JP2008193803A

JP2008193803A - スイッチング電源装置

Info

Publication number: JP2008193803A
Application number: JP2007025331A
Authority: JP
Inventors: Minoru Hayashizaki; 実林崎
Original assignee: Canon Inc
Current assignee: Canon Inc
Priority date: 2007-02-05
Filing date: 2007-02-05
Publication date: 2008-08-21

Abstract

【課題】電源としての動作の安定性を高めるとともに、スイッチング素子の利用効率のよいスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】トランス１０４の一次巻線に直列接続したスイッチング素子１０６をオン、オフして、前記トランスの二次巻線に発生する電圧をダイオード１０８で整流し出力するフライバック型のスイッチング電源装置であって、前記トランスに印加する電圧・時間積に対応する電圧を生成する電圧生成手段２３０と、前記電圧生成手段で生成した電圧に応じて、前記スイッチング素子のオン、オフを制御するスイッチング制御手段２５０と、を備えたスイッチング電源装置により前記課題を解決する。
【選択図】図１

Description

本発明は、フライバック型のスイッチング電源装置に関し、特にその動作の安定化に関するものである。

従来の自励式フライバック型の電源の基本回路図を図７に示す（特許文献１）。以下図７により動作を説明する。商用交流電源７００よりフィルタ回路７０１、整流回路７０２、平滑コンデンサ７０３により直流入力電圧が生成される。この直流入力電圧は、トランス７０４の一次巻線Ｎｐと、トランジスタ７０６のコレクタ・エミッタの直列回路に印加される。直流入力の正端子とトランジスタ７０６のベース端子間には起動抵抗７０５が接続されている。直流入力より起動抵抗７０５を通してトランジスタ７０６のベース電流が流れると、コレクタ電流が流れ、一次巻線Ｎｐに電流が流れる。この結果トランス７０４は励磁されて他方の補助巻線Ｎｂに電圧が誘起される。この結果、トランジスタ７０６のベース電流が増加し、さらにトランジスタ７０６のコレクタ電流が増加し、一次巻線の電流が増加するというように正帰還が行われる。この正帰還は、一次巻線Ｎｐとトランジスタ７０６のベース間に接続した、抵抗７０７およびコンデンサ７１７により制限されながらも、トランジスタ７０６のコレクタ電流がトランジスタ７０６のベース電流と直流増幅率の積に相当する値になるまで続く。コレクタ電流がこの値に到達するとトランジスタ７０６のベース電流不足のため、トランジスタ７０６のコレクタ電圧は飽和領域から不飽和領域へ移行する。この結果トランジスタ７０６のＶＣＥが上昇し、トランス７０４の一次巻線ＮＰに印加される電圧が下がる。このためトランス７０４の補助巻線Ｎｂの電圧も低下し、トランジスタ７０６のベース電流が低下する。ベース電流の低下に伴ってトランジスタ７０６のコレクタ電圧を押し上げるベース電流不足の状態がさらに進むこととなる。以上のような正帰還がかかることによりトランジスタ７０６は急激にＯＦＦとなる。

トランジスタ７０６がＯＦＦすると、トランス７０４の各巻線には逆起電力が発生し、二次側のＮｓ巻線から二次整流ダイオード７０８を通して負荷電流が流れ出す。この半波成分の電流はコンデンサ７０９により平滑されて直流出力となる。トランス７０４に蓄えられたエネルギーが０となると、出力電流も０となる。しかしながらトランスの残留エネルギーによるリンギングによってトランス７０４のベース巻線Ｎｂには電圧が発生するため、再度トランジスタ７０６が導通する。するとトランス７０４の一次巻線に電流が流れ、トランス７０４の補助巻線Ｎｂの電圧が上昇、トランジスタ７０６のベースに電流が流れる。以降は前述したような一連の動作を繰り返すことで、トランジスタ７０６のＯＮ，ＯＦＦのスイッチング動作を繰り返すことになる。

以上のような動作を繰り返すなかで、出力電圧が基準電圧まで上昇してくると、抵抗７１３、７１４の分圧電圧によりシャントレギュレータ７１１が動作し、抵抗７１２を介してフォトカプラ７１０に電流が流れる。これにより、フォトカプラ７１０のＬＥＤが点灯し、フォトカプラ７１０内のフォトトランジスタ７２０のインピーダンスが低下し、トランジスタ７１５がＯＮする。すると、トランジスタ７０６がＲＣＣ（ＲｉｎｇｉｎｇＣｈｏｋｅＣｏｎｖｅｒｔｅｒ）動作よりも短い時間でＯＦＦする。この帰還動作によって一定電圧を出力するよう制御される。
特開昭６３−３１６６６８号公報（第３図）

しかしながら、前述の従来のＲＣＣ方式では、スイッチング素子を駆動するベース電流の電源として、トランスの巻線出力そのものを利用している。このため、起動時およびターンオン時のゲート波形は矩形波状とはならず、速やかにターンオンするための充分な電圧が得られない期間がある。このためスイッチング素子の損失が大きくなり、スイッチング素子の温度が上昇するとともに電力変換効率が悪くなるという問題があった。また、急峻な負荷変動や入力電圧変動が印加された場合には、スイッチング素子をＯＦＦした状態を維持することが難しく、動作が不安定になり、間欠動作となることがあった。また、大電力出力に対応するにはトランスおよび半導体素子に流れる電流の波形率が悪いために、大電力出力には向かないという問題があり、現在までのところ、小出力、低コストの電源に利用されるに留まっている。

本発明は、このような状況のもとでなされたもので、電源としての動作の安定性を高めるとともに、スイッチング素子の利用効率のよいスイッチング電源装置を提供することを課題とするものである。

前記課題を解決するため、本発明では、スイッチング電源装置を次の（１）、（２）のとおりに構成する。

（１）トランスの一次巻線に直列接続したスイッチング素子をオン、オフして、前記トランスの二次巻線に発生する電圧をダイオードで整流し出力するフライバック型のスイッチング電源装置であって、前記トランスに印加する電圧・時間積に対応する電圧を生成する電圧生成手段と、前記電圧生成手段で生成した電圧に応じて、前記スイッチング素子のオン、オフを制御するスイッチング制御手段と、を備えたスイッチング電源装置。

（２）トランスの一次巻線に直列接続したスイッチング素子をオン、オフして、前記トランスの二次巻線に発生する電圧をダイオードで整流し出力するフライバック型のスイッチング電源装置であって、前記トランスに印加する電圧・時間積に対応する電圧を生成する電圧生成手段と、前記電圧生成手段で生成した電圧に応じて、前記スイッチング素子をオンするオン制御手段と、前記スイッチング素子の電流が所定値を超えたときに前記スイッチング素子をオフするオフ制御手段と、を備えたスイッチング電源装置。

本発明によれば、スイッチング電源装置のトランスの状態を監視することによって電源としての動作の安定性を高めるとともに、スイッチング素子やトランスの利用効率を高め、低コストで部品点数が少なく、小型の電源装置を提供することが可能となる。

以下本発明を実施するための最良の形態を、スイッチング電源装置の実施例により詳しく説明する。

図１は、実施例１である“スイッチング電源装置”の構成を示す回路図である。
図１において、１００は商用交流電源、１０１はフィルタ回路、１０２はダイオードブリッジ、１０３はコンデンサ、１０４はトランスである。また、１０５は起動抵抗、１０６はスイッチング素子、１０７は抵抗、１０８は整流ダイオード、１０９はコンデンサ、１１０はフォトカプラ、１１１はシャントレギュレータ、１１２、１１３、１１４は抵抗である。
２００はスイッチング制御部であり、２１０はスイッチング制御回路に電源を供給する電源部、２５０はスイッチング制御回路、２３０はトランスに印加される電圧と時間の積を監視する電圧・時間積監視部である。

商用交流電源１００よりフィルタ回路１０１を介してダイオードブリッジ１０２にＡＣ電源が印加されると、ダイオードブリッジ１０２により両波整流され、コンデンサ１０３により、ピーク充電が行われる。これによって、コンデンサ１０３の両端にＤＣ電圧を生成する。

起動抵抗１０５によりスイッチング制御部２００の電源部２１０に起動電流が供給されると、スイッチング素子１０６がＯＮし、トランス１０４の一次巻線Ｎｐに電流が流れ始める。この電流により、補助巻線Ｎｂにフォア−ド方向に電圧が発生し、電源部２１０が電力供給を受ける。一方で、トランス１０４の二次側の巻線Ｎｓは一次巻線Ｎｐ、補助巻線Ｎｂとは逆方向に巻かれているため、電圧は発生しても整流ダイオード１０８により電流は阻止され、トランス１０４にはエネルギーが蓄えられることになる。

スイッチング制御回路２５０がスイッチング素子１０６をＯＦＦすると、トランス１０４に蓄えられていたエネルギーにより一次巻線Ｎｐにはスイッチ素子１０６がＯＮしていたときと逆方向への電圧が発生する。同様の電圧は補助巻線Ｎｂ、二次巻線Ｎｓにも発生し、二次巻線Ｎｓ側に発生した電圧は整流ダイオード１０８の順方向に発生するため、整流ダイオード１０８からコンデンサ１０９へ充電が開始され、コンデンサ１０９の両端電圧が上昇する。スイッチング素子１０６のＯＮ，ＯＦＦを繰り返すことにより、コンデンサ１０９の電圧は上昇し、出力端電圧が所望の電圧以上となるとシャントレギュレータ１１１が動作し、抵抗１１２を介してフォトカプラ１１０に電流が流れる。これにより、フォトカプラ１１０のＬＥＤが点灯し、スイッチング制御回路２５０にフィードバックを行うことにより、出力電圧を一定値に制御される。

次にスイッチング制御部２００の内部について説明する。
図２−１にスイッチング制御部２００の電源部２１０の回路を示す。２０１はコンデンサ、２０２、２０３は抵抗、２０４はツェナダイオード、２０５はＰＮＰトランジスタ、２０６〜２０８は抵抗、２０９はＮＰＮトランジスタである。コンデンサ２０１側の端子がトランス１０４の補助巻線Ｎｂに接続されている。

電源をＯＮすると、起動抵抗１０５によりコンデンサ２０１への充電が開始されて、コンデンサ２０１の両端電圧が上昇する。抵抗２０２と２０３により分圧された電源電圧が、ツェナダイオード２０４とトランジスタ２０９のＶｂｅよりも高くなると、トランジスタ２０９がＯＮし、トランジスタ２０９のコレクタ電流によりトランジスタ２０５がＯＮする。起動抵抗１０５、もしくは補助巻線Ｎｂよりダイオード２１１を介してコンデンサ２０１に充電された電圧が、予め定められた値になったときにトランジスタ２０５がＯＮする。このように、補助電源である電源部２１０の電圧が低いときに不用意にスイッチング制御回路２５０を動作させないように構成している。一度トランジスタ２０５がＯＮすると、抵抗２０８により、抵抗２０３の電圧が上昇するため、トランジスタ２０９と２０５がＯＮする際のコンデンサ２０１の両端電圧と、ＯＦＦする際のコンデンサ２０１の両端電圧を変化させる。このようにしてトランジスタ２０５が頻繁にＯＮ、ＯＦＦするような誤動作を防ぐヒステリシスをもたせた回路としている。

補助巻線Ｎｂの電圧として図２−２（ａ）のような、３０ＶＰｋ、５０Ｈｚ正弦波が１波分入力したときに、電源部２１０の回路がどのような応答をするかを以下に説明する。
図２−２（ｂ）に、トランジスタ２０５のコレクタ端子にどのような電圧が出力されるかを示す。図２−２（ａ）の電圧入力が１８Ｖ以上となったときにトランジスタ２０５がＯＮし、トランジスタ２０５のコレクタ電圧に入力電圧と同じ電圧が出力されており、１５Ｖ以下となったときにＯＦＦしている。

図３に電圧・時間積監視部２３０の回路構成を示す。
２３１、２３８、２４０はダイオード、２３２、２３３、２３５、２３６は抵抗、２３４、２３７はトランジスタ、２３９はコンデンサである。ダイオード２３１のアノード側およびダイオード２４０のカソード側は、補助巻線Ｎｂの一方に接続されている。また、抵抗２４２、２４４、２３３、２３５、コンデンサ２３９の共通接続点側は、トランス１０４の補助巻線Ｎｂの他方に接続されている。

スイッチング素子１０６がＯＮになり、一次巻線Ｎｐに電源電圧が印加されると同時に、補助巻線Ｎｂにも電圧が発生し、ダイオード２３１が導通する。補助巻線Ｎｂの両端電圧に比例した電圧が抵抗２３２，２３３に印加され、この抵抗２３２に印加された電圧と同じ電圧が抵抗２３６に印加される。抵抗２３６の両端電圧、すなわち補助巻線Ｎｂの電圧に比例した定電流がトランジスタ２３７、ダイオード２３８を介してコンデンサ２３９に充電され、コンデンサ２３９の電圧が上昇する（ＯＮ時間生成回路）。スイッチング素子１０６がＯＦＦしたときには、補助巻線Ｎｂには逆方向の電圧（フライバック電圧）が発生するため、ダイオード２３１の導通は停止し、ダイオード２４０が導通する（ＯＦＦ時間生成部分）。
ＯＦＦ時間生成部分は前述したＯＮ時間生成回路と同じ構成とはなっておらず、フライバック電圧に比例した電流がトランジスタ２４３のベースに供給され、そのＨＦＥ（電流増幅率）倍の電流が抵抗２４４に流れる。すなわち、フライバック電圧に応じて抵抗２４４の両端電圧が変化することになる。

補助巻線Ｎｂの電圧から抵抗２４４の両端電圧とトランジスタ２４６のＶｂｅを引いた電圧が抵抗２４５に印加されることから、抵抗２４５には補助巻線電圧が高いときには低い電流が、補助巻線電圧が低いときには大きい電流が流れることになる。コンデンサ２３９からの放電電流は、抵抗２４５の抵抗値と抵抗２４５の両端電圧により定まる定電流源による放電となる。

以上述べたように、コンデンサ２３９への充電は、補助巻線Ｎｂの電圧に比例した電流で行われ、放電は、フライバック電圧に逆比例した電流で行われることとなる。

図４−１に、コンデンサ２３９の両端電圧を監視してスイッチング素子１０６を制御する、スイッチング制御回路２５０を示す。
図４−１において、左側の上下に示す端子は、電圧・時間積監視部２３０のコンデンサ２３９の両端に接続されている。右側の上下に示す端子は基準電圧源に接続されている。トランジスタ２５４、２５５、およびトランジスタ２５６、２５７により、夫々ダーリントントランジスタを入力にもつコンパレータ回路を形成している。トランジスタ２６４、２６５、およびトランジスタ２６６、２６７も同様である（コンパレータ部）。
トランジスタ２６５には抵抗２６１、２６２により、トランジスタ２５５には抵抗２５１、２５２により、抵抗分圧による基準値を与えており、電圧・時間積監視部２３０のコンデンサ２３９から抵抗２６９を介してトランジスタ２６７のベースへ電圧を供給する。また、コンデンサ２３９から抵抗２５９を介してトランジスタ２５７のベースへ電圧を供給する。これにより、コンデンサ２３９の電圧が抵抗２６２の両端電圧よりも高いときにトランジスタ２７０がＯＮする。また、コンデンサ２３９の電圧が抵抗２５２の両端電圧よりも低いときにトランジスタ２６０がＯＮするよう構成している。
トランジスタ２６０、２７０は、夫々フリップフロップＦ／Ｆを構成するＦＥＴ２７３、２７４に接続している。

このように構成されているため。コンデンサ２３９の電圧が抵抗２５２の両端電圧以下、抵抗２６２の両端電圧以下のときにはＦ／Ｆ部出力はＨｉとなる。また、コンデンサ２３９の電圧が抵抗２５２の両端電圧以上、抵抗２６２の両端電圧以上のときにはＦ／Ｆ部出力はＬｏとなる。すなわち、電圧・時間積に依存するコンデンサ２３９の電圧が、第一の所定値より小さいときスイッチング素子１０６がＯＮし、第一の所定値より大きい値の第二の所定値より大きいときスイッチング素子１０６はＯＦＦする。

本スイッチング電源装置の出力電圧制御のため、フォトカプラ１１０（図１参照）のフォトトランジスタ２７５と抵抗２７６の直列回路を、基準電圧生成用抵抗２６２に並列に接続している。出力電圧が制御目標電圧より上昇すると前述したようにフォトカプラ１１０に電流が流れ、フォトカプラのＬＥＤが発光する。このためにフォトカプラのフォトトランジスタ２７５がＯＮし、抵抗２７６を介して抵抗２６２を短絡するので、抵抗２６２の両端電圧が下がる。この結果、Ｆ／Ｆ部出力のＨｉ時間＝スイッチング素子１０６のＯＮ時間が短くなり、トランス１０４に蓄えられるエネルギーが減少するため、出力電圧が下がることになる。コンデンサ２７９は発振防止用のコンデンサである。

図４−１ではトランジスタで構成していたコンパレータ部を、ＩＣとしてのコンパレータで置き換えたものを図４−２に示す。トランジスタ２５４〜２５７、２６０およびトランジスタ２６４〜２６７、２７０が夫々１個のＩＣ２８１、２８０で置き換えられている。

ここで、本実施例の起動時、重負荷時の動作を説明する。商用交流電源１００は、ダイオードブリッジ１０２とコンデンサ１０３により整流・平滑化される。起動時は、コンデンサ１０３から起動抵抗１０５を介して電源部２１０へ電流が供給され、電源部２１０の起動電圧に到達するとトランジスタ２０９、２０５がＯＮし、スイッチング制御回路２５０に電源が供給され、そしてスイッチング素子１０６がＯＮとなる。トランス１０４の一次巻線Ｎｐにスイッチング素子１０６が接続されているため、スイッチング素子１０６がＯＮになるとトランス１０４の一次巻線Ｎｐに電流が流れる。すると、トランス１０４の補助巻線Ｎｂにはダイオード２１１のフォワード方向の電圧が発生し、電源部２１０のコンデンサ２０１に充電が開始される。それとともにトランス１０４の電圧・時間積監視部２３０により、トランス１０４の補助巻線Ｎｂの出力電圧に応じた電流がコンデンサ２３９に充電され、コンデンサ２３９の両端電圧が上昇する。規定の電圧となるとスイッチング制御回路２５０のコンパレータ部の動作によりスイッチング素子１０６をＯＦＦする。

一回のスイッチングでは電源部２１０のコンデンサ２０１が充電されないため、コンデンサ２０１の電圧が落ち、電源部２１０の出力がＯＦＦとなる。しかし、起動抵抗１０５による充電は続くため、コンデンサ２０１への充電、放電を繰り返しながらコンデンサ２０１の電圧が上昇する。このようにしてスイッチング素子１０６のＯＮ，ＯＦＦによるコンデンサ２０１の充電を繰り返しながらコンデンサ２０１の電圧が安定していく。コンデンサ２０１の電圧が安定してスイッチング素子１０６がＯＮ、ＯＦＦ出力できるようになってくるとともにトランス１０４の二次側電圧が上昇し、ＯＦＦ時間が二次側電圧上昇に応じて拡大されるようになる。

負荷急変に伴ってトランス１０４の二次側電圧が下がり始めると、ＯＦＦ時間が短くなるとともに、ＯＮ時間は変動しないため、二次側電圧を押し上げるように動作する。軽負荷時には、二次側電圧が上昇するため、ＯＦＦ時間が長くなり、二次側電圧を下げるように動作する。

従来のＲＣＣ回路によるゲート波形について、軽負荷時のゲート波形、定格負荷時のゲート波形を図４−３に示す。また、本実施例の軽負荷時のゲート波形、定格負荷時のゲート波形も併せて図４−３に示す。
ＲＣＣ回路では軽負荷時は、スイッチング素子がＯＮとなる閾値ぎりぎりで回路動作してしまい、フォアード方向の電流により強くＯＮされるよりも前にＯＦＦとなってしまう。しかし本実施例では、スイッチング制御回路による波形整形効果のため、軽負荷でＯＮ幅が狭くなっても問題なくゲート波形を維持できている。定格負荷時にもＦ／Ｆ部により強力にゲートを駆動できるため、矩形波に近い波形でゲートのＯＮ，ＯＦＦパルスを与えることができている。

ＲＣＣ回路では、ＯＦＦ時間はトランスのフライバック電圧出力時間と、トランスの残留エネルギーによるリンギングにより決定されるため、トランスのエネルギーがほぼ０と成ったところ、即ち臨界モードでの動作のみで動作していた。これに対し、本実施例では、コンパレータ部の抵抗分圧器の分圧比（基準値）を変更することにより不連続モード、臨界モード、連続モードのいずれでも駆動することが可能となる。

従来のＲＣＣ方式と、本実施例方式の連続モード動作時の波形の一例を図４−４に示す。このように、連続モードを用いることにより、トランスおよび半導体素子に流れるピーク電流を小さくすることができ、半導体素子の小型化と、トランスの小型化を行うことが可能となる。また、トランスのエアギャップを小さくすることが可能となり、リーケージインダクタンスの小さい、損失の少ないスイッチング電源装置を形成することが可能となる。

また、連続モードとなったときに、ＯＦＦ時間がフライバック電圧と比例する系では、二次側電圧（出力電圧）上昇時には飽和に近づいてしまったり、逆に二次側電圧（出力電圧）低下時にはＯＦＦ時間が短くなり、出力電圧がより下がってしまう場合があった。ＯＦＦ時間とフライバック電圧を逆比例とすることで、このような現象を発生させない電源を構成している。

実施例２である“スイッチング電源装置”について説明する。図５−１は、本実施例の構成を示す回路図である。
ここでは実施例１と重複する説明は省き、本実施例特有の部分のみを説明する。
本実施例は、図５−１に示すように、電圧・時間積を補助巻線から検出するのではなく、トランス５０４の一次巻線Ｎｐに印加された電圧から検出するものである。

スイッチング素子５０６がＯＮのときには、トランス５０４の一次巻線Ｎｐに印加された電圧に比例した電圧により、定電流を発生させてコンデンサ５３９に印加する。また、スイッチング素子５０６をＯＦＦしたときにはトランス５０４のフライバック電圧に応じたベース電流がトランジスタ５４３に流れる。これにより、抵抗５４５の両端電圧はフライバック電圧からトランジスタ５４６のＶｂｅと、抵抗５４４の両端電圧を減じた電圧となり、抵抗５４５に流れる電流でコンデンサ５３９を放電する。

実施例１と同様、コンデンサ５３９の電圧を、コンパレータ部の抵抗分圧器の分圧比により予め決められた充電、放電の閾値と比較し、スイッチング素子５０６を制御する。コンパレータ部および電源部は図５−１のブロック５９０で示している。

ブロック５９０の詳細を図５−２に示す。
図５−２において、起動抵抗５０５より流入する電流を受けて電源電圧を生成するのがツェナダイオード５７７と、コンデンサ５７８である。この両端電圧を電源として、コンパレータ部およびＦ／Ｆ部が動作する。図５−２において、トランジスタ５５４、５５５およびトランジスタ５５６、５５７により、夫々ダーリントントランジスタを入力にもつコンパレータ回路（コンパレータ部）を形成している。トランジスタ５６４、５６５、およびトランジスタ５６６、５６７も同様である。トランジスタ５６５には抵抗５６１、５６２により、トランジスタ５５５には抵抗５５１、５５２により、抵抗分圧による基準値を与えている。コンデンサ５３９から抵抗５６９を介してトランジスタ５６７のベースへ、また、抵抗５５９を介してトランジスタ５５７のベースへ、電圧を供給する。これにより、コンデンサ５３９の電圧が抵抗５６２の両端電圧よりも高いときにトランジスタ５７０がＯＮする。また、コンデンサ５３９の電圧が抵抗５５２の両端電圧よりも低いときにトランジスタ５６０がＯＮするよう構成している。
トランジスタ５６０、５７０は夫々Ｆ／Ｆ部を構成するＦＥＴ５７４、５７３に接続している。

以上よりコンデンサ５３９の電圧が抵抗５５２の両端電圧以下、抵抗５６２の両端電圧以下のときにはＦ／Ｆ部出力はＨｉとなる。また、コンデンサ５３９の電圧が抵抗５６２の両端電圧以上、抵抗５５２の両端電圧以上のときにはＦ／Ｆ部出力はＬｏとなるよう構成している。

以上説明したように、本実施例によれば、トランスの一次巻線の電圧を直接監視することにより、補助巻線を用いることなくスイッチング素子を制御するため、より部品点数を少なくすることが可能となる。

実施例３である“スイッチング電源装置”について説明する。図６−１は、本実施例の構成を示す回路図である。
ここでは実施例１および実施例２と重複する説明は省き、本実施例に特有の部分を説明する。本実施例は、スイッチング素子のＯＮ時間をトランスの一次側の電流値により決定する例である。
図６−１において、６４８は電流検出抵抗、６４９は検出抵抗、６８０はトランジスタである。スイッチング素子６０６をＯＮした際のＯＮ時間の決定のみ、トランス６０４の１次巻線Ｎｐに流した電流を検知することにより行うことで、さらに回路を簡略化することが可能となる。

コンデンサ６３９は、スイッチング素子６０６がＯＮしたとき、補助巻線Ｎｂの誘起電圧により充電される。スイッチング素子６０６がＯＦＦした際には、逆方向電圧（フライバック電圧）によりダイオード６４０を介してコンデンサ６３９が放電される。コンデンサ６３９の電圧が予め定められた値となったときに、ブロック６９１のコンパレータ部がＦ／Ｆ部の出力を反転し、スイッチング素子６０６をＯＮする。

スイッチング素子６０６がＯＮした際には、トランス６０４の一次巻線Ｎｐに電源電圧が印加され、電流が流れ始める。この電流が予め定められた値となった際に、トランジスタ６８０が導通し、スイッチング素子６０６がＯＦＦするとともにＦ／Ｆ部の出力が反転する。コンパレータ部およびＦ／Ｆ部を図６−１のブロック６９１に示す。

このブロック６９１の詳細を図６−２に示す。
図６−２において、６６１、６６２はコンパレータ部の基準電圧を与える抵抗、６６４、６６５および６６６、６６７、６７０はトランジスタである。６６８、６６９、６７１、６７２は抵抗である。また、６７１、６７３はＦ／Ｆ部を構成するＦＥＴである。図６−１のコンデンサ６３９の電圧が、抵抗６６２の両端電圧よりも低くなると、コンパレータを構成しているトランジスタ６６４、６６５がＯＦＦし、６６６、６６７がＯＮする。その結果トランジスタ６７０がＯＮとなりＦ／Ｆ部の出力をＨｉに固定する。トランス６０４の一次側電流が予め定められた電流となると、トランジスタ６８０がＯＮする。その結果トランジスタ６８０のコレクタ電圧が低下し、トランジスタ６８０のコレクタに接続されているＦ／Ｆ部の出力およびＦＥＴ６７１のゲートがＬｏとなるとともにスイッチング素子６０６をＯＦＦ状態とする。

図６−１の６９０は制御電源を示すブロックであり、前述した図１の電源部２１０と同じ構成であるため説明は省略する。

電圧・時間積監視部は、補助巻線Ｎｂのフォア−ド側出力によりコンデンサ６３９をダイオード６３１と抵抗６３２を介して補助巻線Ｎｂの出力電圧まで充電し、放電は補助巻線Ｎｂに現れるフライバック電圧に比例した定電流源により行う。このようにして生成したコンデンサ６３９の電圧により、ＯＦＦ時間検出を行っている。出力電圧制御は、抵抗６４９と抵抗６４８の直列回路と並列に、抵抗６８３とフォトカプラのフォトトランジスタ６８２の直列回路を接続することにより行っている。

以上説明したように、本実施例では、スイッチング素子のＯＮを電圧・時間積監視部で形成した電圧により行い、ＯＦＦをスイッチング素子の電流により行っているので、動作の安定性を高めることができる。

実施例１の構成を示す回路図実施例１における電源部の構成を示す回路図電源部の動作説明図実施例１における電圧・時間積監視部の構成を示す回路図実施例１におけるスイッチング制御回路の回路図実施例１における、一部をＩＣ化したスイッチング制御回路の回路図スイッチング素子のゲート波形を示す図連続モード動作時の波形を示す図実施例２の構成を示す回路図実施例２におけるスイッチング制御回路の回路図実施例３の構成を示す回路図実施例３におけるスイッチング制御回路の回路図従来例の構成を示す回路図

符号の説明

１０４トランス
１０６スイッチング素子
１０８整流ダイオード
２３０電圧・時間積監視部
２５０スイッチング制御回路

Claims

トランスの一次巻線に直列接続したスイッチング素子をオン、オフして、前記トランスの二次巻線に発生する電圧をダイオードで整流し出力するフライバック型のスイッチング電源装置であって、
前記トランスに印加する電圧・時間積に対応する電圧を生成する電圧生成手段と、
前記電圧生成手段で生成した電圧に応じて、前記スイッチング素子のオン、オフを制御するスイッチング制御手段と、
を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
請求項１に記載のスイッチング電源装置において、
前記スイッチング制御手段は、前記電圧生成手段で生成した電圧が、第一の所定値より小さいとき前記スイッチング素子をオンし、前記第一の所定値より大きい値の第二の所定値より大きいとき前記スイッチング素子をオフすることを特徴とするスイッチング電源装置。
請求項１または２に記載のスイッチング電源装置において、
前記電圧生成手段は、前記一次巻線の電圧にもとづいて電圧・時間積に対応する電圧を生成することを特徴とするスイッチング電源装置。
トランスの一次巻線に直列接続したスイッチング素子をオン、オフして、前記トランスの二次巻線に発生する電圧をダイオードで整流し出力するフライバック型のスイッチング電源装置であって、
前記トランスに印加する電圧・時間積に対応する電圧を生成する電圧生成手段と、
前記電圧生成手段で生成した電圧に応じて、前記スイッチング素子をオンするオン制御手段と、
前記スイッチング素子の電流が所定値を超えたときに前記スイッチング素子をオフするオフ制御手段と、
を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。