KR101011083B1 - 초기 바이어스 전원 공급부를 갖는 스위칭 모드 파워 서플라이 - Google Patents

초기 바이어스 전원 공급부를 갖는 스위칭 모드 파워 서플라이 Download PDF

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Abstract

본 발명은 초기 바이어스 전원 공급부를 갖는 스위칭 모드 파워 서플라이에 관한 것으로, 해결하고자 하는 기술적 과제는 간단한 구조로 초기 바이어스 전원 공급부를 구현하고, 초기 바이어스 전원 공급 완료 후에는 초기 바이어스 전원 공급 회로에 의한 전류 소비를 완전히 차단하여 대기 전력을 절감하는데 있다. 이를 위해 본 발명은 직류 전압을 트랜스포머의 1차 코일에 공급하는 전원 공급부, 트랜스포머의 2차 코일로부터 직류 전압을 출력하는 전원 출력부, 전원 출력부의 전압을 감지하고, 피드백 전압을 제공하는 피드백 전압 제공부, 트랜스포머의 1차 코일에 연결되어, 전원 공급부로부터의 전원을 메인 스위치로 스위칭하여 출력 전압을 생성하되, 피드백 전압 제공부로부터의 전압을 참조하여 메인 스위치의 스위칭 주파수를 제어하는 스위칭 제어부, 트랜스포머의 3차 코일에 연결되어 스위칭 제어부에 바이어스 전압을 제공하는 바이어스 전원 공급부를 포함하고, 스위칭 제어부는 전원 공급부와 바이어스 전원 공급부 사이에 연결된 제 1 트랜지스터, 바이어스 전원 공급부와 제 1 트랜지스터의 제어 전극 사이에 연결된 저항, 제 1 트랜지스터의 제어 전극과 접지 사이에 연결된 제 2 트랜지스터로 이루어져 바이어스 전원 공급부가 동작하기 전까지 스위칭 제어부에 초기 바이어스 전압을 공급하는 초기 바이어스 전원 공급부, 메인 스위치의 스위칭 주파수를 제어하는 동시에 바이어스 전원 공급부에 의한 바이어스 전압이 기준 전압보다 크면 초기 바이어스 전원 공급부의 동작을 정지시키는 PWM 제어기로 이루어진 스위칭 모드 파워 서플라이를 제공한다.

Description

초기 바이어스 전원 공급부를 갖는 스위칭 모드 파워 서플라이{SWITCHING MODE POWER SUPPLY HAVING PRIMARY BIOS POWER SUPPLY}
본 발명은 초기 바이어스 전원 공급부를 갖는 스위칭 모드 파워 서플라이에 관한 것으로, 간단한 구조로 초기 바이어스 전원 공급부를 구현하고, 초기 바이어스 전원 공급 완료 후에는 초기 바이어스 전원 공급부에 의한 전류 소비를 완전히 차단하여 대기 전력을 절감할 수 있는 초기 바이어스 전원 공급부를 갖는 스위칭 모드 파워 서플라이에 관한 것이다.
스위칭 모드 파워 서플라이는 하나의 직류 전압을 하나 이상의 직류 전압으로 변환하는 장치를 의미한다. 이때, 직류 출력 전압은 입력 전압보다 크거나 또는 더 작은 크기를 갖는다. 이와 같은 스위칭 모드 파워 서플라이는 전자 장치들, 예를 들면, 이동 전화, 노트북 컴퓨터 등과 같은 배터리 파워 공급 장치들에 주로 사용된다.
이러한 스위칭 모드 파워 서플라이는 초기 기동시, 메인 스위치(고내압 및 고전압 메인 스위치)의 동작을 제어하는 PWM 제어기에 바이어스 전압(Vcc)을 공급하여야 한다. 일반적으로 PWM 제어기에 바이어스 전압을 공급하는 방법은 초기 기 동시 자체적으로 바이어스 전압을 공급하는 방법이 사용된다. 그리고 초기 기동 후에는 메인 스위치가 동작하고 있으므로 트랜스포머의 2차측을 이용하여 바이어스 전압(Vcc)을 공급한다.
그러나 이러한 종래의 방법은 초기 바이어스 전원 공급 회로가 다수의 고내압 트랜지스터, 다수의 저내압 트랜지스터 및 다수의 저항을 포함함으로써, 복잡한 구성을 가질 뿐만 아니라 소자 개수가 증가함에 따라 장치 가격도 비싸지는 문제가 있다. 더불어, 상기 초기 바이어스 전원 공급 회로는 트랜스포머의 2차측에 의한 안정적인 바이어스 전압에 의해 그 초기 바이어스 전원 공급이 중단되는 경우에도 계속 턴온 상태를 유지함으로써, 배터리 전류를 소비하고, 이에 따라 배터리의 대기 전력을 감소시키는 문제가 있다.
본 발명은 상술한 종래의 문제점을 극복하기 위한 것으로서, 본 발명의 목적은 간단한 구조로 초기 바이어스 전원 공급부(회로)를 구현하고, 초기 바이어스 전원 공급 완료 후에는 초기 바이어스 전원 공급부(회로)에 의한 전류 소비를 완전히 차단함으로써, 대기 전력을 절감할 수 있는 초기 바이어스 전원 공급부를 갖는 스위칭 모드 파워 서플라이를 제공하는데 있다.
상기한 목적을 달성하기 위해 본 발명에 의한 초기 바이어스 전원 공급부를 갖는 스위칭 모드 파워 서플라이는 직류 전압을 트랜스포머의 1차 코일에 공급하는 전원 공급부; 상기 트랜스포머의 2차 코일로부터 직류 전압을 출력하는 전원 출력부; 상기 전원 출력부의 전압을 감지하고, 이에 대응하는 피드백 전압을 제공하는 피드백 전압 제공부; 상기 트랜스포머의 1차 코일에 연결되어, 상기 전원 공급부로부터의 전원을 메인 스위치로 스위칭하여 출력 전압을 생성하되, 상기 피드백 전압 제공부로부터의 전압을 참조하여 메인 스위치의 스위칭 주파수를 제어하는 스위칭 제어부; 및, 상기 트랜스포머의 3차 코일에 연결되어 상기 스위칭 제어부에 바이어스 전압을 제공하는 바이어스 전원 공급부를 포함하고, 상기 스위칭 제어부는 상기 전원 공급부와 상기 바이어스 전원 공급부 사이에 연결된 제 1 트랜지스터, 상기 바이어스 전원 공급부와 상기 제 1 트랜지스터의 제어 전극 사이에 연결된 저항, 상기 제 1 트랜지스터의 제어 전극과 접지 사이에 연결된 제 2 트랜지스터로 이루 어져 상기 바이어스 전원 공급부가 동작하기 전까지 상기 스위칭 제어부에 초기 바이어스 전압을 공급하는 초기 바이어스 전원 공급부와, 상기 메인 스위치의 스위칭 주파수를 제어하는 동시에 상기 바이어스 전원 공급부에 의한 바이어스 전압이 기준 전압보다 크면 상기 초기 바이어스 전원 공급부의 동작을 정지시키는 PWM 제어기를 포함한다.
상기 초기 바이어스 전원 공급부는 상기 제 1 트랜지스터가 상기 1차 코일의 일단에 연결되고, 상기 메인 스위치는 상기 1차 코일의 타단에 연결될 수 있다.
상기 초기 바이어스 전원 공급부는 상기 제 1 트랜지스터가 디플리션 타입의 정션 FET일 수 있다.
상기 초기 바이어스 전원 공급부는 상기 PWM 제어기에 의해 상기 제 2 트랜지스터가 턴오프되면 상기 제 1 트랜지스터가 턴온될 수 있다.
상기 초기 바이어스 전원 공급부는 상기 PWM 제어기에 의해 상기 제 2 트랜지스터가 턴온되면 상기 제 1 트랜지스터가 턴오프될 수 있다.
상기 바이어스 전원 공급부는 상기 3차 코일의 일단과 타단 사이에 커패시터가 연결되고, 상기 초기 바이어스 전원 공급부의 동작시 상기 제 1 트랜지스터가 턴온되어 상기 전원 공급부에 의해 상기 커패시터가 충전될 수 있다.
상기 PWM 제어기는 상기 바이어스 전원 공급부에 의해 공급되는 전압이 기준 전압보다 크면, 상기 초기 바이어스 전원 공급부의 제 2 트랜지스터를 턴온시킬 수 있다.
상기 PWM 제어기는 상기 바이어스 전원 공급부에 의해 공급되는 전압이 기준 전보다 작으면, 상기 초기 바이어스 전원 공급부의 제 2 트랜지스터를 턴오프시킬 수 있다.
상기 초기 바이어스 전원 공급부는 상기 제 2 트랜지스터가 턴온되면, 상기 저항에 전압이 인가되고, 상기 저항에 인가된 전압에 의해 상기 제 1 트랜지스터가 턴오프될 수 있다.
상기 제 2 트랜지스터와 접지단 사이에는 다이오드 형태의 제 3 트랜지스터가 더 연결될 수 있다.
상기 제 2 트랜지스터와 접지단 사이에는 저항이 더 연결될 수 있다.
상기 제 2 트랜지스터의 게이트와 상기 PWM 제어기 사이에는 제1인버터 및 제2인버터가 더 연결될 수 있다.
상기 제1인버터 또는 상기 제2인버터와 바이어스 전원 공급부 사이에는 저항이 더 연결될 수 있다.
상술한 바와 같이, 본 발명에 따른 초기 바이어스 전원 공급부를 갖는 스위칭 모드 파워 서플라이는 하나의 고내압 트랜지스터 및 하나의 저내압 트랜지스터로 간단하게 초기 바이어스 전원 공급 회로를 구현할 수 있다.
또한, 본 발명에 따른 초기 바이어스 전원 공급부를 갖는 스위칭 모드 파워 서플라이는 초기 바이어스 전원 공급 완료후 초기 바이어스 전원 공급 회로에 의한 전류 소비가 완전히 차단됨으로써, 배터리에 의한 대기 전력을 절감할 수 있다.
이하, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명을 용이하게 실시할 수 있을 정도로 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명하면 다음과 같다.
도 1은 본 발명에 따른 초기 바이어스 전원 공급부를 갖는 스위칭 모드 파워 서플라이를 도시한 회로도이다.
도 1에 도시된 바와 같이 본 발명에 따른 초기 바이어스 전원 공급부를 갖는 스위칭 모드 파워 서플라이는 전원 공급부(100), 전원 출력부(200), 피드백 전압 제공부(300), 스위칭 제어부(400) 및 바이어스 전원 공급부(500)를 포함한다.
상기 전원 공급부(100)는 교류 입력(AC)을 정류하기 위한 브리지 다이오드(BD), 정류된 전압을 평활화하기 위한 커패시터(Cin), 상기 커패시터(Cin)에 일단이 연결되는 트랜스포머의 1차 코일(L1)을 포함한다. 여기서, 트랜스포머의 1차 코일(L1)의 타단은 스위칭 제어부(400)의 단자(f1)에 연결된다. 상기 전원 공급부(100)는 브리지 다이오드(BD) 및 커패시터(Cin)에 의해 교류 전압(AC)을 직류 전압(Vin)으로 변환하고, 스위칭 제어부(400)에 내장되어 있는 메인 스위치(Qsw)의 듀티(duty)에 따라 트랜지스포머의 2차측 즉, 전원 출력부(200)에 원하는 전력을 공급한다. 또한, 상기 커패시터(Cin)와 상기 트랜스포머의 1차 코일(L1) 사이의 노드(N1)에는 상기 스위칭 제어부(400)의 단자(VSTR)가 연결된다. 따라서 상기 스위칭 제어부(400)의 단자(VSTR)를 통하여 스위칭 제어부(400)의 내부에 형성되어 있는 초기 바이어스 전원 공급부(440)에 상기 커패시터(Cin)에 충전된 직류 전원이 공급된 다. 다르게 표현하면, 본 발명에서는 상기 초기 바이어스 전원 공급부(440)에 상기 트랜스포머의 1차 코일(L1)에 의한 전원이 인가되는 것이 아니라 상기 커패시터(Cin)에 의한 전원이 직접 인가된다. 상기 1차 코일(L1)에 의한 전원은 상기 메인 스위치(Qsw)에 인가될 뿐이다.
상기 전원 출력부(200)는 상기 트랜스포머의 2차 코일(L2)의 일단에 애노드가 연결되는 다이오드(D1), 상기 다이오드(D1)의 캐소드와 접지 사이에 연결되는 커패시터(C1)를 포함하며, 상기 트랜스포머의 2차 코일(L2)의 타단은 접지에 연결된다. 여기서, 커패시터(C1)에 양단에 걸리는 전압이 출력 전압(Vout)이 된다.
상기 피드백 전압 제공부(300)는 다이오드(D1)의 캐소드에 일단이 연결되는 저항(R1), 상기 저항(R1)의 타단과 접지 사이에 연결되는 저항(R2), 상기 저항(R1)의 타단에 캐소드가 연결되고 접지에 애노드가 연결되는 제너 다이오드(ZD), 상기 저항(R1)의 일단에 애노드가 연결되며 저항(R1)의 타단에 캐소드가 연결되는 포토 다이오드(PC1), 상기 스위칭 제어부(400)의 단자(VFB)와 접지 사이에 연결되는 포토 트랜지스터(PC2) 및 포토 트랜지스터(PC2)와 병렬로 연결되며 단자(VFB)와 접지 사이에 연결되는 피드백 커패시터(Cfb)를 포함한다. 여기서, 포토 다이오드(PC1)와 포토 트랜지스터(PC2)는 함께 포토 커플러를 형성한다. 출력 전압(Vout)은 저항(R1, R2)에 의해 분배되고 출력 전압(Vout)에 비례하여 포토 다이오드(PC1)에 흐 르는 전류가 결정되고, 이 포토 다이오드(PC1)를 통해 흐르는 전류에 비례하여 포토 트랜지스터(PC2)를 통해 흐르는 전류가 결정된다. 이에 따라 피드백 커패시터(Cfb)의 양단에 걸리는 피드백 전압(Vfb)은 출력 전압(Vout)에 따라 반비례하여 출력 전압(Vout)이 일정한 전압으로 레귤레이션 된다.
상기 바이어스 전원 공급부(500)는 상기 트랜스포머의 3차 코일(L3), 상기 트랜스포머의 3차 코일(L3)의 일단에 애노드가 연결되는 다이오드(D2) 및 상기 다이오드(D2)의 캐소드와 접지 사이에 연결되는 커패시터(C2)를 포함한다. 그리고, 상기 커패시터(C2)와 상기 다이오드(D2)의 노드(N2)는 스위칭 제어부(400)의 단자(Vcc)에 연결된다. 여기서, 상기 커패시터(C2)의 양단에는 스위칭 제어부(400)의 PWM 제어기(420)를 동작시키기 위한 바이어스 전압(Vcc)이 충전된다. 한편, 상기 트랜스포머의 3차 코일(L3) 및 다이오드(D2)는 메인 스위치(Qsw)가 스위칭을 시작하는 경우에 동작하여, 커패시터(C2)에 바이어스 전압(Vcc)을 충전시킨다. 그러나 초기 바이어스 전원 공급부를 갖는 스위칭 모드 파워 서플라이의 초기 기동시에는 아래에서 설명하는 바와 같이 초기 바이어스 전원 공급부(440)에 의해 커패시터(C2)에 바이어스 전압(Vcc)이 충전된다.
상기 스위칭 제어부(400)는 PWM 제어기(420), 초기 바이어스 전원 공급부(440) 및 메인 스위치(Qsw)를 포함한다. 메인 스위치(Qsw)에서 드레인은 단자(f1)를 통해 트랜스포머의 1차코일(L1)의 타단에 연결되고 소스는 단자(f2)를 통 해 접지에 연결되며 게이트는 PWM 제어기(420)의 출력 단자에 연결된다. 여기서, 도 1에서 메인 스위치는 MOS FET로 도시하였지만 이 외의 스위칭 소자가 대체될 수 있음은 당연하다. 또한, 상기 메인 스위치(Qsw)는 도 1과 같이 스위칭 제어부(400)의 IC 내에 형성될 수 있을 뿐만 아니라 IC 외부에 별도로 형성될 수 있다.
상기 초기 바이어스 전원 공급부(440)는 커패시터(Cin)와 트랜스포머의 1차 코일(L1) 사이의 노드(N1)에 단자(VSTR)를 통하여 드레인이 연결되고, 소스가 바이어스 전원 공급부(500)의 커패시터(C2)와 다이오드(D2) 사이의 노드(N2)에 단자(Vcc)를 통하여 연결된 트랜지스터(Q1), 상기 트랜지스터(Q1)의 게이트에 드레인이 연결되고, 소스가 접지에 연결된 트랜지스터(Q2) 및 상기 트랜지스터(Q1)의 소스와 게이트 사이에 연결된 저항(R3)을 포함한다. 상술한 바와 같이, 상기 트랜지스터(Q2)의 게이트는 PWM 제어기(420)의 출력 단자에 연결되어, 상기 PWM 제어기(420)의 제어를 받는다. 즉, 상기 트랜지스터(Q2)는 상기 PWM 제어기(420)의 제어에 의해 턴온 또는 턴오프된다.
이와 구성을 가지는 초기 바이어스 전원 공급부(440)는 초기 기동시 커패시터(C2)에 바이어스 전압(Vcc)을 충전시키며, 상기 PWM 제어기(420)로부터 트랜지스터(Q2)를 턴온시키는 신호를 전송받으면 커패시터(C2)를 충전시키는 것을 멈춘다. 즉, 이때에는 바이어스 전원 공급부(500)가 커패시터(C2)를 충전시키기 때문이다. 이를 좀 더 구체적으로 설명한다.
우선 상기 PWM 제어기(420)는 라인(a)을 통해 초기 바이어스 전원 공급부(440) 또는 바이어스 전압 공급부(500)에 의해 커패시터(C2)에 충전된 바이어스 전압(Vcc)을 입력받으며, 라인(b)을 통해서는 전원 출력부(200)의 피드백 전압(VFB)을 입력받는다.
그런데, 상기 스위칭 제어부(400)의 초기 기동시, PWM 제어기(420)는 라인(a)을 통하여 바이어스 전압(Vcc)이 인가되면, 라인(d)을 통해 소정 전기적 신호를 출력함으로써, 메인 스위치(Qsw)가 스위칭되도록 한다. 이와 같이 메인 스위치(Qsw)가 동작하면 라인(c)을 통해 트랜지스터(Q2)를 턴온하기 위한 신호를 출력한다.
도 2a 내지 도 2c는 본 발명에 따른 초기 바이어스 전원 공급부를 갖는 스위칭 모드 파워 서플라이에서 다른 형태의 초기 바이어스 전원 공급부를 도시한 회로도이다.
도 2a에 도시된 바와 같이 제 2 트랜지스터(Q2)의 소스에는 다이오드 형태로 연결된 제 3 트랜지스터(Q3)가 더 연결될 수 있다. 즉, 제 3 트랜지스터(Q3)는 드레인이 상기 제 2 트랜지스터(Q2)의 소스에 연결되고, 소스가 접지에 연결되며, 게이트는 자신의 드레인에 연결되어 있다. 따라서 상기 제 2 트랜지스터(Q2)의 소스에는 소정 문턱 전압을 갖는 다이오드가 더 연결된 것과 같다. 이와 같이 하여, 상 기 제 2 트랜지스터(Q2)가 턴온되기 위해서는 상기 제 3 트랜지스터(Q3)도 턴온되어야 한다. 다르게 표현하면, 상기 제 2 트랜지스터(Q2)의 문턱 전압이 증가된다.
따라서 바이어스 전압(Vcc)이 일정 레벨까지 안정화되지 않은 상태에서 PWM 제어기(420)의 오동작에 의해 상기 제 2 트랜지스터(Q2)가 턴온되는 현상을 방지할 수 있다. 이에 따라, 본 발명은 더욱 안정적으로 동작하는 초기 바이어스 전원 공급부를 갖는 스위칭 모드 파워 서플라이를 제공하게 된다.
도 2b에 도시된 바와 같이 제 2 트랜지스터(Q2)의 소스에는 저항(R4)이 더 연결될 수 있다. 즉, 상기 제2트랜지스터(Q2)의 소스와 접지단 사이에 저항(R4)이 더 연결될 수 있다. 이와 같이 하여, 상기 제 2 트랜지스터(Q2)는 상기 저항(R4)에 의한 바디 이펙트(body effect)에 의해 문턱전압이 증가된다.
따라서 바이어스 전압(Vcc)이 일정 레벨까지 안정화되지 않은 상태에서 PWM 제어기(420)의 오동작에 의해 상기 제 2 트랜지스터(Q2)가 턴온되는 현상을 방지할 수 있다. 이에 따라, 본 발명은 더욱 안정적으로 동작하는 초기 바이어스 전원 공급부를 갖는 스위칭 모드 파워 서플라이를 제공하게 된다.
도 2c에 도시된 바와 같이 상기 제 2 트랜지스터(Q2)의 게이트와 상기 PWM 제어기(420) 사이에는 제1인버터(451) 및 제2인버터(452)가 더 연결될 수 있다.
좀 더 구체적으로 설명하면, 상기 제1인버터(451)는 접지단에 소스가 연결되고, 게이트가 상기 PWM 제어기(420)에 연결된 제3트랜지스터(Q3), 드레인이 상기 제3트랜지스터(Q3)의 드레인에 연결되고, 게이트가 상기 PWM 제어기(420)에 연결된 제4트랜지스터(Q4), 상기 제4트랜지스터(Q4)의 소스와 바이어스 전원(Vcc) 사이에 연결된 저항(R5)을 포함한다. 여기서, 상기 제3트랜지스터(Q3)는 P 채널 MOS FET이고, 상기 제4트랜지스터(Q4)는 N 채널 MOS FET일 수 있다. 이러한 구성에 의해 PWM 제어기(420)가 예를 들어 하이 레벨의 전기적 신호를 출력하면, 상기 제3트랜지스터(Q3)는 턴온되고, 상기 제4트랜지스터(Q4)는 턴오프된다. 따라서, 제3트랜지스터(Q3)와 상기 제4트랜지스터(Q4)의 노드(N3)는 로우 레벨의 전기적 신호를 출력한다.
상기 제2인버터(452)는 접지단에 소스가 연결되고, 게이트가 상기 노드(N3)에 연결된 제5트랜지스터(Q5), 드레인이 상기 제5트랜지스터(Q5)의 드레인에 연결되고, 게이트가 상기 노드(N3)에 연결된 제6트랜지스터(Q6), 상기 제6트랜지스터(Q6)의 소스와 바이어스 전원(Vcc) 사이에 연결된 저항(R6)을 포함한다. 여기서, 상기 제5트랜지스터(Q5)는 P 채널 MOS FET이고, 상기 제6트랜지스터(Q6)는 N 채널 MOS FET일 수 있다. 이러한 구성에 의해 노드(N3)가 예를 들어 로우 레벨의 전기적 신호를 출력하면, 상기 제5트랜지스터(Q5)는 턴오프되고, 상기 제6트랜지스터(Q6)는 턴온된다. 그러면, 상기 제5트랜지스터(Q5)와 제6트랜지스터(Q6)의 노드(N4)를 통하여 상기 제6트랜지스터(Q6) 및 저항(R6)에 의한 하이 레벨의 전기적 신호가 노드(N4)를 통하여 출력된다. 이러한 노드(N4)에 의한 하이 레벨의 전기적 신호에 의해 당연히 제2트랜지스터(Q2)가 턴온된다.
이와 같이 하여 상기 제1인버터(451) 및 제2인버터(452)는 자체 문턱 전압이 저항(R5, R6)에 의해 조정됨으로써, 상기 도 2a 및 도 2b에 도시된 도면에서와 같은 효과를 얻을 수 있다. 즉, 바이어스 전압(Vcc)이 일정 레벨까지 안정화되지 않 은 상태에서 PWM 제어기(420)의 오동작에 의해 상기 제 2 트랜지스터(Q2)가 턴온되는 현상을 방지할 수 있다. 이에 따라, 본 발명은 더욱 안정적으로 동작하는 초기 바이어스 전원 공급부를 갖는 스위칭 모드 파워 서플라이를 제공하게 된다.
도 3을 도 1과 함께 참조하여, 스위칭 제어부(400)의 초기 기동시 PWM 제어기(420)가 바이어스 전압(Vcc)을 공급받은 후 트랜지스터(Q2)를 턴온하도록 하는 PWM 제어기(420)의 동작을 구체적으로 설명한다.
도 1 및 도 3에 도시된 바와 같이 PWM 제어기(420)는 초기 바이어스 전원 공급부(440)가 동작하면 바이어스 전원 공급부(500)의 커패시터(C2)에 충전되는 바이어스 전압(Vcc)을 공급받는다. 물론, 이에 따라 상기 바이어스 전압(Vcc)은 PWM 제어기(420)에 의해 감지된다. 여기서, 상기 초기 바이어스 전원 공급부(440)의 트랜지스터(Q1)는 게이트 전압이 0V일 때 기본적으로 턴온된 상태이므로, 스위칭 제어부(400)의 초기 구동시 기본적으로 턴온 상태이다. 따라서 상기 트랜지스터(Q1)를 통하여 커패시터(Cin)의 전압이 커패시터(C2)에 그대로 충전된다.
계속해서, 상기 PWM 제어기(420)는 상기 커패시터(C2)에 바이어스 전압(Vcc)이 충전되므로, 이러한 바이어스 전압(Vcc)에 의해 동작을 시작하여 메인 스위치(Qsw)를 동작시킨다. 또한, 이와 같이 메인 스위치(Qsw)가 동작함으로써, 커패시터(C2)에는 3차 코일(L3)로부터 전원이 충전된다. 따라서 상기 바이어스 전압(Vcc)은 계속 상승하여 미리 설정된 기준 전압(Vref)보다 높아지게 된다.
상기 바이어스 전압(Vcc)과 기준 전압(Vref)을 비교한 결과, 상기 바이어스 전압(Vcc)이 미리 설정된 기준 전압(Vref)보다 크다면, 상기 PWM 제어기(420)는 상기 초기 바이어스 전원 공급부(440)의 제 2 트랜지스터(Q2)를 턴온시킨다. 일례로, 상기 PWM 제어기(420)는 상기 트랜지스터(Q2)의 게이트에 하이 레벨의 전기적 신호를 출력함으로써, 상기 트랜지스터(Q2)의 드레인과 소스가 도통하도록 한다.
이와 같이 트랜지스터(Q2)의 드레인과 소스가 도통되면 저항(R3)에 소정 전압(즉, Vcc)이 인가된다. 이러한 전압이 예를 들어 트랜지스터(Q1)의 문턱 전압과 동일하거나 더 크면(절대값이 더 크면), 상기 트랜지스터(Q1)는 턴오프된다. 따라서 상기 트랜지스터(Q1)에 의한 전류 소비는 전혀 발생하지 않게 된다. 물론, 상기와 같은 동작을 위해 상기 트랜지스터(Q1)는 예를 들면 디플리션 타입의 정션 FET일 수 있고, 상기 트랜지스터(Q2)는 N 채널형 MOS FET일 수 있다. 더불어, 상기 디플리션 타입의 정션 FET은 고내압 고전압 소자이고, 상기 N 채널형 MOS FET은 저내압 저전압 소자일 수 있다.
이하에서는 도 1 및 도 2a를 참조하여, 본 발명에 따른 초기 바이어스 전원 공급부를 갖는 스위칭 모드 파워 서플라이에서 바이어스 전압(Vcc)을 생성하는 방법에 대해 설명한다.
먼저, 초기 기동 시에는 메인 스위치(Qsw)가 동작하지 않고 노드(N1) 및 트랜지스터(Q1)를 통해 커패시터(C2)가 충전되기 시작한다. 트랜지스터(Q1)는 디플리션 타입의 정션 FET로서 게이트에 전압이 인가되지 않는다고 해도 기본적으로 턴온 상태를 유지한다. 트랜지스터(Q1)가 기본적으로 턴온 상태를 유지하므로, 노드(N1) 를 통한 입력 전압(Vin)이 커패시터(C2)에 그대로 인가되어 충전되며, 커패시터(C2)의 양단에 걸리는 전압인 바이어스 전압(Vcc)은 점진적으로 상승한다.
한편, 상기 바이어스 전압(Vcc)이 PWM 제어기(420)의 동작 전압이 되면 상기 PWM 제어기(420)는 동작하기 시작한다. 이에 따라 상기 PWM 제어기(420)는 메인 스위치(Qsw)를 동작시키기 시작한다.
메인 스위치(Qsw)가 동작을 시작하게 되므로, 3차 코일(L3)을 통하여 커패시터(C2)가 충전되기 시작한다.
한편, 상기 커패시터(C2)에 의한 바이어스 전압(Vcc)이 미리 설정된 기준 전압(Vref)을 초과하는 경우, 상기 PWM 제어기(420)는 하이 레벨의 전기적 신호를 제 2 트랜지스터(Q2)의 게이트에 출력한다. 이에 따라 트랜지스터(Q2)가 턴온된다.
상기 트랜지스터(Q2)가 턴온되면 저항(R3)에 트랜지스터(Q1)의 문턱 전압 또는 그 이상의 전압(문턱 전압보다 높은 절대값 전압)이 인가됨으로써, 결국 상기 트랜지스터(Q1)가 턴오프된다. 물론 이때 상기 트랜지스터(Q1)에 의해 소비되는 전류는 없다. 즉, 상기 커패시터(C2)는 전압(Vin)에 의해 충전되지 않는다.
한편, 이러한 상황에서도 메인 스위치(Qsw)는 계속해서 스위칭하고 있으므로, 바이어스 전압 생성부(500)에 의해 커패시터(C2)에 전압이 충전된다. 즉, 초기 바이어스 전원 공급부(440)의 동작 완료 후에는 바이어스 전압 생성부(500)를 통해서만 커패시터(C2)에 바이어스 전압(Vcc)이 충전된다. 물론, 이후 PWM 제어기(420)가 정상 동작을 수행하므로 바이어스 전압 생성부(500)의 커패시터(C2)에 안정된 바이어스 전압이 계속하여 충전된다.
이상에서 설명한 것은 본 발명에 따른 초기 바이어스 전원 공급부를 갖는 스위칭 모드 파워 서플라이를 실시하기 위한 하나의 실시예에 불과한 것으로서, 본 발명은 상기한 실시예에 한정되지 않고, 이하의 특허청구범위에서 청구하는 바와 같이 본 발명의 요지를 벗어남이 없이 당해 발명이 속하는 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 누구든지 다양한 변경 실시가 가능한 범위까지 본 발명의 기술적 정신이 있다고 할 것이다.
도 1은 본 발명에 따른 초기 바이어스 전원 공급부를 갖는 스위칭 모드 파워 서플라이를 도시한 회로도이다.
도 2a 내지 도 2c 본 발명에 따른 초기 바이어스 전원 공급부를 갖는 스위칭 모드 파워 서플라이에서 다른 형태의 초기 바이어스 전원 공급부를 도시한 회로도이다.
도 3은 본 발명에 따른 초기 바이어스 전원 공급부를 갖는 스위칭 모드 파워 서플라이 중에서 PWM 제어기에 의한 초기 바이오스 전원 공급 중단 방법을 도시한 순서도이다.
< 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명 >
100; 전원 공급부
200; 전원 출력부
300; 피드백 전압 공급부
400; 스위칭 제어부
500; 바이어스 전원 공급부

Claims (13)

  1. 직류 전압을 트랜스포머의 1차 코일에 공급하는 전원 공급부;
    상기 트랜스포머의 2차 코일로부터 직류 전압을 출력하는 전원 출력부;
    상기 전원 출력부의 전압을 감지하고, 이에 대응하는 피드백 전압을 제공하는 피드백 전압 제공부;
    상기 트랜스포머의 1차 코일에 연결되어, 상기 전원 공급부로부터의 전원을 메인 스위치로 스위칭하여 출력 전압을 생성하되, 상기 피드백 전압 제공부로부터의 전압을 참조하여 메인 스위치의 스위칭 주파수를 제어하는 스위칭 제어부; 및,
    상기 트랜스포머의 3차 코일에 연결되어 상기 스위칭 제어부에 바이어스 전압을 제공하는 바이어스 전원 공급부를 포함하고,
    상기 스위칭 제어부는
    상기 전원 공급부와 상기 바이어스 전원 공급부 사이에 연결된 제 1 트랜지스터, 상기 바이어스 전원 공급부와 상기 제 1 트랜지스터의 제어 전극 사이에 연결된 저항, 상기 제 1 트랜지스터의 제어 전극과 접지 사이에 연결된 제 2 트랜지스터로 이루어져 상기 바이어스 전원 공급부가 동작하기 전까지 상기 스위칭 제어부에 초기 바이어스 전압을 공급하는 초기 바이어스 전원 공급부와,
    상기 메인 스위치의 스위칭 주파수를 제어하는 동시에 상기 바이어스 전원 공급부에 의한 바이어스 전압이 기준 전압보다 크면 상기 초기 바이어스 전원 공급부의 동작을 정지시키는 PWM 제어기를 포함하여 이루어진 것을 특징으로 하는 스위 칭 모드 파워 서플라이.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 초기 바이어스 전원 공급부는 상기 제 1 트랜지스터가 상기 1차 코일의 일단에 연결되고, 상기 메인 스위치는 상기 1차 코일의 타단에 연결된 것을 특징으로 하는 스위칭 모드 파워 서플라이.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 초기 바이어스 전원 공급부는 상기 제 1 트랜지스터가 디플리션 타입의 정션 FET인 것을 특징으로 하는 스위칭 모드 파워 서플라이.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 초기 바이어스 전원 공급부는 상기 PWM 제어기에 의해 상기 제 2 트랜지스터가 턴오프되면 상기 제 1 트랜지스터가 턴온됨을 특징으로 하는 스위칭 모드 파워 서플라이.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 초기 바이어스 전원 공급부는 상기 PWM 제어기에 의해 상기 제 2 트랜지스터가 턴온되면 상기 제 1 트랜지스터가 턴오프됨을 특징으로 하는 스위칭 모드 파워 서플라이.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 바이어스 전원 공급부는 상기 3차 코일의 일단과 타단 사이에 커패시터가 연결되고, 상기 초기 바이어스 전원 공급부의 동작시 상기 제 1 트랜지스터가 턴온되어 상기 전원 공급부에 의해 상기 커패시터가 충전됨을 특징으로 하는 스위칭 모드 파워 서플라이.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 PWM 제어기는 상기 바이어스 전원 공급부에 의해 공급되는 전압이 기준 전압보다 크면, 상기 초기 바이어스 전원 공급부의 제 2 트랜지스터를 턴온시킴을 특징으로 하는 스위칭 모드 파워 서플라이.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 PWM 제어기는 상기 바이어스 전원 공급부에 의해 공급되는 전압이 기준 전보다 작으면, 상기 초기 바이어스 전원 공급부의 제 2 트랜지스터를 턴오프시킴을 특징으로 하는 스위칭 모드 파워 서플라이.
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 초기 바이어스 전원 공급부는
    상기 제 2 트랜지스터가 턴온되면, 상기 저항에 전압이 인가되고, 상기 저항 에 인가된 전압에 의해 상기 제 1 트랜지스터가 턴오프됨을 특징으로 하는 스위칭 모드 파워 서플라이.
  10. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 2 트랜지스터와 접지단 사이에는 다이오드 형태의 제 3 트랜지스터가 더 연결된 것을 특징으로 하는 스위칭 모드 파워 서플라이.
  11. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 2 트랜지스터와 접지단 사이에는 저항이 더 연결된 것을 특징으로 하는 스위칭 모드 파워 서플라이.
  12. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 2 트랜지스터의 게이트와 상기 PWM 제어기 사이에는 제1인버터 및 제2인버터가 더 연결된 것을 특징으로 하는 스위칭 모드 파워 서플라이.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 제1인버터 또는 상기 제2인버터와 바이어스 전원 공급부 사이에는 저항이 더 연결된 것을 특징으로 하는 스위칭 모드 파워 서플라이.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
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Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5812385A (en) * 1997-03-08 1998-09-22 Acer Peripherals, Inc. Quickly restartable power supply apparatus
KR20010036172A (ko) * 1999-10-06 2001-05-07 김덕중 펄스폭 변조 신호 발생 장치 및 이를 이용한 스위칭 모드 파워 서플라이
KR20040037584A (ko) * 2002-10-29 2004-05-07 페어차일드코리아반도체 주식회사 펄스 폭 변조 신호 발생 장치 및 이를 포함하는 스위칭모드 파워 서플라이
KR20060096591A (ko) * 2005-03-02 2006-09-13 페어차일드코리아반도체 주식회사 스위칭 모드 파워 서플라이 및 그 바이어스 전압 생성 방법

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5812385A (en) * 1997-03-08 1998-09-22 Acer Peripherals, Inc. Quickly restartable power supply apparatus
KR20010036172A (ko) * 1999-10-06 2001-05-07 김덕중 펄스폭 변조 신호 발생 장치 및 이를 이용한 스위칭 모드 파워 서플라이
KR20040037584A (ko) * 2002-10-29 2004-05-07 페어차일드코리아반도체 주식회사 펄스 폭 변조 신호 발생 장치 및 이를 포함하는 스위칭모드 파워 서플라이
KR20060096591A (ko) * 2005-03-02 2006-09-13 페어차일드코리아반도체 주식회사 스위칭 모드 파워 서플라이 및 그 바이어스 전압 생성 방법

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9754521B2 (en) 2013-03-14 2017-09-05 Samsung Electronics Co., Ltd. Display drive circuit and standby power reduction method thereof

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