JPH11235036A - 自励発振型スイッチング電源装置 - Google Patents
自励発振型スイッチング電源装置Info
- Publication number
- JPH11235036A JPH11235036A JP10027037A JP2703798A JPH11235036A JP H11235036 A JPH11235036 A JP H11235036A JP 10027037 A JP10027037 A JP 10027037A JP 2703798 A JP2703798 A JP 2703798A JP H11235036 A JPH11235036 A JP H11235036A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transistor
- switching
- self
- circuit
- power supply
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
- H02M3/3385—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current
Abstract
(57)【要約】
【課題】 負荷に対する出力電力が比較的広範囲に亘っ
て変化する場合でも、待機状態などの軽負荷時における
発振周波数の上昇による効率の低下を防止した自励発振
型スイッチング電源装置を提供する。 【解決手段】 帰還巻線ＮB に、その起電圧を充電する
コンデンサＣ４１を含む発振周波数制御回路を設ける。
この発振周波数制御回路は、外部からのリモート信号に
よりフォトトランジスタＰＴ２がオフ状態となった時、
制御用トランジスタＱ３を制御して、スイッチング用ト
ランジスタＱ１の自励発振周期のオフ時間を延長する。
て変化する場合でも、待機状態などの軽負荷時における
発振周波数の上昇による効率の低下を防止した自励発振
型スイッチング電源装置を提供する。 【解決手段】 帰還巻線ＮB に、その起電圧を充電する
コンデンサＣ４１を含む発振周波数制御回路を設ける。
この発振周波数制御回路は、外部からのリモート信号に
よりフォトトランジスタＰＴ２がオフ状態となった時、
制御用トランジスタＱ３を制御して、スイッチング用ト
ランジスタＱ１の自励発振周期のオフ時間を延長する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、自励発振型スイ
ッチング電源装置に関するものである。
ッチング電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来より自励発振型スイッチング電源装
置としてリンギングチョークコンバータ（Ringing Chok
e Converter ）が多く用いられている。図９は従来のリ
ンギングチョークコンバータ（以下ＲＣＣという。）の
回路図である。同図に示すように、トランスＴの１次巻
線Ｎ１にはスイッチング用トランジスタＱ１が直列に接
続されていて、トランスＴの帰還巻線ＮB には、フォト
カプラの受光素子であるフォトトランジスタＰＴを含む
制御回路が接続されている。また、スイッチング用トラ
ンジスタＱ１のゲート・ソース間には制御用トランジス
タＱ２が接続されている。
置としてリンギングチョークコンバータ（Ringing Chok
e Converter ）が多く用いられている。図９は従来のリ
ンギングチョークコンバータ（以下ＲＣＣという。）の
回路図である。同図に示すように、トランスＴの１次巻
線Ｎ１にはスイッチング用トランジスタＱ１が直列に接
続されていて、トランスＴの帰還巻線ＮB には、フォト
カプラの受光素子であるフォトトランジスタＰＴを含む
制御回路が接続されている。また、スイッチング用トラ
ンジスタＱ１のゲート・ソース間には制御用トランジス
タＱ２が接続されている。
【０００３】トランスＴの２次巻線Ｎ２の両端には整流
用ダイオードＤ３、平滑用コンデンサＣ５からなる整流
平滑回路が設けられている。またこの整流平滑出力部に
は抵抗Ｒ９，Ｒ１０からなる抵抗分圧回路と、シャント
レギュレータＳＲ、前記フォトカプラの発光ダイオード
ＰＤおよび抵抗Ｒ８による電圧検出回路が設けられてい
る。
用ダイオードＤ３、平滑用コンデンサＣ５からなる整流
平滑回路が設けられている。またこの整流平滑出力部に
は抵抗Ｒ９，Ｒ１０からなる抵抗分圧回路と、シャント
レギュレータＳＲ、前記フォトカプラの発光ダイオード
ＰＤおよび抵抗Ｒ８による電圧検出回路が設けられてい
る。
【０００４】図９に示した回路の動作は次のとおりであ
る。まず、電源が投入された起動時においては、起動抵
抗Ｒ１を介してスイッチング用トランジスタＱ１のゲー
トに電圧が印加されて、スイッチング用トランジスタＱ
１がオンする。これによりトランスＴの１次巻線Ｎ１に
入力電源電圧が印加されて、帰還巻線ＮB に１次巻線Ｎ
１と同極性の電圧が発生する。この電圧信号が抵抗Ｒ２
およびコンデンサＣ２を介してスイッチング用トランジ
スタＱ１のゲートに対して正帰還信号として与えられ
る。一方、帰還巻線ＮB の起電圧によりダイオードＤ
１、抵抗Ｒ３，Ｒ５およびフォトカプラのフォトトラン
ジスタＰＴを介してコンデンサＣ３に充電電流が流れ
る。このコンデンサＣ３の充電電圧が、制御用トランジ
スタＱ２のベース・エミッタ間の順方向電圧を超える
と、この制御用トランジスタＱ２がターンオンする。こ
れによりスイッチング用トランジスタＱ１のゲート・ソ
ース間電圧がほぼ０となってスイッチング用トランジス
タＱ１が強制的にオフされる。このときトランスＴの２
次巻線に、整流ダイオードＤ３に対して順方向の電圧が
発生し、これによりＱ１のオン期間にトランスＴに蓄積
されていたエネルギが２次巻線Ｎ２を介して放出され
る。また、このときコンデンサＣ３は抵抗Ｒ６，Ｒ７、
ダイオードＤ２を介して帰還巻線ＮB のフライバック電
圧により逆充電される。
る。まず、電源が投入された起動時においては、起動抵
抗Ｒ１を介してスイッチング用トランジスタＱ１のゲー
トに電圧が印加されて、スイッチング用トランジスタＱ
１がオンする。これによりトランスＴの１次巻線Ｎ１に
入力電源電圧が印加されて、帰還巻線ＮB に１次巻線Ｎ
１と同極性の電圧が発生する。この電圧信号が抵抗Ｒ２
およびコンデンサＣ２を介してスイッチング用トランジ
スタＱ１のゲートに対して正帰還信号として与えられ
る。一方、帰還巻線ＮB の起電圧によりダイオードＤ
１、抵抗Ｒ３，Ｒ５およびフォトカプラのフォトトラン
ジスタＰＴを介してコンデンサＣ３に充電電流が流れ
る。このコンデンサＣ３の充電電圧が、制御用トランジ
スタＱ２のベース・エミッタ間の順方向電圧を超える
と、この制御用トランジスタＱ２がターンオンする。こ
れによりスイッチング用トランジスタＱ１のゲート・ソ
ース間電圧がほぼ０となってスイッチング用トランジス
タＱ１が強制的にオフされる。このときトランスＴの２
次巻線に、整流ダイオードＤ３に対して順方向の電圧が
発生し、これによりＱ１のオン期間にトランスＴに蓄積
されていたエネルギが２次巻線Ｎ２を介して放出され
る。また、このときコンデンサＣ３は抵抗Ｒ６，Ｒ７、
ダイオードＤ２を介して帰還巻線ＮB のフライバック電
圧により逆充電される。
【０００５】コンデンサＣ３の電圧が制御用トランジス
タＱ２のベース・エミッタ間順方向電圧以下になると、
制御用トランジスタＱ２がオフする。トランスＴに蓄積
されていたエネルギが２次側から放出されて、整流ダイ
オードＤ３の電流が０になると、帰還巻線ＮB に生じる
キック電圧によりスイッチング用トランジスタＱ１が再
びオンする。以降、上記の動作を繰り返す。
タＱ２のベース・エミッタ間順方向電圧以下になると、
制御用トランジスタＱ２がオフする。トランスＴに蓄積
されていたエネルギが２次側から放出されて、整流ダイ
オードＤ３の電流が０になると、帰還巻線ＮB に生じる
キック電圧によりスイッチング用トランジスタＱ１が再
びオンする。以降、上記の動作を繰り返す。
【０００６】ここで、負荷側の出力電圧は抵抗Ｒ９，Ｒ
１０の分圧により検出され、その検出電圧とシャントレ
ギュレータＳＲに対する制御電圧として印加され、検出
電圧に応じてフォトカプラの発光ダイオードＰＤに対す
る通電量を変化させる。これによってフォトカプラの受
光素子であるフォトトランジスタＰＴの受光量が変化
し、そのインピーダンスが変化することにより、コンデ
ンサＣ３の充電時定数が変化する。出力電圧が低下する
ほど上記充電時定数が大きくなるので、出力電圧が低下
するほど、スイッチング用トランジスタＱ１がオンして
から制御用トランジスタＱ２により強制オフされるまで
の時間、すなわちスイッチング用トランジスタＱ１のオ
ン時間が長くなって、出力電圧を上昇させる方向に作用
する。これによって出力電圧が一定となるように定電圧
制御がなされる。
１０の分圧により検出され、その検出電圧とシャントレ
ギュレータＳＲに対する制御電圧として印加され、検出
電圧に応じてフォトカプラの発光ダイオードＰＤに対す
る通電量を変化させる。これによってフォトカプラの受
光素子であるフォトトランジスタＰＴの受光量が変化
し、そのインピーダンスが変化することにより、コンデ
ンサＣ３の充電時定数が変化する。出力電圧が低下する
ほど上記充電時定数が大きくなるので、出力電圧が低下
するほど、スイッチング用トランジスタＱ１がオンして
から制御用トランジスタＱ２により強制オフされるまで
の時間、すなわちスイッチング用トランジスタＱ１のオ
ン時間が長くなって、出力電圧を上昇させる方向に作用
する。これによって出力電圧が一定となるように定電圧
制御がなされる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】図９に示したような従
来のＲＣＣ方式の自励発振型スイッチング電源装置にお
いては、スイッチング用トランジスタＱ１の発振周波数
ｆは入力電力または出力電力に略反比例して変化するこ
とが知られている。これを、出力電力Ｐｏに対する発振
周波数ｆの関係で表せば図１０のようになる。
来のＲＣＣ方式の自励発振型スイッチング電源装置にお
いては、スイッチング用トランジスタＱ１の発振周波数
ｆは入力電力または出力電力に略反比例して変化するこ
とが知られている。これを、出力電力Ｐｏに対する発振
周波数ｆの関係で表せば図１０のようになる。
【０００８】一般に負荷が軽くなる程、スイッチング１
回あたりのスイッチングロスは減少するが、図１０のよ
うに出力電力Ｐｏが小さい程、すなわち負荷が軽くなる
程、発振周波数ｆが高くなり、発振周波数ｆが高くなる
程、単位時間あたりのスイッチングロス発生回数が増す
ので、結局負荷が軽くなってもスイッチングロスの低下
幅は非常に小さい。従って、負荷が軽い程、電源装置と
しての効率が低下することになる。
回あたりのスイッチングロスは減少するが、図１０のよ
うに出力電力Ｐｏが小さい程、すなわち負荷が軽くなる
程、発振周波数ｆが高くなり、発振周波数ｆが高くなる
程、単位時間あたりのスイッチングロス発生回数が増す
ので、結局負荷が軽くなってもスイッチングロスの低下
幅は非常に小さい。従って、負荷が軽い程、電源装置と
しての効率が低下することになる。
【０００９】このような軽負荷状態におけるスイッチン
グロスを減少させるためには、定格負荷における発振周
波数が低くなるように回路定数を設計すればよいが、電
源装置が極めて軽い負荷から重い負荷まで広範囲に亘っ
て対応しなければならない場合には、軽負荷時の発振周
波数ｆは相対的に高くならざるを得ない。すなわち一般
に定格負荷における発振周波数は、トランスの磁束密度
等の部品の要因や、リップル、ノイズ等の要因によって
決定され、発振周波数を低くしすぎるとトランスの飽和
等が生じてしまう。
グロスを減少させるためには、定格負荷における発振周
波数が低くなるように回路定数を設計すればよいが、電
源装置が極めて軽い負荷から重い負荷まで広範囲に亘っ
て対応しなければならない場合には、軽負荷時の発振周
波数ｆは相対的に高くならざるを得ない。すなわち一般
に定格負荷における発振周波数は、トランスの磁束密度
等の部品の要因や、リップル、ノイズ等の要因によって
決定され、発振周波数を低くしすぎるとトランスの飽和
等が生じてしまう。
【００１０】この発明の目的は、負荷に対する出力電力
が比較的広範囲に亘って変化する場合でも、軽負荷時に
おける発振周波数の上昇による効率の低下を防止した自
励発振型スイッチング電源装置を提供することにある。
が比較的広範囲に亘って変化する場合でも、軽負荷時に
おける発振周波数の上昇による効率の低下を防止した自
励発振型スイッチング電源装置を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】この発明の請求項１に係
る自励発振型スイッチング電源装置は、１次巻線Ｎ１、
２次巻線Ｎ２、および帰還巻線ＮB を有するトランスＴ
と、前記帰還巻線ＮBからの帰還信号を受けて自励発振
し、前記１次巻線の電流を断続するスイッチング用トラ
ンジスタＱ１と、前記２次巻線に接続された整流平滑回
路とを備えたリンギング・チョーク・コンバータ方式の
自励発振型スイッチング電源装置において、前記スイッ
チング用トランジスタＱ１に入力される制御信号を制御
する制御用トランジスタＱ３を備え、該制御用トランジ
スタＱ３を制御して前記スイッチング用トランジスタＱ
１の自励発振周期のオフ時間を延長する発振周波数制御
回路と、リモート信号を受けて前記制御用トランジスタ
Ｑ３の制御を禁止する発振周波数制御解除回路を設け
る。
る自励発振型スイッチング電源装置は、１次巻線Ｎ１、
２次巻線Ｎ２、および帰還巻線ＮB を有するトランスＴ
と、前記帰還巻線ＮBからの帰還信号を受けて自励発振
し、前記１次巻線の電流を断続するスイッチング用トラ
ンジスタＱ１と、前記２次巻線に接続された整流平滑回
路とを備えたリンギング・チョーク・コンバータ方式の
自励発振型スイッチング電源装置において、前記スイッ
チング用トランジスタＱ１に入力される制御信号を制御
する制御用トランジスタＱ３を備え、該制御用トランジ
スタＱ３を制御して前記スイッチング用トランジスタＱ
１の自励発振周期のオフ時間を延長する発振周波数制御
回路と、リモート信号を受けて前記制御用トランジスタ
Ｑ３の制御を禁止する発振周波数制御解除回路を設け
る。
【００１２】この構成によれば、発振周波数制御回路に
よって、スイッチング用トランジスタＱ１を制御する制
御用トランジスタＱ３が制御されて、スイッチング用ト
ランジスタＱ１の自励発振周期のオフ時間が延長され
る。従って、この発振周波数制御回路が存在しない場合
に比べて、スイッチング用トランジスタＱ１のスイッチ
ング周波数が低下することになる。そして、外部からリ
モート信号を受けた時、制御用トランジスタＱ３の制御
が禁止されて、本来のＲＣＣ方式のスイッチング電源装
置として作用し、広範囲な負荷に対応して電源電圧を発
生させることができる。
よって、スイッチング用トランジスタＱ１を制御する制
御用トランジスタＱ３が制御されて、スイッチング用ト
ランジスタＱ１の自励発振周期のオフ時間が延長され
る。従って、この発振周波数制御回路が存在しない場合
に比べて、スイッチング用トランジスタＱ１のスイッチ
ング周波数が低下することになる。そして、外部からリ
モート信号を受けた時、制御用トランジスタＱ３の制御
が禁止されて、本来のＲＣＣ方式のスイッチング電源装
置として作用し、広範囲な負荷に対応して電源電圧を発
生させることができる。
【００１３】また、この発明の請求項２に係る自励発振
型スイッチング電源装置は、前記スイッチング用トラン
ジスタＱ１の制御信号入力部に対して起動用信号を供給
する起動回路を設けるとともに、前記スイッチング用ト
ランジスタＱ１の制御信号入力部と前記帰還巻線ＮB と
の間に該帰還巻線ＮB の起電圧を平滑整流する整流平滑
回路を設ける。
型スイッチング電源装置は、前記スイッチング用トラン
ジスタＱ１の制御信号入力部に対して起動用信号を供給
する起動回路を設けるとともに、前記スイッチング用ト
ランジスタＱ１の制御信号入力部と前記帰還巻線ＮB と
の間に該帰還巻線ＮB の起電圧を平滑整流する整流平滑
回路を設ける。
【００１４】この構成によれば、前記起動回路と前記整
流平滑回路との両方からの電流がスイッチング用トラン
ジスタに対する制御信号となる。このスイッチング用ト
ランジスタに対する制御信号によって、スイッチング用
トランジスタのオフ期間が変わるため、前記整流平滑回
路を設けることによって、発振周波数を高めることがで
きる。
流平滑回路との両方からの電流がスイッチング用トラン
ジスタに対する制御信号となる。このスイッチング用ト
ランジスタに対する制御信号によって、スイッチング用
トランジスタのオフ期間が変わるため、前記整流平滑回
路を設けることによって、発振周波数を高めることがで
きる。
【００１５】待機状態では前記発振周波数制御回路の作
用によってスイッチング用トランジスタＱ１のスイッチ
ング周波数が低下することにより、電力損失が低減でき
るが、スイッチング周波数があまりに低下して可聴周波
数帯に入ると、音響上の雑音が問題となる。そこで、前
記整流平滑回路を設けることによって、この問題が解消
できる。なお、起動回路からの起動電流を増せば、スイ
ッチング用トランジスタのオフ時間を短くして発振周波
数を高めることができるが、この起動回路からの電流は
待機状態の有無にかかわらず常に流れるものであるた
め、その場合には起動回路による電力損失が増すことに
なる。前記整流平滑回路を設ければこの問題が解消され
る。すなわちスイッチング用トランジスタのオフ時間と
起動回路に流れる起動電流とが或る範囲で独立に設定可
能となる。
用によってスイッチング用トランジスタＱ１のスイッチ
ング周波数が低下することにより、電力損失が低減でき
るが、スイッチング周波数があまりに低下して可聴周波
数帯に入ると、音響上の雑音が問題となる。そこで、前
記整流平滑回路を設けることによって、この問題が解消
できる。なお、起動回路からの起動電流を増せば、スイ
ッチング用トランジスタのオフ時間を短くして発振周波
数を高めることができるが、この起動回路からの電流は
待機状態の有無にかかわらず常に流れるものであるた
め、その場合には起動回路による電力損失が増すことに
なる。前記整流平滑回路を設ければこの問題が解消され
る。すなわちスイッチング用トランジスタのオフ時間と
起動回路に流れる起動電流とが或る範囲で独立に設定可
能となる。
【００１６】
【発明の実施の形態】この発明の第１の実施形態である
自励発振型スイッチング電源装置の構成を図１〜図４を
参照して説明する。
自励発振型スイッチング電源装置の構成を図１〜図４を
参照して説明する。
【００１７】図１は同装置の回路図であり、トランスＴ
の１次巻線Ｎ１にＭＯＳ−ＦＥＴであるスイッチング用
トランジスタＱ１を直列に接続していて、トランスＴの
帰還巻線ＮB には、スイッチング用トランジスタＱ１に
対する帰還回路を構成している。トランスＴの２次巻線
Ｎ２には整流用ダイオードＤ３、平滑用コンデンサＣ５
からなる整流平滑回路を設けている。またこの整流平滑
回路の出力部には、抵抗Ｒ９，Ｒ１０からなる抵抗分圧
回路と、シャントレギュレータＳＲ、第１のフォトカプ
ラの発光素子ＰＤ１および抵抗Ｒ８による電圧検出回路
を設けている。
の１次巻線Ｎ１にＭＯＳ−ＦＥＴであるスイッチング用
トランジスタＱ１を直列に接続していて、トランスＴの
帰還巻線ＮB には、スイッチング用トランジスタＱ１に
対する帰還回路を構成している。トランスＴの２次巻線
Ｎ２には整流用ダイオードＤ３、平滑用コンデンサＣ５
からなる整流平滑回路を設けている。またこの整流平滑
回路の出力部には、抵抗Ｒ９，Ｒ１０からなる抵抗分圧
回路と、シャントレギュレータＳＲ、第１のフォトカプ
ラの発光素子ＰＤ１および抵抗Ｒ８による電圧検出回路
を設けている。
【００１８】図１においてＰＤ２は、第２のフォトカプ
ラの発光素子であり、外部より与えられるリモート信号
ＲＥＭがハイレベルの時、これが発光してその受光素子
であるフォトトランジスタＰＴ２がオンする。Ｑ３はこ
の発明に係る制御用トランジスタであり、スイッチング
用トランジスタＱ１のゲート・ソース間に、ダイオード
Ｄ４１を介して接続している。定常状態（待機状態でな
い状態）においては上記リモート信号ＲＥＭはハイレベ
ルである。そのため制御用トランジスタＱ３はオフ状態
を保つ。これにより従来のＲＣＣ方式の自励発振型スイ
ッチング電源装置として動作する。負荷が待機状態（例
えば、リモコンを備えた電子機器において機器本体の電
源が遮断されていて、リモコンの受信回路のみが通電し
ているような状態）となってリモート信号ＲＥＭがロー
レベルになれば、第２のフォトカプラのフォトトランジ
スタＰＴ２はオフ状態となって、制御用トランジスタＱ
３はそのベースに接続されている回路に応じてオン・オ
フする。
ラの発光素子であり、外部より与えられるリモート信号
ＲＥＭがハイレベルの時、これが発光してその受光素子
であるフォトトランジスタＰＴ２がオンする。Ｑ３はこ
の発明に係る制御用トランジスタであり、スイッチング
用トランジスタＱ１のゲート・ソース間に、ダイオード
Ｄ４１を介して接続している。定常状態（待機状態でな
い状態）においては上記リモート信号ＲＥＭはハイレベ
ルである。そのため制御用トランジスタＱ３はオフ状態
を保つ。これにより従来のＲＣＣ方式の自励発振型スイ
ッチング電源装置として動作する。負荷が待機状態（例
えば、リモコンを備えた電子機器において機器本体の電
源が遮断されていて、リモコンの受信回路のみが通電し
ているような状態）となってリモート信号ＲＥＭがロー
レベルになれば、第２のフォトカプラのフォトトランジ
スタＰＴ２はオフ状態となって、制御用トランジスタＱ
３はそのベースに接続されている回路に応じてオン・オ
フする。
【００１９】図１において１が本願発明に係る発振周波
数制御回路に相当し、２が本願発明に係る発振周波数制
御解除回路に相当する。
数制御回路に相当し、２が本願発明に係る発振周波数制
御解除回路に相当する。
【００２０】次に、待機時における動作を図３および図
４を参照して、各段階毎に示す。図３および図４は、図
１各部の電圧および波形を示す図である。両図において
ＶNBは帰還巻線ＮB の電圧、Ｖｃ４１はコンデンサＣ４
１の両端電圧、ＶBEは制御用トランジスタＱ３のベース
・エミッタ間電圧、ＶG はスイッチング用トランジスタ
Ｑ１のゲート・ソース間電圧、Ｖｄはスイッチング用ト
ランジスタＱ１のドレイン電圧、Ｉｄはそのドレイン電
流、ＩD3は２次側の整流ダイオードＤ３に流れる電流波
形をそれぞれ示している。両図において（Ｂ）は（Ａ）
の時間軸を１０倍に引き延ばしたものである。図中の
(a) 〜(d) のタイミングにおける動作は次のとおりであ
る。
４を参照して、各段階毎に示す。図３および図４は、図
１各部の電圧および波形を示す図である。両図において
ＶNBは帰還巻線ＮB の電圧、Ｖｃ４１はコンデンサＣ４
１の両端電圧、ＶBEは制御用トランジスタＱ３のベース
・エミッタ間電圧、ＶG はスイッチング用トランジスタ
Ｑ１のゲート・ソース間電圧、Ｖｄはスイッチング用ト
ランジスタＱ１のドレイン電圧、Ｉｄはそのドレイン電
流、ＩD3は２次側の整流ダイオードＤ３に流れる電流波
形をそれぞれ示している。両図において（Ｂ）は（Ａ）
の時間軸を１０倍に引き延ばしたものである。図中の
(a) 〜(d) のタイミングにおける動作は次のとおりであ
る。
【００２１】(a) 先ず、入力電源電圧Ｖｉｎが印加され
ると、抵抗Ｒ１，Ｒ１２、およびスイッチング用トラン
ジスタＱ１のゲート・ソース間の入力容量により決まる
時定数によってＱ１のゲート電位が上昇する。この電圧
がしきい値電圧に達すると、Ｑ１はターンオンする。こ
の時、帰還巻線ＮB に生じる電圧によって、ダイオード
Ｄ４２を介してコンデンサＣ４１が充電され、制御用ト
ランジスタＱ３のベース電位が上昇する。しかし、この
ときの帰還巻線ＮB の起電圧はツェナダイオードＤ４４
のツェナ電圧を超えるように設定している。より正確に
は、ＶNB≧ＶF＋ＶZ ＋（１＋Ｒ４３／Ｒ４４）Ｖbeと
なるように設定している。ここでＶF はダイオードＤ４
３の順方向降下電圧、ＶZ はツェナダイオードＤ４４の
ツェナ電圧、ＶbeはトランジスタＱ４のオンに要するベ
ース・エミッタ間電圧である。従って、制御用トランジ
スタＱ３がオンする前にトランジスタＱ４がオンし、こ
れによりＱ３のベース電位が零となるので、Ｑ３はオフ
のままとなる。図３（Ｂ）において矢印で示す電位がツ
ェナダイオードＤ４４のツェナ電圧（正確には、その電
圧にダイオードＤ４３の順方向電圧を加算した電圧）で
ある。
ると、抵抗Ｒ１，Ｒ１２、およびスイッチング用トラン
ジスタＱ１のゲート・ソース間の入力容量により決まる
時定数によってＱ１のゲート電位が上昇する。この電圧
がしきい値電圧に達すると、Ｑ１はターンオンする。こ
の時、帰還巻線ＮB に生じる電圧によって、ダイオード
Ｄ４２を介してコンデンサＣ４１が充電され、制御用ト
ランジスタＱ３のベース電位が上昇する。しかし、この
ときの帰還巻線ＮB の起電圧はツェナダイオードＤ４４
のツェナ電圧を超えるように設定している。より正確に
は、ＶNB≧ＶF＋ＶZ ＋（１＋Ｒ４３／Ｒ４４）Ｖbeと
なるように設定している。ここでＶF はダイオードＤ４
３の順方向降下電圧、ＶZ はツェナダイオードＤ４４の
ツェナ電圧、ＶbeはトランジスタＱ４のオンに要するベ
ース・エミッタ間電圧である。従って、制御用トランジ
スタＱ３がオンする前にトランジスタＱ４がオンし、こ
れによりＱ３のベース電位が零となるので、Ｑ３はオフ
のままとなる。図３（Ｂ）において矢印で示す電位がツ
ェナダイオードＤ４４のツェナ電圧（正確には、その電
圧にダイオードＤ４３の順方向電圧を加算した電圧）で
ある。
【００２２】(b) その後、第１のフォトカプラを介した
フィードバック信号により決まる時間の後、スイッチン
グ用トランジスタＱ１はターンオフする。これにより、
トランジスタＱ４のベース電位が低下して、Ｑ４がオフ
するので、コンデンサＣ４１に充電されていた電荷が抵
抗Ｒ４１を通じて制御用トランジスタＱ３のベースに流
れて、Ｑ３がオンする。
フィードバック信号により決まる時間の後、スイッチン
グ用トランジスタＱ１はターンオフする。これにより、
トランジスタＱ４のベース電位が低下して、Ｑ４がオフ
するので、コンデンサＣ４１に充電されていた電荷が抵
抗Ｒ４１を通じて制御用トランジスタＱ３のベースに流
れて、Ｑ３がオンする。
【００２３】(c) トランスＴの２次電流ｉｓが０になる
と、帰還巻線ＮB の両端電圧は振動する。しかし、その
電圧は図３（Ｂ）に示すように、ツェナダイオードＤ４
４のツェナ電圧を超えないため（より正確には、ＶNB＜
ＶF ＋ＶZ ＋（１＋Ｒ４３／Ｒ４４）Ｖbeの関係となる
ため）、トランジスタＱ４はオフしたままである。従っ
て、制御用トランジスタＱ３はオンのままであり、本来
のＲＣＣ動作によりターンオンする時間になってもスイ
ッチング用トランジスタＱ１はオンしない。すなわち、
オフ時間が延長される。
と、帰還巻線ＮB の両端電圧は振動する。しかし、その
電圧は図３（Ｂ）に示すように、ツェナダイオードＤ４
４のツェナ電圧を超えないため（より正確には、ＶNB＜
ＶF ＋ＶZ ＋（１＋Ｒ４３／Ｒ４４）Ｖbeの関係となる
ため）、トランジスタＱ４はオフしたままである。従っ
て、制御用トランジスタＱ３はオンのままであり、本来
のＲＣＣ動作によりターンオンする時間になってもスイ
ッチング用トランジスタＱ１はオンしない。すなわち、
オフ時間が延長される。
【００２４】(d) コンデンサＣ４１の電荷は抵抗Ｒ４
１，Ｒ４２により放電し、コンデンサ４１の両端電圧の
低下に伴い、制御用トランジスタＱ３のベース電位がベ
ース・エミッタ間順方向電圧未満になると、Ｑ３はオフ
する。
１，Ｒ４２により放電し、コンデンサ４１の両端電圧の
低下に伴い、制御用トランジスタＱ３のベース電位がベ
ース・エミッタ間順方向電圧未満になると、Ｑ３はオフ
する。
【００２５】制御用トランジスタＱ３がオフしても直ち
にスイッチング用トランジスタＱ１はオンせず、その
後、スイッチング用トランジスタＱ１のゲート電位が、
抵抗Ｒ１，Ｒ１２およびＱ１のゲート・ソース間の入力
容量により決まる時定数によって上昇し、この電圧がし
きい値電圧に達したときＱ１がターンオンする。これに
より(a) の状態に戻る。以降、上記(a) 〜(d) を繰り返
すことになる。
にスイッチング用トランジスタＱ１はオンせず、その
後、スイッチング用トランジスタＱ１のゲート電位が、
抵抗Ｒ１，Ｒ１２およびＱ１のゲート・ソース間の入力
容量により決まる時定数によって上昇し、この電圧がし
きい値電圧に達したときＱ１がターンオンする。これに
より(a) の状態に戻る。以降、上記(a) 〜(d) を繰り返
すことになる。
【００２６】このように外部からのリモート信号が待機
状態を示す信号である時、スイッチング用トランジスタ
Ｑ１の自励発振周期のオフ時間が延長されて、発振周波
数ｆは抑えられる。
状態を示す信号である時、スイッチング用トランジスタ
Ｑ１の自励発振周期のオフ時間が延長されて、発振周波
数ｆは抑えられる。
【００２７】リモート信号が定常状態（非待機状態）す
なわちフォトトランジスタＰＴ２がオン状態となれば、
既に述べたように、制御用トランジスタＱ３はオフ状態
を維持し、上記のスイッチング用トランジスタＱ１の自
励発振周期のオフ時間を延長する発振周波数制御回路１
が無効となって、通常のＲＣＣ方式の自励発振型スイッ
チング電源装置として作用する。もし制御用トランジス
タＱ３がオフ状態のままであれば、スイッチング用トラ
ンジスタＱ１は、トランスＴの２次側の整流ダイオード
Ｄ３がカットオフになって電流ｉｓが０になったときに
発生するキック電圧によってターンオンするため、図３
における(c) のタイミングでスイッチング用トランジス
タＱ１がターンオンして、高い周波数で発振することに
なる。
なわちフォトトランジスタＰＴ２がオン状態となれば、
既に述べたように、制御用トランジスタＱ３はオフ状態
を維持し、上記のスイッチング用トランジスタＱ１の自
励発振周期のオフ時間を延長する発振周波数制御回路１
が無効となって、通常のＲＣＣ方式の自励発振型スイッ
チング電源装置として作用する。もし制御用トランジス
タＱ３がオフ状態のままであれば、スイッチング用トラ
ンジスタＱ１は、トランスＴの２次側の整流ダイオード
Ｄ３がカットオフになって電流ｉｓが０になったときに
発生するキック電圧によってターンオンするため、図３
における(c) のタイミングでスイッチング用トランジス
タＱ１がターンオンして、高い周波数で発振することに
なる。
【００２８】上記電源装置の出力電力と発振周波数との
関係を図２に示す。このように待機状態では発振周波数
は強制的に低く抑えられてスイッチング損失が低減され
る。また、非待機状態では負荷が重くなる程、発振周波
数が低くなって、電流容量の大きな電源装置として動作
することになる。
関係を図２に示す。このように待機状態では発振周波数
は強制的に低く抑えられてスイッチング損失が低減され
る。また、非待機状態では負荷が重くなる程、発振周波
数が低くなって、電流容量の大きな電源装置として動作
することになる。
【００２９】なお、図１に示した例では、図９と異な
り、抵抗Ｒ１３とツェナダイオードＺＤの直列回路を抵
抗Ｒ３に並列に接続している。この部分の構成により、
入力電源電圧Ｖｉｎが高い程、コンデンサＣ３に対する
充電時定数が小さくなり、過電流保護の作動点がＶｉｎ
の影響を受けにくくなる。
り、抵抗Ｒ１３とツェナダイオードＺＤの直列回路を抵
抗Ｒ３に並列に接続している。この部分の構成により、
入力電源電圧Ｖｉｎが高い程、コンデンサＣ３に対する
充電時定数が小さくなり、過電流保護の作動点がＶｉｎ
の影響を受けにくくなる。
【００３０】次に第２の実施形態に係る自励発振型スイ
ッチング電源装置の回路図を図５に示す。図１に示した
回路と異なる点は、リモート信号を受ける第２のフォト
カプラの受光素子であるフォトトランジスタＰＴ２の回
路上の位置である。すなわち、この例ではＰＴ２を抵抗
Ｒ４１に直列に接続している。この回路構成によれば、
ＰＴ２のオン・オフ変化による、抵抗Ｒ４１，Ｒ４２お
よびフォトトランジスタＰＴ２による抵抗分圧比の変化
が図１に示した場合と逆関係となるので、ＰＴ２がオン
の時、制御用トランジスタＱ３がオン・オフを繰り返
し、ＰＴ２がオフの時、制御用トランジスタＱ３はオフ
状態を保つことになる。
ッチング電源装置の回路図を図５に示す。図１に示した
回路と異なる点は、リモート信号を受ける第２のフォト
カプラの受光素子であるフォトトランジスタＰＴ２の回
路上の位置である。すなわち、この例ではＰＴ２を抵抗
Ｒ４１に直列に接続している。この回路構成によれば、
ＰＴ２のオン・オフ変化による、抵抗Ｒ４１，Ｒ４２お
よびフォトトランジスタＰＴ２による抵抗分圧比の変化
が図１に示した場合と逆関係となるので、ＰＴ２がオン
の時、制御用トランジスタＱ３がオン・オフを繰り返
し、ＰＴ２がオフの時、制御用トランジスタＱ３はオフ
状態を保つことになる。
【００３１】次に、第３の実施形態に係る自励発振型ス
イッチング電源装置の回路図を図６に示す。この例は、
図１に示した回路において、スイッチング用トランジス
タＱ１をバイポーラ・トランジスタとしたものに相当す
る。また、これにともない帰還巻線ＮB からスイッチン
グ用トランジスタＱ１のベースへの帰還経路にダイオー
ドＤ５０を設けている。このように回路を構成すれば、
帰還巻線ＮB からの電流信号がスイッチング用トランジ
スタＱ１のベースへ正帰還される。その他の回路全体の
動作は第１の実施形態の場合と同様である。
イッチング電源装置の回路図を図６に示す。この例は、
図１に示した回路において、スイッチング用トランジス
タＱ１をバイポーラ・トランジスタとしたものに相当す
る。また、これにともない帰還巻線ＮB からスイッチン
グ用トランジスタＱ１のベースへの帰還経路にダイオー
ドＤ５０を設けている。このように回路を構成すれば、
帰還巻線ＮB からの電流信号がスイッチング用トランジ
スタＱ１のベースへ正帰還される。その他の回路全体の
動作は第１の実施形態の場合と同様である。
【００３２】図７は第４の実施形態に係る自励発振型ス
イッチング電源装置の回路図である。この例は、図５に
示した回路において、スイッチング用トランジスタＱ１
をバイポーラ・トランジスタにしたものに相当する。回
路全体の動作は第２の実施形態の場合と同様である。
イッチング電源装置の回路図である。この例は、図５に
示した回路において、スイッチング用トランジスタＱ１
をバイポーラ・トランジスタにしたものに相当する。回
路全体の動作は第２の実施形態の場合と同様である。
【００３３】このようにスイッチング用トランジスタと
してバイポーラ・トランジスタを用いれば、待機状態で
のベース駆動電流が小さくてよいので、待機状態におけ
る電力損失をさらに低減できる。一方、スイッチング用
トランジスタとしてＭＯＳ−ＦＥＴを用いれば、そのオ
ン抵抗が低いという特性が活かされて、定常状態（非待
機状態）での電力損失を低減できる。
してバイポーラ・トランジスタを用いれば、待機状態で
のベース駆動電流が小さくてよいので、待機状態におけ
る電力損失をさらに低減できる。一方、スイッチング用
トランジスタとしてＭＯＳ−ＦＥＴを用いれば、そのオ
ン抵抗が低いという特性が活かされて、定常状態（非待
機状態）での電力損失を低減できる。
【００３４】次に第５の実施形態に係る自励発振型スイ
ッチング電源装置の回路図を図８に示す。この例は、図
１に示した回路に対して、請求項２に係る整流平滑回路
を付加したものに相当する。図８において、４は、帰還
巻線ＮB の起電圧を整流するダイオードＤ４５、その整
流電圧を平滑するコンデンサＣ４２、および平滑電圧を
スイッチング用トランジスタＱ１のゲートへ印加する抵
抗Ｒ４５からなる整流平滑回路である。３は、スイッチ
ング用トランジスタＱ１のゲートに対して起動電流を供
給する起動抵抗Ｒ１からなる起動回路である。図８のそ
の他の構成は図１に示したものと同様である。
ッチング電源装置の回路図を図８に示す。この例は、図
１に示した回路に対して、請求項２に係る整流平滑回路
を付加したものに相当する。図８において、４は、帰還
巻線ＮB の起電圧を整流するダイオードＤ４５、その整
流電圧を平滑するコンデンサＣ４２、および平滑電圧を
スイッチング用トランジスタＱ１のゲートへ印加する抵
抗Ｒ４５からなる整流平滑回路である。３は、スイッチ
ング用トランジスタＱ１のゲートに対して起動電流を供
給する起動抵抗Ｒ１からなる起動回路である。図８のそ
の他の構成は図１に示したものと同様である。
【００３５】図８において、スイッチング用トランジス
タＱ１のオン期間に帰還巻線ＮB に発生する起電圧がコ
ンデンサＣ４２に充電される。スイッチング用トランジ
スタＱ１がオフ期間であるとき、コンデンサＣ４２の電
荷が抵抗Ｒ４５を介して抵抗Ｒ１２に対する電流とし
て、およびスイッチング用トランジスタＱ１のゲート・
ソース間容量に対する充電電流として流れる。一方、起
動抵抗Ｒ１からも抵抗Ｒ１２に対して、およびスイッチ
ング用トランジスタＱ１のゲート・ソース間容量に対し
て電流が流れる。すなわち、整流平滑回路４と起動回路
３からの合成電流がスイッチング用トランジスタＱ１の
ゲート・ソース間容量に対して流れることになる。
タＱ１のオン期間に帰還巻線ＮB に発生する起電圧がコ
ンデンサＣ４２に充電される。スイッチング用トランジ
スタＱ１がオフ期間であるとき、コンデンサＣ４２の電
荷が抵抗Ｒ４５を介して抵抗Ｒ１２に対する電流とし
て、およびスイッチング用トランジスタＱ１のゲート・
ソース間容量に対する充電電流として流れる。一方、起
動抵抗Ｒ１からも抵抗Ｒ１２に対して、およびスイッチ
ング用トランジスタＱ１のゲート・ソース間容量に対し
て電流が流れる。すなわち、整流平滑回路４と起動回路
３からの合成電流がスイッチング用トランジスタＱ１の
ゲート・ソース間容量に対して流れることになる。
【００３６】このスイッチング用トランジスタのゲート
に対する電流（制御信号）が大きいほどスイッチング用
トランジスタのオフ期間が短くなるため、前記整流平滑
回路４を設けることによって、発振周波数を高めること
ができる。
に対する電流（制御信号）が大きいほどスイッチング用
トランジスタのオフ期間が短くなるため、前記整流平滑
回路４を設けることによって、発振周波数を高めること
ができる。
【００３７】待機状態では発振周波数制御回路１の作用
によってスイッチング用トランジスタＱ１のスイッチン
グ周波数が低下することにより、電力損失が低減できる
が、スイッチング周波数があまりに低下して可聴周波数
帯に入るのを防止することができる。しかも、発振を高
めるために起動回路からの起動電流を増す必要がないた
め、起動回路からの電流を必要最低限に設定でき、この
ことによって起動回路による電力損失を低減することが
できる。
によってスイッチング用トランジスタＱ１のスイッチン
グ周波数が低下することにより、電力損失が低減できる
が、スイッチング周波数があまりに低下して可聴周波数
帯に入るのを防止することができる。しかも、発振を高
めるために起動回路からの起動電流を増す必要がないた
め、起動回路からの電流を必要最低限に設定でき、この
ことによって起動回路による電力損失を低減することが
できる。
【００３８】なお、同様に、図５、図６、図７に示した
回路に前記整流平滑回路４を付加してもよく、同様の効
果が得られる。
回路に前記整流平滑回路４を付加してもよく、同様の効
果が得られる。
【００３９】
【発明の効果】請求項１に記載の発明によれば、発振周
波数制御回路により、待機状態でのスイッチング用トラ
ンジスタＱ１のスイッチング周波数が低下するため、待
機状態における電力損失を低減でき、定常状態では外部
からリモート信号により、本来のＲＣＣ方式のスイッチ
ング電源装置として作用し、広範囲な負荷に対応して電
源電圧を発生させることができる。
波数制御回路により、待機状態でのスイッチング用トラ
ンジスタＱ１のスイッチング周波数が低下するため、待
機状態における電力損失を低減でき、定常状態では外部
からリモート信号により、本来のＲＣＣ方式のスイッチ
ング電源装置として作用し、広範囲な負荷に対応して電
源電圧を発生させることができる。
【００４０】請求項２に記載の発明によれば、待機状態
での発振周波数制御回路の作用によってスイッチング用
トランジスタＱ１のスイッチング周波数があまりに低下
することの問題が解消され、しかも起動回路による電力
損失を抑えることができる。
での発振周波数制御回路の作用によってスイッチング用
トランジスタＱ１のスイッチング周波数があまりに低下
することの問題が解消され、しかも起動回路による電力
損失を抑えることができる。
【図１】第１の実施形態に係る自励発振型スイッチング
電源装置の回路図
電源装置の回路図
【図２】同装置の出力電力と発振周波数との関係を示す
図
図
【図３】同装置各部の波形図
【図４】同装置各部の波形図
【図５】第２の実施形態に係る自励発振型スイッチング
電源装置の回路図
電源装置の回路図
【図６】第３の実施形態に係る自励発振型スイッチング
電源装置の回路図
電源装置の回路図
【図７】第４の実施形態に係る自励発振型スイッチング
電源装置の回路図
電源装置の回路図
【図８】第５の実施形態に係る自励発振型スイッチング
電源装置の回路図
電源装置の回路図
【図９】従来の自励発振型スイッチング電源装置の回路
図
図
【図１０】従来の自励発振型スイッチング電源装置にお
ける出力電力と発振周波数との関係を示す図
ける出力電力と発振周波数との関係を示す図
１−発振周波数制御回路 ２−発振周波数制御解除回路 ３−起動回路 ４−整流平滑回路 Ｔ−トランス Ｎ１−１次巻線 Ｎ２−２次巻線 ＮB −帰還巻線 Ｑ１−スイッチング用トランジスタ Ｑ２〜Ｑ４−制御用トランジスタ ＰＤ１，ＰＤ２−フォトカプラの発光素子 ＰＴ１，ＰＴ２−フォトカプラの受光素子（フォトトラ
ンジスタ） Ｒ１−起動抵抗 Ｄ４４−ツェナダイオード
ンジスタ） Ｒ１−起動抵抗 Ｄ４４−ツェナダイオード
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 西田 映雄 京都府長岡京市天神二丁目26番10号 株式 会社村田製作所内
Claims (2)
- 【請求項１】 １次巻線Ｎ１、２次巻線Ｎ２、および帰
還巻線ＮB を有するトランスＴと、前記帰還巻線ＮB か
らの帰還信号を受けて自励発振し、前記１次巻線の電流
を断続するスイッチング用トランジスタＱ１と、前記２
次巻線に接続された整流平滑回路とを備えたリンギング
・チョーク・コンバータ方式の自励発振型スイッチング
電源装置において、 前記スイッチング用トランジスタＱ１に入力される制御
信号を制御する制御用トランジスタＱ３を備え、該制御
用トランジスタＱ３を制御して前記スイッチング用トラ
ンジスタＱ１の自励発振周期のオフ時間を延長する発振
周波数制御回路と、リモート信号を受けて前記制御用ト
ランジスタＱ３の制御を禁止する発振周波数制御解除回
路を設けたことを特徴とする自励発振型スイッチング電
源装置。 - 【請求項２】 前記スイッチング用トランジスタＱ１の
制御信号入力部に対して起動用信号を供給する起動回路
を設けるとともに、前記スイッチング用トランジスタＱ
１の制御信号入力部と前記帰還巻線ＮB との間に該帰還
巻線ＮB の起電圧を平滑整流する整流平滑回路を設けた
ことを特徴とする請求項１に記載の自励発振型スイッチ
ング電源装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10027037A JPH11235036A (ja) | 1998-02-09 | 1998-02-09 | 自励発振型スイッチング電源装置 |
| US09/234,958 US6285566B1 (en) | 1998-02-09 | 1999-01-21 | RCC power supply with remote disabling of oscillation frequency control |
| EP99102088A EP0935332A3 (en) | 1998-02-09 | 1999-02-02 | Self-oscillation switching power supply apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10027037A JPH11235036A (ja) | 1998-02-09 | 1998-02-09 | 自励発振型スイッチング電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11235036A true JPH11235036A (ja) | 1999-08-27 |
Family
ID=12209883
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10027037A Pending JPH11235036A (ja) | 1998-02-09 | 1998-02-09 | 自励発振型スイッチング電源装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6285566B1 (ja) |
| EP (1) | EP0935332A3 (ja) |
| JP (1) | JPH11235036A (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003037974A (ja) * | 2001-07-26 | 2003-02-07 | Nichicon Corp | スイッチング電源 |
| US6552623B2 (en) | 2000-10-25 | 2003-04-22 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Self-oscillation type switching power supply unit |
| JP2003522512A (ja) * | 2000-02-04 | 2003-07-22 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | Ｄｃ／ｄｃ変換回路 |
| KR100903609B1 (ko) * | 2002-09-23 | 2009-06-18 | 삼성에스디아이 주식회사 | 링깅 초크 컨버터 방식의 전원 제어 회로 |
| JP2010063293A (ja) * | 2008-09-05 | 2010-03-18 | Nanao Corp | 省電力電源装置 |
| DE10143692B4 (de) * | 2000-09-06 | 2012-09-06 | Murata Mfg. Co., Ltd. | Schaltleistungsversorgungseinheit |
| JP2014036555A (ja) * | 2012-08-10 | 2014-02-24 | Canon Inc | 電源装置及び画像形成装置 |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6876181B1 (en) * | 1998-02-27 | 2005-04-05 | Power Integrations, Inc. | Off-line converter with digital control |
| JP3675389B2 (ja) * | 2001-03-26 | 2005-07-27 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置およびそれを用いた電子装置 |
| FI118026B (fi) * | 2001-08-07 | 2007-05-31 | Salcomp Oy | Tasasuunnatun kuvajännitteen käyttö hakkuriteholähteen ensiöpuolen kytkimen ohjaukseen |
| JP3691498B2 (ja) * | 2003-06-16 | 2005-09-07 | Ｓｍｋ株式会社 | 自励式スイッチング電源回路 |
| EP1501179B1 (de) * | 2003-07-15 | 2008-09-17 | Friwo Mobile Power GmbH | Freischwingender Sperrwandler mit Strom- und Spannungsbegrenzung |
| US7106602B2 (en) * | 2003-07-29 | 2006-09-12 | Astec International Limited | Switching-bursting method and apparatus for reducing standby power and improving load regulation in a DC—DC converter |
| US7233504B2 (en) | 2005-08-26 | 2007-06-19 | Power Integration, Inc. | Method and apparatus for digital control of a switching regulator |
| JP5042536B2 (ja) * | 2006-06-16 | 2012-10-03 | ローム株式会社 | 電源装置及びこれを備えた電気機器 |
| WO2008001890A1 (fr) * | 2006-06-30 | 2008-01-03 | Panasonic Electric Works Co., Ltd. | Dispositif d'alimentation à découpage |
| JP5268615B2 (ja) * | 2008-12-15 | 2013-08-21 | キヤノン株式会社 | 電源装置および画像形成装置 |
| JP2010220293A (ja) * | 2009-03-13 | 2010-09-30 | Canon Inc | スイッチング電源装置 |
| JP5683241B2 (ja) * | 2010-12-06 | 2015-03-11 | キヤノン株式会社 | スイッチング電源装置及び画像形成装置 |
| US8923020B2 (en) * | 2012-01-11 | 2014-12-30 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Switching power supply circuit having shunt regulator with switchable gain |
Family Cites Families (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4283759A (en) * | 1977-08-01 | 1981-08-11 | Toko, Inc. | Switching regulator |
| US4758937A (en) * | 1986-01-16 | 1988-07-19 | Sanken Electric Company, Ltd. | DC-DC converter |
| JPS62166777A (ja) * | 1986-01-16 | 1987-07-23 | Sanken Electric Co Ltd | 直流−直流変換器 |
| JPS63138881U (ja) * | 1987-02-27 | 1988-09-13 | ||
| DE3840406A1 (de) | 1987-11-30 | 1989-06-08 | Gold Star Co | Schutzschaltung fuer eine schaltmodus-stromversorgungsschaltung |
| JP2773195B2 (ja) * | 1988-04-05 | 1998-07-09 | 松下電器産業株式会社 | スイッチング電源装置 |
| JP3087618B2 (ja) * | 1995-07-27 | 2000-09-11 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源 |
| JP3367300B2 (ja) * | 1995-09-18 | 2003-01-14 | ヤマハ株式会社 | スイッチング電源回路 |
| JP2845188B2 (ja) * | 1995-12-11 | 1999-01-13 | サンケン電気株式会社 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
| JPH1155949A (ja) * | 1997-06-06 | 1999-02-26 | Canon Inc | 電源装置 |
| US5812383A (en) * | 1997-07-31 | 1998-09-22 | Philips Electronics North North America Corporation | Low power stand-by for switched-mode power supply circuit with burst mode operation |
| US5852550A (en) * | 1997-08-04 | 1998-12-22 | Philips Electronics North America Corporation | Switched-mode power supply circuit having a very low power stand-by mode |
-
1998
- 1998-02-09 JP JP10027037A patent/JPH11235036A/ja active Pending
-
1999
- 1999-01-21 US US09/234,958 patent/US6285566B1/en not_active Expired - Fee Related
- 1999-02-02 EP EP99102088A patent/EP0935332A3/en not_active Withdrawn
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003522512A (ja) * | 2000-02-04 | 2003-07-22 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | Ｄｃ／ｄｃ変換回路 |
| DE10143692B4 (de) * | 2000-09-06 | 2012-09-06 | Murata Mfg. Co., Ltd. | Schaltleistungsversorgungseinheit |
| US6552623B2 (en) | 2000-10-25 | 2003-04-22 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Self-oscillation type switching power supply unit |
| JP2003037974A (ja) * | 2001-07-26 | 2003-02-07 | Nichicon Corp | スイッチング電源 |
| KR100903609B1 (ko) * | 2002-09-23 | 2009-06-18 | 삼성에스디아이 주식회사 | 링깅 초크 컨버터 방식의 전원 제어 회로 |
| JP2010063293A (ja) * | 2008-09-05 | 2010-03-18 | Nanao Corp | 省電力電源装置 |
| JP2014036555A (ja) * | 2012-08-10 | 2014-02-24 | Canon Inc | 電源装置及び画像形成装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0935332A2 (en) | 1999-08-11 |
| US6285566B1 (en) | 2001-09-04 |
| EP0935332A3 (en) | 2000-02-23 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH11235036A (ja) | 自励発振型スイッチング電源装置 | |
| JP3465673B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| US5675479A (en) | Switching power-supply | |
| JP3470693B2 (ja) | 自励発振型スイッチング電源装置 | |
| JPH06335241A (ja) | トランス結合型２次直流電源生成装置 | |
| JP2004260977A (ja) | Ａｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP2003224973A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP3488120B2 (ja) | スイッチング電源回路およびスイッチング電源用デバイス | |
| JP2004289981A (ja) | スイッチング電源 | |
| JPH11206126A (ja) | 自励発振型スイッチング電源装置 | |
| CN110401347B (zh) | 直流电源装置 | |
| JPH10304658A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP4973916B2 (ja) | 保護回路およびスイッチング電源装置 | |
| EP1620938B1 (en) | Power unit having self-oscillating series resonance converter | |
| JP2004015993A (ja) | 無負荷時省電力電源装置 | |
| JP4678263B2 (ja) | 同期整流型フォワードコンバータ | |
| JP2002051546A (ja) | 自励式スイッチング電源回路 | |
| JP3171068B2 (ja) | スイッチング電源 | |
| JP2005295662A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP3261646B2 (ja) | 自励式スイッチング電源装置 | |
| JP3142431B2 (ja) | リンギングチョークコンバータ | |
| JP4023126B2 (ja) | コンバータ | |
| JP2006109543A (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP2006304471A (ja) | 自励式スイッチング電源装置 | |
| JP2007312555A (ja) | スイッチング電源回路 |