で整流及び平滑され、出力端子１２ａ，１２ｂから直流の出力電圧Ｖｏｕｔが出力される。このような制御巻線１３ｂに発生する電圧により、制御回路２１を介してＭＯＳＦＥＴ１４がオン／オフし、発振が開始されてスイッチング電源装置が起動する。

スイッチング電源装置が起動すると、制御巻線１３ｂに発生する電圧により、ダイオード１８を介して、切り離し回路１６内のＭＯＳＦＥＴ１６ｄがオンする。ＭＯＳＦＥＴ１６ｄがオンすると、このＭＯＳＦＥＴ１６ｄのドレイン側のＭＯＳＦＥＴ１６ｂのゲート電圧がＬレベルになり、このＭＯＳＦＥＴ１６ｂがオフする。これにより、定電流回路１５が制御回路２１から切り離されて動作を停止する。

本実施例１では、スイッチング電源装置の起動直後に定電流回路１５の切り離しを行うが、もし、出力電圧Ｖｏｕｔが不安定で、制御巻線１３ｂからの電圧供給がなくなった場合、ダイオード１８を介して、切り離し回路１６内のＭＯＳＦＥＴ１６ｄがオフする。ＭＯＳＦＥＴ１６ｄがオフすると、このＭＯＳＦＥＴ１６ｄのドレイン側の電圧（即ち、ＭＯＳＦＥＴ１６ｂのゲート電圧）がＨレベルになってＭＯＳＦＥＴ１６ｂがオンし、再度、定電流回路１５が制御回路２１に接続され、起動が再開される。

（実施例１の効果）
本実施例１のスイッチング電源装置によれば、次の（ａ）、（ｂ）のような効果がある。

（ａ） 起動後に、切り離し回路１６により、定電流回路１５を切り離してその定電流回路１５の動作を停止し、制御巻線１３ｂからの電圧供給によってＭＯＳＦＥＴ１４をオン／オフ動作させるため、起動後の定電流回路１５の消費電力を低減できる。特に、本実施例１では、起動直後に定電流回路１５の切り離しを行うため、消費電力が少なくなる。仮に出力電圧Ｖｏｕｔが不安定で、制御巻線１３ｂからの電圧供給がなくなった場合、再度、切り離し回路１６によって定電流回路１５が接続されるため、起動失敗になる恐れはない。

（ｂ） 制御回路２１の駆動電圧は、ツェナーダイオード２１ａと制御巻線１３ｂとにより設定できるため、入力電圧範囲が制御回路２１の最低入力電圧以上であれば、その入力電圧に左右されず動作させることができる。又、半導体素子を用いて定電流回路１５が構成されているので、入力電圧Ｖｉｎの変化にかかわらず、電流値が一定になるため、高電圧入力時の消費電力の削減が可能であり、更に、任意の電流を必要とする制御回路２１においても、その定数を変更することにより、対応することができる。

（実施例２の構成）
図２は、本発明の実施例２におけるＲＣＣ方式のスイッチング電源装置を示す回路図であり、実施例１を示す図１中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。

本実施例２のスイッチング電源装置は、出力電圧フィードバック機能を有し、実施例１の定電流回路１５及び制御回路２１に代えて、これらとは構成の異なる定電流回路１５Ａ及び制御回路２１Ａが設けられ、更に、平滑用コンデンサ２３の出力側に、新たに出力電圧検出回路２５が追加されている。

本実施例２の定電流回路１５Ａは、トランジスタ（例えば、ＮチャンネルＪＦＥＴ）１５ｅ及び電流検出抵抗１５ｆにより構成されている。ＪＦＥＴ１５ｅは、ドレインが入力端子１１ａに接続され、ソースが電流検出抵抗１５ｆの一端に接続され、ゲートが電流検出抵抗１５ｆの他端に接続されている。電流検出抵抗１５ｆの他端は、切り離し回路１６内のＭＯＳＦＥＴ１６ｂのドレインに接続されている。この定電流回路１５Ａでは、電流検出抵抗１５ｆの電圧降下によってＪＦＥＴ１５ｅのゲート電圧が制御され、一定電流Ｉを流す構成になっている。

出力電圧検出回路２５は、直流の出力電圧Ｖｏｕｔの生成を検出してこの検出結果としての出力電圧検出結果Ｓ２５ｆを出力する回路であり、２つの分圧抵抗２５ａ，２５ｂ、２つの抵抗２５ｃ，２５ｇ、コンデンサ２５ｄ、ホトカプラを構成する発光ダイオード２５ｆ、及び設定電流を流すためのシャントレギュレータ半導体集積回路（以下「シャントレギュレータＩＣ」という。）２５ｈにより構成されている。

２つの分圧抵抗２５ａ，２５ｂは、正極側出力端子１２ａ及び負極側出力端子１２ｂ間に直列に接続されている。２つの分圧抵抗２５ａ，２５ｂの接続点Ｎ１には、抵抗２５ｃ、コンデンサ２５ｄ、及び接続点Ｎ２が直列に接続されている。抵抗２５ｃ及びコンデンサ２５ｄの直列回路には、抵抗２５ｅが並列に接続されている。出力端子１２ａと接続点Ｎ２との間には、設定電流が流れることにより発光してこの発光信号からなる出力電圧検出結果Ｓ２５ｆを出力する発光ダイオード２５ｆと、抵抗２５ｇと、が直列に接続されている。更に、接続点Ｎ２と出力端子１２ｂとの間には、シャントレギュレータＩＣ２５ｈが接続されている。シャントレギュレータＩＣ２５ｈの制御端子は、接続点Ｎ１に接続されている。

制御回路２１Ａは、実施例１の制御回路２１に対して、新たに、出力定電圧制御手段としての出力定電圧制御回路２６が付加されている。出力定電圧制御回路２６は、分圧抵抗２１ｂと制御巻線１３ｂとの間に設けられ、出力電圧検出回路２５から出力される出力電圧検出結果Ｓ２５ｆに基づいてＭＯＳＦＥＴ１４を制御し、出力電圧Ｖｏｕｔを一定にする回路である。この出力定電圧制御回路２６は、ダイオード２６ａ、２つの抵抗２６ｂ，２６ｅ、ホトカプラを構成するホトトランジスタ（例えば、ＮＰＮ型ホトトランジスタ）２６ｃ、及びトランジスタ（例えば、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ）２６ｄにより構成されている。

ダイオード２６ａ、抵抗２６ｂ、及び、出力電圧検出結果Ｓ２５ｆの受光によりオンするホトトランジスタ２６ｃは、制御巻線１３ｂの巻き終わり側に直列に接続されている。ホトトランジスタ２６ｃの出力側（エミッタ側）には、トランジスタ２６ｄのベースが接続されている。トランジスタ２６ｄのコレクタは、ＭＯＳＦＥＴ１４のゲート側に接続され、このトランジスタ２６ｄのエミッタが、抵抗２６ｅを介して入力端子１１ｂに接続されている。
その他の構成は、実施例１と同様である。

（実施例２の動作）
直流の入力電圧Ｖｉｎが入力端子１１ａ，１１ｂに供給されると、実施例１と同様に、切り離し回路１６内のＭＯＳＦＥＴ１６ｂがオンする。ＭＯＳＦＥＴ１６ｂがオンすると、定電流回路１５Ａ内において、電流検出抵抗１５ｆによってＪＦＥＴ１５ｅのゲート電圧がＨレベルになり、そのＪＦＥＴ１５ｅがオンする。ＪＦＥＴ１５ｅがオンすると、実施例１と同様に、切り離し回路１６内のＭＯＳＦＥＴ１６ｂ、接続点Ｎ、ダイオード１７、制御回路２１Ａ内のツェナーダイオード２１ａ、及び入力端子１１ｂの経路で、一定電流Ｉが流れる。

制御回路２１Ａ内のツェナーダイオード２１ａに一定電流Ｉが流れると、そのツェナーダイオード２１ａのカソード及びＭＯＳＦＥＴ１４のゲートに一定の駆動電圧が発生し、そのＭＯＳＦＥＴ１４がオンする。ＭＯＳＦＥＴ１４がオンすると、実施例１と同様に、入力端子１１ａ、主巻線１３ａ、ＭＯＳＦＥＴ１４のドレイン・ソース、及び入力端子１１ｂの経路で、入力電流が流れ、トランス１３にエネルギーが蓄えられる。２次巻線１３ｃに誘起される電圧は、ダイオード２２に阻止されるため、出力端子１２ａ，１２ｂから出力電圧Ｖｏｕｔが出力されない。

その後、実施例１と同様に、制御巻線１３ｂに誘起される電圧により、コンデンサ２１ｄ及びバイアス抵抗２１ｃを介して、ＭＯＳＦＥＴ１４のゲート電圧がＬレベルになり、そのＭＯＳＦＥＴ１４がオフする。ＭＯＳＦＥＴ１４がオフすると、トランス１３の２次巻線１３ｃに逆起電力が発生し、これがダイオード２２及びコンデンサ２３で整流及び平滑され、出力端子１２ａ，１２ｂから直流の出力電圧Ｖｏｕｔが出力される。このような制御巻線１３ｂに発生する電圧により、制御回路２１Ａを介してＭＯＳＦＥＴ１４がオン／オフし、発振が開始されてスイッチング電源装置が起動する。

スイッチング電源装置が起動すると、実施例１と同様に、制御巻線１３ｂに発生する電圧により、ダイオード１８を介して、切り離し回路１６内のＭＯＳＦＥＴ１６ｄがオンし、ＭＯＳＦＥＴ１６ｂがオフする。これにより、定電流回路１５Ａが制御回路２１Ａから切り離されて動作を停止する。

特に、本実施例２では、出力電圧検出回路２５及び出力定電圧制御回路２６が追加されている。そのため、スイッチング電源装置が起動し、出力端子１２ａ，１２ｂから出力電圧Ｖｏｕｔが出力されると、出力電圧検出回路２５内のシャントレギュレータＩＣ２５ｈがオンする。シャントレギュレータＩＣ２５ｈがオンすると、発光ダイオード２５ｆに設定電流が流れ、この発光ダイオード２５ｆが発光して出力電圧検出結果Ｓ２５ｆが出力される。出力された出力電圧検出結果Ｓ２５ｆにより、出力定電圧制御回路２６内のホトトランジスタ２６ｃがオンする。

ホトトランジスタ２６ｃがオンすると、ダイオード２６ａ、抵抗２６ｂ、及びホトトランジスタ２６ｃの経路で、トランジスタ２６ｄのベースに電流が流れ、そのトランジスタ２６ｄがオンする。トランジスタ２６ｄがオンすると、ＭＯＳＦＥＴ１４のゲート電圧が低下してこのＭＯＳＦＥＴ１４がオフする。これにより、出力電圧ＶｏｕｔによってＭＯＳＦＥＴ１４が制御され、出力電圧Ｖｏｕｔが定電圧となる。

実施例１と同様に、もし、出力電圧Ｖｏｕｔが不安定で、制御巻線１３ｂからの電圧供給がなくなった場合、ダイオード１８を介して、切り離し回路１６内のＭＯＳＦＥＴ１６ｄがオフする。これにより、ＭＯＳＦＥＴ１６ｂがオンし、再度、定電流回路１５Ａが制御回路２１Ａに接続され、起動が再開される。

（実施例２の効果）
本実施例２のスイッチング電源装置によれば、実施例１と同様に、起動抵抗を使用せずに定電流回路１５Ａにより起動し、起動後は、自らの発振動作で生成された制御巻線１３ｂの電圧によって制御回路２１Ａを動作させ、同時に、切り離し回路１６によって定電流回路１５Ａを切り離し、その定電流回路１５Ａの動作を停止している。そのため、実施例１と同様に、広範囲の入力電圧を許容しつつ、高電圧入力時の定電流回路１５Ａの消費電力を削減することができる等の効果がある。

更に、本実施例２では、定電流回路１５Ａの構成が、実施例１の定電流回路１５の構成に比べて簡素化されているので、回路構成の簡素化によって低コスト化も可能になる。その上、本実施例２では、出力電圧検出回路２５及び出力定電圧制御回路２６が追加されているので、出力電圧Ｖｏｕｔが負荷２４にかかわらず定電圧化される。

（実施例３の構成）
図３は、本発明の実施例３におけるＲＣＣ方式のスイッチング電源装置を示す回路図であり、実施例２を示す図２中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。

本実施例３では、実施例２の定電流回路１５Ａに代えて、実施例１の定電流回路１５が設けられている。その他の構成は、実施例２と同様である。

（実施例３の動作・効果）
本実施例３のスイッチング電源装置によれば、実施例２と略同様の動作を行い、実施例２及び実施例１と同様の効果を奏することができる。

（実施例４の構成）
図４は、本発明の実施例４におけるＲＣＣ方式のスイッチング電源装置を示す回路図であり、実施例２を示す図２中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。

本実施例４のスイッチング電源装置では、実施例２の制御回路２１Ａに代えて、これとは構成の異なる制御回路２１Ｂが設けられている。本実施例４の制御回路２１Ｂは、ＩＣとしての制御ＩＣ３０を用いて構成されている。制御ＩＣ３０は、例えば、図２中の抵抗２１ｂ，２１ｃ，２６ｂ，２６ｅ、コンデンサ２１ｄ、ダイオード２６ａ及びトランジスタ２６ｄに相当する回路で構成されている。

制御ＩＣ３０は、電源端子＋Ｖ、入力端子ＩＮ、出力端子ＯＵＴ及び接地端子ＧＮＤを有し、その電源端子＋Ｖと入力端子ＩＮとの間に、ホトトランジスタ２６ｃが接続されている。電源端子＋Ｖは、抵抗２０及びダイオード１７間の接続点に接続され、接地端子ＧＮＤは、入力端子１１ｂに接続され、出力端子ＯＵＴは、ＭＯＳＦＥＴ１４のゲート側に接続されている。その他の構成は、実施例２と同様である。

（実施例４の動作）
本実施例４では、実施例２と同様に、スイッチング装置が起動し、出力端子１２ａ，１２ｂから出力電圧Ｖｏｕｔが出力されると、出力電圧検出回路２５内の発光ダイオード２５ｆが発光して出力電圧検出結果Ｓ２５ｆが出力される。出力された出力電圧検出結果Ｓ２５ｆにより、制御回路２１Ｂ内のホトトランジスタ２６ｃがオンし、実施例２と同様に、出力電圧Ｖｏｕｔに応じたホトトランジスタ２６ｃの動きで、制御ＩＣ３０がＭＯＳＦＥＴ１４を制御する。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔが定電圧化される。
その他の動作は、実施例２と同様である。

（実施例４の効果）
本実施例４のスイッチング電源装置によれば、実施例２と同様の効果がある。更に、制御回路２１Ｂが制御ＩＣ３０を用いて構成されているので、製造が簡単になって低コスト化が可能になる。

（実施例５の構成）
図５は、本発明の実施例５におけるＲＣＣ方式のスイッチング電源装置を示す回路図であり、実施例４を示す図４中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。

本実施例５のスイッチング電源装置では、実施例４の定電流回路１５Ａに代えて、これとは構成の異なる定電流回路１５Ｃが設けられている。本実施例５の定電流回路１５Ｃは、２つの抵抗１５ｇ，１５ｊ、ツェナーダイオード１５ｈ、及びトランジスタ（例えば、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ）１５ｉにより構成されている。

抵抗１５ｇ及びツェナーダイオード１５ｈのカソード・アノードは、入力端子１１ａと切り離し回路１６内のＭＯＳＦＥＴ１６ｂのドレインとの間に、直列に接続されている。トランジスタ１５ｉのコレクタ・エミッタ、及び抵抗１５ｊは、入力端子１１ａとＭＯＳＦＥＴ１６ｂのドレインとの間に、直列に接続されている。更に、トランジスタ１５ｉのベースは、抵抗１５ｇ及びツェナーダイオード１５ｈ間の接続点に接続されている。
その他の構成は、実施例４と同様である。

（実施例５の動作・効果）
本実施例５の定電流回路１５Ｃでは、抵抗１５ｇ及びツェナーダイオード１５ｈ間の接続点の電圧（即ち、トランジスタ１５ｉのベース電圧）が一定になるため、入力電圧Ｖｉｎや負荷２４の変動等に対して、そのトランジスタ１５ｉのコレクタ・エミッタ間を流れる一定電流Ｉが、安定化する。
その他の動作及び効果は、実施例４と同様である。

（実施例６の構成）
図６は、本発明の実施例６におけるＲＣＣ方式のスイッチング電源装置を示す回路図であり、実施例５を示す図５中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。

本実施例６のスイッチング電源装置では、実施例５の定電流回路１５Ｃに代えて、これとは構成の異なる定電流回路１５Ｄが設けられている。本実施例６の定電流回路１５Ｄは、実施例１の図１中の定電流回路１５と略同様の構成であり、その定電流回路１５中のＭＯＳＦＥＴ１５ｂに代えて、他のトランジスタ（例えば、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ）１５ｋが設けられている。
その他の構成は、実施例５と同様である。

（実施例６の動作・効果）
本実施例６の定電流回路１５Ｄは、実施例１の定電流回路１５と略同様の動作を行う。スイッチング電源装置の全体の動作及び効果は、実施例５及び実施例１と同様である。

（実施例７の構成）
図７は、本発明の実施例７におけるＲＣＣ方式のスイッチング電源装置を示す回路図であり、実施例６を示す図６中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。

本実施例７のスイッチング電源装置では、実施例６の定電流回路１５Ｄ及び切り離し回路１６に代えて、これらとは構成の異なる定電流回路１５及び切り離し回路１６Ｅが設けられている。本実施例７の定電流回路１５は、実施例１と同様の回路である。切り離し回路１６Ｅは、リレー１６ｇ及び平滑用コンデンサ１６ｈにより構成されている。

リレー１６ｇは、定電流回路１５を制御回路２１Ｂから切り離すための常閉接点１６ｇ１と、制御巻線１３ｂに発生する電圧により励磁されてその接点１６ｇ１をオフするコイル１６ｇ２と、により構成されている。コイル１６ｇ２には、平滑用コンデンサ１６ｈが並列に接続されている。制御巻線１３ｂの出力電流は交流であるため、ダイオード１８で整流を行う。平滑用コンデンサ１６ｈは、その整流された脈流を平滑化するためのものである。
その他の構成は、実施例６と同様である。

（実施例７の動作・効果）
本実施例７の切り離し回路１６Ｅでは、スイッチング電源装置が起動すると、制御巻線１３ｂに発生する電圧により、ダイオード１８を介して、切り離し回路１６Ｅ内のコイル１６ｇ２が励磁され、接点１６ｇ１がオフする。これにより、定電流回路１５が制御回路２１Ｂから切り離されて動作を停止する。その他のスイッチング電源装置の全体の動作は、実施例６及び実施例１と同様である。

本実施例７では、切り離し回路１６Ｅがリレー１６ｇで構成されているので、制御巻線１３ｂに発生する電流が大きい場合、定電流回路１５を制御回路２１Ｂから確実に切り離すことができる。その他の効果は、実施例６及び実施例１と同様である。

（変形例）
本発明は、上記実施例１〜７に限定されず、種々の利用形態や変形が可能である。この利用形態や変形例としては、例えば、次の（ｉ）、（ｉｉ）のようなものがある。

（ｉ） 定電流回路１５，１５Ａ，１５Ｃ，１５Ｄ、切り離し回路１６，１６Ｅ、制御回路２１，２１Ａ，２１Ｂ、整流平滑回路（２２，２３）、出力電圧検出回路２５、及び出力定電圧制御回路２６等は、図示以外の他の構成に変更しても良い。
（ｉｉ） ＭＯＳＦＥＴ１４は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）等の他のトランジスタに変更しても良い。

１３ トランス
１３ａ 主巻線
１３ｂ 制御巻線
１３ｃ ２次巻線
１４ ＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子）
１５，１５Ａ，１５Ｃ，１５Ｄ 定電流回路
１６，１６Ｅ， 切り離し回路
２１，２１Ａ，２１Ｂ， 制御回路
２１ａ ツェナーダイオード（定電圧回路）
２２ ダイオード
２３ コンデンサ
２５ 出力電圧検出回路
２６ 出力定電圧制御回路（出力定電圧制御手段）

Claims (6)

1. 直流の入力電圧及び入力電流が供給される１次側の主巻線、１次側の制御巻線、及び交流電圧を出力する２次巻線を有するトランスと、
   前記主巻線に接続され、前記主巻線への前記入力電流の供給及び遮断を制御するスイッチング素子と、
   前記入力電圧に基づき、前記スイッチング素子の発振を開始するための一定電流を供給する定電流回路と、
   前記一定電流と前記制御巻線に発生した電圧とに基づいて生成された駆動電圧により駆動されて、前記スイッチング素子の発振を制御する制御回路と、
   前記スイッチング素子の発振開始時に、前記定電流回路を前記制御回路に接続し、前記スイッチング素子の発振開始後に、前記制御巻線に発生する電圧に基づいて前記定電流回路を前記制御回路から切り離す切り離し回路と、
   前記２次巻線に発生した電圧を整流平滑して直流の出力電圧を生成する整流平滑回路と、
   を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 請求項１記載のスイッチング電源装置は、更に、
   前記出力電圧の生成を検出してこの検出結果を出力する出力電圧検出回路と、
   前記検出結果に基づいて前記スイッチング素子を制御し、前記出力電圧を一定にする出力定電圧制御手段と、
   を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
3. 前記出力電圧検出回路内に設けられ、前記検出結果を出力する発光ダイオードと、
   前記出力定電圧制御手段内に設けられ、前記検出結果を受光するホトトランジスタと、
   から構成されるホトカプラを有することを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源装置。
4. 請求項１〜３のいずれか１項記載のスイッチング電源装置は、更に、
   前記切り離し回路を通して前記定電流回路から供給される前記一定電流に基づいて前記制御回路を駆動するための一定の前記駆動電圧を生成すると共に、前記制御巻線に発生した電圧に基づいて前記一定の駆動電圧を生成する定電圧回路、
   を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
5. 前記定電圧回路は、
   ツェナーダイオードにより構成されていることを特徴とする請求項４記載のスイッチング電源装置。
6. 前記制御回路は、
   半導体集積回路を用いて構成されていることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。

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