JP2012147637A - 自励式フライバックコンバータ - Google Patents
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Abstract
【解決手段】バイアス巻線2cの両端間に接続されたドライブ用補助電源72と、主スイッチング素子4の制御端子及びドライブ用補助電源を構成する直列接続されたダイオードとコンデンサとの接続点間に接続されたスイッチ回路17と、バイアス巻線の両端間に第1及び第2端、並びにスイッチ回路の制御端子に第3端が接続された定電流回路71と、一端がスイッチ回路の制御端子、他端がドライブ用補助電源のダイオードとコンデンサとの接続点に接続された時定数回路73からなる発振周波数低下防止回路7を備え、該回路7は時定数回路からスイッチ回路の制御端子に対する信号で制御され、バイアス巻線の両端電圧に拘らず主スイッチング素子がオフしてから所定時間後にスイッチ回路がオンすることで主スイッチング素子を強制的にオンさせる。
【選択図】図1
Description
その中でも、自励式フライバックコンバータ(RCC)は絶縁型コンバータであると共に自励式でその基本動作がシンプルであることから、様々な電化製品の電源部に採用されている。
図2の自励式フライバックコンバータ100’では、自励動作を実現すべく、起動抵抗24と、トランス2に補助巻線として巻回されたトランス一次側補助巻線(以下、「ゲート駆動巻線」または「バイアス巻線」という)2cとを備えている。図2の例では、バイアス巻線2cと一次巻線2aとは同一極性とされている(なおトランス2については、●印の側を一端側、反対側を他端側とする。以下同じ)。バイアス巻線2cの巻数については、バイアス巻線2cの一端側に出力される電圧が、主スイッチング素子4のゲート駆動の閾値電圧より高い電圧を出力することが可能な範囲に予め設定されている。
主スイッチング素子4がターンオン状態にあるとき、二次巻線2bに誘導される電圧によって二次側整流ダイオード26に逆バイアスが印加され、二次巻線2bには電流が流れない。主スイッチング素子4がターンオン状態にある間、二次巻線2bは入力電圧V1で励磁され、エネルギーはトランス2に蓄積される。
一方、主スイッチング素子4がターンオフ状態にあるとき、二次巻線2bは出力電圧V2でリセットされ、蓄積されたエネルギーは二次側の出力端に接続された負荷に放出される。
バイアス巻線2cには、主スイッチング素子4のオン期間中は、図2上に実線で表示する矢印で示すような上向きの電圧V3が発生し、また、主スイッチング素子4のオフ期間中は、上記電圧V3と逆方向の下向きの電圧が発生し、主スイッチング素子4のスイッチング期間中において、コンデンサ13は、抵抗9を介して正逆両方向に繰り返し充電される。
上記の通り、自励式フライバックコンバータは、軽負荷から重負荷状態に変化するに従い、主スイッチング素子4のオン期間およびオフ期間の長さが伸張する特性があるため、コンデンサ13が図2上に実線で表示するような下向きの極性に充電される電圧V7が、次第に大きくなる。
したがって、このスイッチング電源装置の負荷が所定の値以上に大きくなると、主スイッチング素子4のオフ期間中に、上記電圧V7がPNPトランジスタ5のベース−エミッタ間の順方向電圧より大きくなり、PNPトランジスタ5がオンする。
また、主スイッチング素子4のオフ期間中に直流阻止コンデンサ14の充電電圧Vcは起動抵抗24を介して供給される電流により、図2上に実線で表示する極性に充電されているため、PNPトランジスタ5がオンすることによって、直流阻止コンデンサ14は、該充電電圧Vcを直流阻止コンデンサ14から主スイッチング素子4のゲート−ソース間に介在する寄生容量、PNPトランジスタ5およびダイオード3を経由し直流阻止コンデンサ14に戻る経路を介して放電し、主スイッチング素子4のゲート電圧がオンスレッシュレベル以上の値に上昇する。したがって、主スイッチング素子4が強制的にオンされる。
一方、重負荷に(すなわち、出力電流I2が大きく)なると、発振制御回路6による制御だけでは、自励式フライバックコンバータの特性として発振周波数が低下してくる。そして主スイッチング素子4のオフ期間が上記期間Tよりも長くなろうとすると、発振周波数低下防止回路7’によって主スイッチング素子4が強制的にオンさせられる。発振周波数低下防止回路7’が動作するときは、このようにして、主スイッチング素子4のオフ期間が短縮される。
この特許文献2に開示された発振周波数低下防止回路1の概略を順次説明すると、トランス2の一次側に、一次巻線2aと逆の巻き方向の、すなわち二次巻線2bと同じ巻き方向の補助巻線2dを更に設けている。したがって、この補助巻線2dには、主スイッチング素子4のオン期間中は図1中に実線で示すような下向きの電圧V4が発生し、オフ期間中は図3中に破線で示すような上向きの電圧V5が発生する。
この特許文献3に開示された例においては、図4に示すように、トランス320の一次側に設けた第2補助巻線Np3に接続された整流用ダイオードD3、逆流防止ダイオードD4、充電時定数を決定する抵抗R2およびコンデンサC3とから発振周波数低下防止回路340が形成されている。R3は放電抵抗である。
そして、この充電用コンデンサC3の電圧が、主スイッチング素子Q1のオン電圧を越えると、スイッチング素子Q1は強制的にオンされる。
前記一次巻線に直列接続され、前記バイアス巻線に誘起された電圧によって駆動される主スイッチング素子と、
前記二次巻線からの出力をフィードバックして前記主スイッチング素子のスイッチングを制御する発振制御回路と、
前記主スイッチング素子に接続され、オンすることで前記主スイッチング素子をオフ状態からオン状態にするスイッチ回路と、
第1のコンデンサと第1の抵抗とからなる時定数回路を有し、前記主スイッチング素子がオフ状態のときに前記バイアス巻線からの出力電圧を用いて前記第1のコンデンサを閾値電圧以上に充電することで、前記スイッチ回路を強制的にオンさせる発振周波数低下防止回路と
を備え、
前記発振周波数低下防止回路は、前記主スイッチング素子がオフすると、前記第1のコンデンサを一定電流で充電する定電流回路をさらに有することを特徴とするものである。
前記バイアス巻線の一端および他端間に直列接続された第1のダイオードおよび第2のコンデンサからなるドライブ用補助電源をさらに備え、
前記スイッチ回路は、前記直流阻止コンデンサと前記主スイッチング素子の制御端子との接続点および前記ドライブ用補助電源の前記第1のダイオードと前記第2のコンデンサとの接続点間に接続され、
前記スイッチ回路がオンしたときに、前記第2のコンデンサに充電された電荷を前記スイッチ回路に送出し、前記主スイッチング素子の制御端子に該主スイッチング素子をオンさせるためのドライブ電流を流すことを特徴とするものである。
前記第1のツェナーダイオードが導通することで、前記定電流回路による前記第1のコンデンサの充電動作を停止させることが好ましい。
前記時定数回路は、前記第1のコンデンサと、前記第1の抵抗とが並列に接続された並列回路からなり、前記並列回路の一端が前記スイッチ回路の制御端子と前記定電流回路の第3端との接続点に、他端が前記ドライブ用補助電源の前記第1のダイオードと前記第2のコンデンサとの接続点に接続されることが好ましい。
前記定電流回路は、NPNトランジスタからなる定電流制御トランジスタ、第2のツェナーダイオード、第2のダイオード並びに第2の抵抗および第3の抵抗から構成されており、
前記第1端となる前記定電流回路の前記第2のダイオードのカソードが前記バイアス巻線の一端と前記電流制限抵抗との接続点に、該第2のダイオードのアノードが前記第2の抵抗を介して前記定電流制御トランジスタのエミッタに、前記定電流制御トランジスタのコレクタが前記スイッチ回路のPNPトランジスタのベースに、該定電流制御トランジスタのベースが前記第2端となる前記第3の抵抗を介して前記第1のツェナーダイオードのアノードに、さらに、
前記第2のツェナーダイオードのアノードが前記定電流回路の前記第2のダイオードのアノードと前記第2の抵抗との接続点に、該第2のツェナーダイオードのカソードが前記定電流制御トランジスタのベースと前記第3の抵抗との接続点に各々接続されていることが好ましい。
図1に、本実施例に係る自励式フライバックコンバータ100の回路図を示す。なお、図1の構成の説明に関し、図2〜4の説明で使用した箇所と同一箇所については同一の参照符を用いるものとする。
なお、本実施例に係る自励式フライバックコンバータ100においても、一次巻線2aの一端側と主スイッチング素子4のゲートとの間に起動抵抗24が備えられている点は従来例と同様である。
さらに、二次側の出力電圧V2の定電圧制御用に、バイアス巻線2cの一端側とコンデンサ12との間にダイオード20およびフォトカプラ22(より具体的にはそのフォトトランジスタ側)を接続している。
すなわち、本実施例の過電流保護回路74は、上記制御トランジスタ18と、一端が主スイッチング素子4のソースに、他端がグラウンドに接続された電流検出抵抗31と、該電流検出抵抗31と主スイッチング素子4のソースとの接続点および制御トランジスタ18のベース間に接続された、(制御トランジスタ18の)ベース電流制限抵抗33から構成されている。この過電流保護回路74の詳細な動作については、後段において別途説明する。
このとき、トランス2の二次巻線2bの電圧は整流ダイオード26に対して逆方向に加わるので、二次巻線2bには電流が流れず、トランス2にエネルギーが蓄積される。これと共に、時定数回路8を構成するコンデンサ12に抵抗10を通して充電電流が流れ、制御トランジスタ18のベース電位が徐々に上昇する。
本実施例では、二次側出力電流I2が過負荷状態になったとき、電流検出抵抗31の両端電圧が制御トランジスタ18をオンさせる電圧まで上昇する構成となっており、実際に電流検出抵抗31の両端電圧が制御トランジスタ18をオンさせる電圧まで上昇すると、制御トランジスタ18はオンとなり、主スイッチング素子4のゲート電圧が引き抜かれる。これにより、主スイッチング素子4はオフとなり、自励式フライバックコンバータ100は過電流に対して保護される(過電流保護動作)。
なお、2次側出力電流I2が過負荷状態を脱した後は、自励式フライバックコンバータ100は過電流保護回路74の影響を受けず、上で説明した基本動作の通り動作するほか、必要に応じて以下で説明する発振周波数低下防止回路7が作動する。
次に、発振周波数低下防止回路7につき説明する。本実施例において発振周波数低下防止回路7は、バイアス巻線2cの一端および他端間に接続された、ダイオード37(本発明の「第1のダイオード」に相当)とコンデンサ39(本発明の「第2のコンデンサ」に相当)とからなるドライブ用補助電源72と、ダイオード3とPNPトランジスタ5とを含み、直流阻止コンデンサ14と主スイッチング素子4のゲートとの接続点およびドライブ用補助電源72のダイオード37とコンデンサ39との接続点間に接続されたスイッチ回路17と、バイアス巻線2cの一端および他端間に第1端および第2端が、並びにスイッチ回路17のPNPトランジスタ5のベースに第3端が接続された定電流回路71と、一端がスイッチ回路17(PNPトランジスタ5)の制御端子と定電流回路71の第3端との接続点に、他端がドライブ用補助電源72のダイオード37とコンデンサ39との接続点に接続された時定数回路73と、からなっている。
この発振周波数低下防止回路7の各構成要素の詳細構成および発振周波数低下防止回路7の詳細な動作については、後段において別途説明する。
この時定数回路73は、その一端からスイッチ回路17のPNPトランジスタ5のベースに信号を送出することによって、スイッチ回路17のスイッチング動作を制御している。
ただし、本実施例の自励式フライバックコンバータ100では、定電流回路動作停止手段が別途備えられており、出力負荷が過負荷状態となった結果、自励式フライバックコンバータ100内に別途設けられた過電流保護回路74が動作した場合には、定電流回路動作停止手段が動作して定電流回路71の動作を停止させ、発振周波数低下防止回路7が動作停止となるよう構成されている。
これにより、出力負荷が過負荷状態となった結果、当該自励式フライバックコンバータ100内に別途設けられた過電流保護回路74が動作し、二次側出力電圧V2の低下に比例して主スイッチング素子4がオフ時のバイアス巻線2cの電圧がツェナーダイオード25のツェナー電圧よりも低下すると、発振周波数低下防止回路7が動作停止となるよう構成されている。すなわち、本実施例の構成によれば、当該自励式フライバックコンバータ100内に別途設けられた過電流保護回路74と発振周波数低下防止回路7とが互いに反対の制御を行うことは無く、過電流保護回路74は二次側出力を十分に絞ることが可能となっている。
次に、ツェナーダイオード23および25のツェナー電圧については、バイアス巻線2cの一端側がマイナスに反転(他端側がプラスになる)したときに発生する電圧と、ツェナーダイオード23のツェナー電圧+ツェナーダイオード25のツェナー電圧+ダイオード21においてドロップする電圧+抵抗27両端電圧の和とが相等しくなる必要がある。
したがって、ツェナーダイオード23のツェナー電圧+ツェナーダイオード25のツェナー電圧は、バイアス巻線2cの一端側がマイナスに反転したときに発生する電圧よりも小さい値となる。
ここで、ツェナーダイオード25のツェナー電圧は、出力負荷が過負荷状態となった結果、本実施例に係る自励式フライバックコンバータ100の過電流保護回路74が動作してバイアス巻線2cの一端側がマイナスに反転したときに発生する電圧が減少を開始した際、どの程度まで減少した時点で定電流トランジスタ19をオフして定電流回路71をオフさせたいかを決定する電圧であり、その値についてはケースに応じ設計され得るものである。
他方、ツェナーダイオード23のツェナー電圧は、定電流回路71における定電流値を決定するための電圧であり、ツェナーダイオード25のツェナー電圧に対して相当程度低い値とされる。
以下、上記構成からなる発振周波数低下防止回路7が動作状態にあるときの自励式フライバックコンバータ100の詳細な動作につき説明する。
まず、主スイッチング素子4がオンになったとき、トランス2の一次巻線2aに電流が流れ、バイアス巻線2cの一端側にプラスの電圧が発生する。これにより、バイアス巻線2cは、その一端側から電流制限抵抗16および直流阻止コンデンサ14を通じて主スイッチング素子4のオン状態が維持されるよう主スイッチング素子4をドライブする。
またこのとき、バイアス巻線2cの一端側からダイオード37を通じてコンデンサ39が充電される。
そうなると、フォトカプラ22のフォトトランジスタがオンとなるため、バイアス巻線2cの一端側からダイオード20、フォトカプラ22のフォトトランジスタを通じてトランジスタ18のベースに電圧が印加され、最終的にトランジスタ18はオンとなる。
トランジスタ18がオンとなると、主スイッチング素子4のゲート電圧がトランジスタ18によって引き抜かれ、これにより、主スイッチング素子4はオフとなる。
ここで、バイアス巻線2cの電圧がツェナーダイオード25のツェナー電圧を超えると、抵抗27を通じてツェナーダイオード23と定電流制御トランジスタ19のベースに電流が流れ、定電流制御トランジスタ19がオンとなる。定電流制御トランジスタ19がオンとなると、コンデンサ39に充電されていた電荷が、時定数回路73を構成する放電抵抗35およびコンデンサ13を通じて、定電流にて定電流トランジスタ19に流れる。またこのとき、コンデンサ13は定電流にて充電され、コンデンサ13の両端電圧が、スイッチ回路17のPNPトランジスタ5がオンするために必要なベース−エミッタ間電圧に達すると、該PNPトランジスタ5がオンとなり、コンデンサ39に充電されていた電荷が、該トランジスタ5と抵抗29とダイオード3を通じて主スイッチング素子4のゲートに印加され、主スイッチング素子4は強制的にオンされる。この後は、上記の主スイッチング素子4のオン/オフ動作が繰り返し行われる。
したがって、本実施例によれば、(出力負荷が増加し)発振周波数低下防止回路7が動作後、さらに出力負荷が増加しても、発振周波数の低下が停止した時点の発振周波数より発振周波数が上昇せず、ゆえに重負荷時における発振周波数上昇による主スイッチング損失の増大が抑制された自励式フライバックコンバータを提供することができる。
したがって、本実施例によれば、出力負荷が過負荷状態となった結果、当該自励式フライバックコンバータ100内に別途設けられた過電流保護回路74が動作した場合は、発振周波数低下防止回路7を動作停止させ、二次側出力を十分に絞ることが可能な自励式フライバックコンバータを提供することができる。
以上、一実施例に基づき本発明の自励式フライバックコンバータに付き説明してきたが、本発明は上記実施例記載の構成に限定されず、種々変形実施することが可能である。
2a 一次巻線
2b 二次巻線
2c バイアス巻線
3 ダイオード
4 主スイッチング素子
5 トランジスタ
6 発振制御回路
7 発振周波数低下防止回路
8 時定数回路
9 抵抗(第2の抵抗)
10 抵抗
12 コンデンサ
13 コンデンサ(第1のコンデンサ)
14 直流阻止コンデンサ
16 電流制限抵抗
17 スイッチ回路
18 制御トランジスタ
19 定電流制御トランジスタ
20 ダイオード
21 ダイオード(第2のダイオード)
22 フォトカプラ
23 ツェナーダイオード(第2のツェナーダイオード)
24 起動抵抗
25 ツェナーダイオード(第1のツェナーダイオード)
26 整流ダイオード
27 抵抗(第3の抵抗)
28 出力電圧検出回路
29 抵抗
30 シャントレギュレータ
31 電流検出抵抗
32 分圧抵抗
33 ベース電流制限抵抗
35 放電抵抗(第1の抵抗)
37 ダイオード(第1のダイオード)
39 コンデンサ(第2のコンデンサ)
71 定電流回路
72 ドライブ用補助電源
73 時定数回路
74 過電流保護回路
100、100’、100’’、100’’’ 自励式フライバックコンバータ
Claims (6)
- 一次巻線、二次巻線およびバイアス巻線を有するトランスと、
前記一次巻線に直列接続され、前記バイアス巻線に誘起された電圧によって駆動される主スイッチング素子と、
前記二次巻線からの出力をフィードバックして前記主スイッチング素子のスイッチングを制御する発振制御回路と、
前記主スイッチング素子に接続され、オンすることで前記主スイッチング素子をオフ状態からオン状態にするスイッチ回路と、
第1のコンデンサと第1の抵抗とからなる時定数回路を有し、前記主スイッチング素子がオフ状態のときに前記バイアス巻線からの出力電圧を用いて前記第1のコンデンサを閾値電圧以上に充電することで、前記スイッチ回路を強制的にオンさせる発振周波数低下防止回路と
を備え、
前記発振周波数低下防止回路は、前記主スイッチング素子がオフすると、前記第1のコンデンサを一定電流で充電する定電流回路をさらに有することを特徴とする自励式フライバックコンバータ。 - 前記バイアス巻線の一端が、電流制限抵抗、直流阻止コンデンサを介して前記主スイッチング素子の制御端子に接続された請求項1記載の自励式フライバックコンバータであって、
前記バイアス巻線の一端および他端間に直列接続された第1のダイオードおよび第2のコンデンサからなるドライブ用補助電源をさらに備え、
前記スイッチ回路は、前記直流阻止コンデンサと前記主スイッチング素子の制御端子との接続点および前記ドライブ用補助電源の前記第1のダイオードと前記第2のコンデンサとの接続点間に接続され、
前記スイッチ回路がオンしたときに、前記第2のコンデンサに充電された電荷を前記スイッチ回路に送出し、前記主スイッチング素子の制御端子に該主スイッチング素子をオンさせるためのドライブ電流を流すことを特徴とする自励式フライバックコンバータ。 - 前記定電流回路と前記バイアス巻線の他端との間に前記定電流回路による前記第1のコンデンサの充電動作を停止させる定電流回路動作停止手段をさらに備えることを特徴とする請求項2記載の自励式フライバックコンバータ。
- カソードが前記バイアス巻線の他端にアノードが前記定電流回路に接続された第1のツェナーダイオードが前記定電流回路動作停止手段として機能し、
前記第1のツェナーダイオードが導通することで、前記定電流回路による前記第1のコンデンサの充電動作を停止させる請求項3記載の自励式フライバックコンバータ。 - 前記定電流回路は、3つの端子を有し、前記バイアス巻線の一端に第1端が接続され、前記第1のツェナーダイオードのアノードに第2端が、並びに前記スイッチ回路の制御端子に第3端が接続され、
前記時定数回路は、前記第1のコンデンサと、前記第1の抵抗とが並列に接続された並列回路からなり、前記並列回路の一端が前記スイッチ回路の制御端子と前記定電流回路の第3端との接続点に、他端が前記ドライブ用補助電源の前記第1のダイオードと前記第2のコンデンサとの接続点に接続されたことを特徴とする請求項4に記載の自励式フライバックコンバータ。 - 前記スイッチ回路は、PNPトランジスタを含み、
前記定電流回路は、NPNトランジスタからなる定電流制御トランジスタ、第2のツェナーダイオード、第2のダイオード並びに第2の抵抗および第3の抵抗から構成されており、
前記第1端となる前記定電流回路の前記第2のダイオードのカソードが前記バイアス巻線の一端と前記電流制限抵抗との接続点に、該第2のダイオードのアノードが前記第2の抵抗を介して前記定電流制御トランジスタのエミッタに、前記定電流制御トランジスタのコレクタが前記スイッチ回路のPNPトランジスタのベースに、該定電流制御トランジスタのベースが前記第2端となる前記第3の抵抗を介して前記第1のツェナーダイオードのアノードに、さらに、
前記第2のツェナーダイオードのアノードが前記定電流回路の前記第2のダイオードのアノードと前記第2の抵抗との接続点に、該第2のツェナーダイオードのカソードが前記定電流制御トランジスタのベースと前記第3の抵抗との接続点に各々接続されていることを特徴とする請求項3に記載の自励式フライバックコンバータ。
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