JPH02159975A - 自励発振型コンバータ - Google Patents
自励発振型コンバータInfo
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- JPH02159975A JPH02159975A JP63312645A JP31264588A JPH02159975A JP H02159975 A JPH02159975 A JP H02159975A JP 63312645 A JP63312645 A JP 63312645A JP 31264588 A JP31264588 A JP 31264588A JP H02159975 A JPH02159975 A JP H02159975A
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- Japan
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- 230000003321 amplification Effects 0.000 abstract 1
- 238000000034 method Methods 0.000 abstract 1
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
- H02M3/3385—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
- Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10S323/00—Electricity: power supply or regulation systems
- Y10S323/902—Optical coupling to semiconductor
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
＋ａ）産業上の利用分野
この発明は定電圧電源回路などに用いられる自助発振型
コンバータに関する。
コンバータに関する。
（ｂｌ従来の技術
従来、比較的出力容量の小さな低価格のスイッチングレ
ギュレータとして、−ｉに自励発振型ＤＣ−ＤＣＣ−式
−タが用いられている。
ギュレータとして、−ｉに自励発振型ＤＣ−ＤＣＣ−式
−タが用いられている。
第４図は一般にリンギングチヲークコンパータと呼ばれ
る１石の自励発振型ＤＣ−ＤＣＣ−式−タの回路を示し
ている。同図において１はトランス、Ｑｌはスイッチン
グトランジスタであり、トランス１の１次巻線Ｎｐにス
イッチングトランジスタＱ１が直列接続されている。ま
たトランス１の帰還巻′ｆａＮｂの出力がダイオ−ｔ”
Ｄ２および抵抗Ｒ３１介してスイッチングトランジスタ
Ｑ１のベースに接続されている。このＱｌのベースと入
力電源ライン間に抵抗Ｒ２が接続されている。トランス
１の２次巻線ＮｓにはダイオードＤ１およびコンデンサ
Ｃ２が接続されている。
る１石の自励発振型ＤＣ−ＤＣＣ−式−タの回路を示し
ている。同図において１はトランス、Ｑｌはスイッチン
グトランジスタであり、トランス１の１次巻線Ｎｐにス
イッチングトランジスタＱ１が直列接続されている。ま
たトランス１の帰還巻′ｆａＮｂの出力がダイオ−ｔ”
Ｄ２および抵抗Ｒ３１介してスイッチングトランジスタ
Ｑ１のベースに接続されている。このＱｌのベースと入
力電源ライン間に抵抗Ｒ２が接続されている。トランス
１の２次巻線ＮｓにはダイオードＤ１およびコンデンサ
Ｃ２が接続されている。
上記回路は次のように動作する。先ず、入力電源が印加
されると、起動抵抗Ｒ２の電流がＱｌのベースに流れ、
Ｑｌが導通状態となる。その結果トランスの１次巻線Ｎ
ｐに電圧が加わり、同時に帰還巻線Ｎｂに電圧が発生す
る。この電圧はＱ■をさらに導通させる正帰還の電圧と
なり、Ｑｌは急速にオンする。このとき、トランスの２
次巻線Ｎｓの電圧はＤｌに対して逆方向に加わるので１
次巻線Ｎｐに流れる電流によってトランス１にエネルギ
ーが蓄積される。そのｆ＆Ｑ１の電流が増大し、ベース
電流がＱｌの飽和状態を保てなくなると、Ｑｌのコレク
ターエミッタ間の電圧が増大し、トランスの１次巻線Ｎ
ｐの電圧が下がる。
されると、起動抵抗Ｒ２の電流がＱｌのベースに流れ、
Ｑｌが導通状態となる。その結果トランスの１次巻線Ｎ
ｐに電圧が加わり、同時に帰還巻線Ｎｂに電圧が発生す
る。この電圧はＱ■をさらに導通させる正帰還の電圧と
なり、Ｑｌは急速にオンする。このとき、トランスの２
次巻線Ｎｓの電圧はＤｌに対して逆方向に加わるので１
次巻線Ｎｐに流れる電流によってトランス１にエネルギ
ーが蓄積される。そのｆ＆Ｑ１の電流が増大し、ベース
電流がＱｌの飽和状態を保てなくなると、Ｑｌのコレク
ターエミッタ間の電圧が増大し、トランスの１次巻線Ｎ
ｐの電圧が下がる。
これにより帰還巻線Ｎｂの電圧も下がる。この変化は正
帰還されるので、Ｑｌは急速にオフする。
帰還されるので、Ｑｌは急速にオフする。
Ｑｌがオフした後、トランスｌに蓄積されていたエネル
ギーが整流ダイオードＤ１を介して出力側へ供給される
。・ このようにトランスの帰還巻線をスイッチングトランジ
スタのベースに正帰還させてなる自励発振型コンバータ
は簡単な回路でコンバータを構成することができる。
ギーが整流ダイオードＤ１を介して出力側へ供給される
。・ このようにトランスの帰還巻線をスイッチングトランジ
スタのベースに正帰還させてなる自励発振型コンバータ
は簡単な回路でコンバータを構成することができる。
（Ｃ１発明が解決しようとする課題
ところで、第４図に示した一般的なリンギングチョーク
コンバータは、過負荷に対しての安定した保護機能がな
い。スイッチングトランジスタの最大ベース電流を一定
とすれば、最大コレクタ電流はそのスイッチングトラン
ジスタのｈｆｅに依存する。従ってこのｈｒｅが過負荷
に対する保護機能として作用するが、ｈｆｅは素子によ
ってばらつきが大きいため過負荷に対する安定した保護
動作が行えなかった。
コンバータは、過負荷に対しての安定した保護機能がな
い。スイッチングトランジスタの最大ベース電流を一定
とすれば、最大コレクタ電流はそのスイッチングトラン
ジスタのｈｆｅに依存する。従ってこのｈｒｅが過負荷
に対する保護機能として作用するが、ｈｆｅは素子によ
ってばらつきが大きいため過負荷に対する安定した保護
動作が行えなかった。
この発明の目的は、スイッチングトランジスタのｈｆｅ
のばらつきに係わらず過電流保護動作点の安定した過電
流保護機能を有する自励発振型コンバータを提供するこ
とにある。
のばらつきに係わらず過電流保護動作点の安定した過電
流保護機能を有する自励発振型コンバータを提供するこ
とにある。
（ｄ１課題を解決するための手段
この発明は、トランスの一次巻線にスイッチングトラン
ジスタを直列接続し、トランスの帰還巻線の出力を前記
スイッチングトランジスタのベースに帰還させてなる自
励発振型コンバータにおいて、 スイッチングトランジスタのベース回路に、定電流回路
と、スイッチングトランジスタのオン時間の上限を規定
するＣＲ時定数回路と、このＣＲ時定数回路の出力によ
ってスイッチングトランジスタを強制的にオフさせるス
イッチ回路を設けたことを特徴としている。
ジスタを直列接続し、トランスの帰還巻線の出力を前記
スイッチングトランジスタのベースに帰還させてなる自
励発振型コンバータにおいて、 スイッチングトランジスタのベース回路に、定電流回路
と、スイッチングトランジスタのオン時間の上限を規定
するＣＲ時定数回路と、このＣＲ時定数回路の出力によ
ってスイッチングトランジスタを強制的にオフさせるス
イッチ回路を設けたことを特徴としている。
（ｅ）作用
第１図にこの発明の構成を示す。同図において１はトラ
ンス、Ｑｌはスイッチングトランジスタであり、トラン
ス１の１次巻線ＮｐにスイッチングトランジスタＱｌが
直列接続されている。さらにトランスの帰還巻線Ｎｂの
出力でスイッチングトランジスタＱ１のベース回路に、
抵抗Ｒ１とコンデンサＣＩからなるＣＲ時定数回路２、
定電流回路４、およびＣＲ時定数回路２の出力によって
Ｑｌを強制的にオフするスイッチ回路３が設けられてい
る。
ンス、Ｑｌはスイッチングトランジスタであり、トラン
ス１の１次巻線ＮｐにスイッチングトランジスタＱｌが
直列接続されている。さらにトランスの帰還巻線Ｎｂの
出力でスイッチングトランジスタＱ１のベース回路に、
抵抗Ｒ１とコンデンサＣＩからなるＣＲ時定数回路２、
定電流回路４、およびＣＲ時定数回路２の出力によって
Ｑｌを強制的にオフするスイッチ回路３が設けられてい
る。
以上のように構成したことにより、スイッチングトラン
ジスタＱ１は起動抵抗Ｒ２の起動電流により、導通状態
となり、その後帰還巻線Ｎｂから発生する電圧により正
帰還が行われ、Ｑｌが急速にオン状態となるが、帰還巻
線Ｎｂに電圧が発生してから時定数回路２の時定数で定
まる時間経過の後、スイッチ回路３がオンする。これに
よりＱｌのベース電流がシャントされて、Ｑｌが強制的
にオフされる。従って、Ｑｌのオン時間はＣＲ時定数回
路２の時定数で規制される。この時定数を予め定めてお
くことによってトランスに蓄積される最大エネルギーが
制限されて、負荷供給電流の上限が定められる。またＱ
ｌが定電流駆動されるため、そのスイッチング動作が安
定する。
ジスタＱ１は起動抵抗Ｒ２の起動電流により、導通状態
となり、その後帰還巻線Ｎｂから発生する電圧により正
帰還が行われ、Ｑｌが急速にオン状態となるが、帰還巻
線Ｎｂに電圧が発生してから時定数回路２の時定数で定
まる時間経過の後、スイッチ回路３がオンする。これに
よりＱｌのベース電流がシャントされて、Ｑｌが強制的
にオフされる。従って、Ｑｌのオン時間はＣＲ時定数回
路２の時定数で規制される。この時定数を予め定めてお
くことによってトランスに蓄積される最大エネルギーが
制限されて、負荷供給電流の上限が定められる。またＱ
ｌが定電流駆動されるため、そのスイッチング動作が安
定する。
なお、ｈｆｅが最低ランクのスイッチングトランジスタ
Ｑ１を用いたとき、Ｑｌのコレクク電流が最大値に達す
る前に、ＣＲ時定数回路２およびスイッチ回路３の作用
により、強制的にＱｌをオフするような時定数を定める
ことによって、ｈｆｅのばらつきによる過電流保護動作
点のばらつきを無くすことができる。
Ｑ１を用いたとき、Ｑｌのコレクク電流が最大値に達す
る前に、ＣＲ時定数回路２およびスイッチ回路３の作用
により、強制的にＱｌをオフするような時定数を定める
ことによって、ｈｆｅのばらつきによる過電流保護動作
点のばらつきを無くすことができる。
（ｆ）実施例
第２図にこの発明の実施例である自励発振型コンバータ
の回路図を示す。同図において１はトランス、Ｑｌはス
イッチングトランジスタであり、トランスｌの１次巻線
ＮｐにスイソチングトランジスタＱ１が直列接続されて
いる。またＱｌのベースと入力電源ライン間に起動用抵
抗Ｒ２が接続されている。Ｑｌのベース回路、すなわち
トランス１の帰還巻線Ｎｂの出力とＱｌのベース間には
、逆流防止用ダイオードＤ２．定電流回路４． ＣＲ時
定数回路２．スピードアップコンデンサＣ３、抵抗Ｒ３
およびこの発明に係るスイッチ回路を構成するトランジ
スタＱ２が設けられている。Ｃ３のコレクターベース間
にはバイアス抵抗Ｒ４が接続され、さらにＣ３のベース
と接地間にツェナーダイオードＺＤＩおよび逆流防止用
ダイオードＤ３が接続されている。また、抵抗Ｒ１に並
列にフォトカプラＰＣのフォトトランジスタが並列に接
続されている。そしてこのＣＲ時定数回路２の出力がＣ
２のベースに接続されている。トランス１の二次巻線Ｎ
ｓには整流ダイオードＤＩおよび平滑コンデンサＣ２が
接続されている。さらに出力ライン間には抵抗Ｒ５，Ｒ
６，Ｒ９，ツェナーダイオードＺＤ２コンパレータ５．
コンデンサＣ５および抵抗Ｒ８からなる電圧比較回路が
設けられている。この電圧比較回路の出力にはさらに抵
抗Ｒ７を介してフォトカプラＰＣの発光ダイオードが接
続されている。
の回路図を示す。同図において１はトランス、Ｑｌはス
イッチングトランジスタであり、トランスｌの１次巻線
ＮｐにスイソチングトランジスタＱ１が直列接続されて
いる。またＱｌのベースと入力電源ライン間に起動用抵
抗Ｒ２が接続されている。Ｑｌのベース回路、すなわち
トランス１の帰還巻線Ｎｂの出力とＱｌのベース間には
、逆流防止用ダイオードＤ２．定電流回路４． ＣＲ時
定数回路２．スピードアップコンデンサＣ３、抵抗Ｒ３
およびこの発明に係るスイッチ回路を構成するトランジ
スタＱ２が設けられている。Ｃ３のコレクターベース間
にはバイアス抵抗Ｒ４が接続され、さらにＣ３のベース
と接地間にツェナーダイオードＺＤＩおよび逆流防止用
ダイオードＤ３が接続されている。また、抵抗Ｒ１に並
列にフォトカプラＰＣのフォトトランジスタが並列に接
続されている。そしてこのＣＲ時定数回路２の出力がＣ
２のベースに接続されている。トランス１の二次巻線Ｎ
ｓには整流ダイオードＤＩおよび平滑コンデンサＣ２が
接続されている。さらに出力ライン間には抵抗Ｒ５，Ｒ
６，Ｒ９，ツェナーダイオードＺＤ２コンパレータ５．
コンデンサＣ５および抵抗Ｒ８からなる電圧比較回路が
設けられている。この電圧比較回路の出力にはさらに抵
抗Ｒ７を介してフォトカプラＰＣの発光ダイオードが接
続されている。
以上に示した回路の動作は次のとおりである。
先ず、入力電源が印加されると、起動抵抗Ｒ２を通して
Ｑｌにベース電流が流れ、Ｑｌが導通状態となる。その
結果、トランスの一次巻線Ｎｐに電圧が加わり、同時に
帰還巻！ｌＮｂに電圧が発生する。この電圧がＺＤｌの
ツェナー電圧にＣ２とＣ３の順方向降下電圧を加算した
値以上となったときツェナー電流が流れ、ツェナーダイ
オードＺＤＩのカソード電位すなわちトランジスタＱ３
のベース電位がＺＤＩのツェナー電圧とＣ３の順方向降
下電圧の和となって安定化される。これによＱＱ３のベ
ース電流が一定となって、Ｃ３のコレクタ電流すなわち
スイッチングトランジスタＱ１のベース電流として一定
電流が流れる。これにより、Ｑｌが急速にオンする。こ
のときトランスの二次巻線Ｎｓの電圧は整流ダイオード
Ｄ１に対して逆方向に加わるので、Ｎｓには電流が流れ
ず、トランス１にエネルギーが蓄積される。これととも
に０１にはＲ１およびフォトカプラＰＣのフォトトラン
ジスタを通して充電電流が流れ、Ｃ２のベース電位が徐
々に上昇する。
Ｑｌにベース電流が流れ、Ｑｌが導通状態となる。その
結果、トランスの一次巻線Ｎｐに電圧が加わり、同時に
帰還巻！ｌＮｂに電圧が発生する。この電圧がＺＤｌの
ツェナー電圧にＣ２とＣ３の順方向降下電圧を加算した
値以上となったときツェナー電流が流れ、ツェナーダイ
オードＺＤＩのカソード電位すなわちトランジスタＱ３
のベース電位がＺＤＩのツェナー電圧とＣ３の順方向降
下電圧の和となって安定化される。これによＱＱ３のベ
ース電流が一定となって、Ｃ３のコレクタ電流すなわち
スイッチングトランジスタＱ１のベース電流として一定
電流が流れる。これにより、Ｑｌが急速にオンする。こ
のときトランスの二次巻線Ｎｓの電圧は整流ダイオード
Ｄ１に対して逆方向に加わるので、Ｎｓには電流が流れ
ず、トランス１にエネルギーが蓄積される。これととも
に０１にはＲ１およびフォトカプラＰＣのフォトトラン
ジスタを通して充電電流が流れ、Ｃ２のベース電位が徐
々に上昇する。
その後、Ｃ１の充電電圧が所定値に達し、Ｃ２が導通し
始めると、Ｑｌのベース電流がＣ２へ分流されて減少し
、Ｑｌは飽和状態を保てなくなり一次＠線Ｎｐの電圧が
低下し、帰還巻線Ｎｂの電圧も低下する。この変化は正
帰還であるため、Ｑｌは急速にオフする。Ｑｌがオフす
ることにより、トランスの蓄積エネルギーがトランスの
二次巻線Ｎｓから出力側へ供給される。
始めると、Ｑｌのベース電流がＣ２へ分流されて減少し
、Ｑｌは飽和状態を保てなくなり一次＠線Ｎｐの電圧が
低下し、帰還巻線Ｎｂの電圧も低下する。この変化は正
帰還であるため、Ｑｌは急速にオフする。Ｑｌがオフす
ることにより、トランスの蓄積エネルギーがトランスの
二次巻線Ｎｓから出力側へ供給される。
その後、帰還巻線Ｎｂの電圧がＯとなれば、起動抵抗Ｒ
２の電流により再びＱｌがオン状態となる。以上の動作
を繰り返すことにより自動発振動作を行う。
２の電流により再びＱｌがオン状態となる。以上の動作
を繰り返すことにより自動発振動作を行う。
ここで、何らかの原因で過負荷状態となったとき、Ｑｌ
のオフ期間にトランスｌから負荷側へ急速に蓄積エ
ネルギーが放出されることとなるが、Ｑｌのオン時間は
ＣＲ時定数回路２の時定数によって規定されているため
、トランス１に対する蓄積エネルギーの上限が定められ
、結果として負荷電流の上限が規定される。
のオフ期間にトランスｌから負荷側へ急速に蓄積エ
ネルギーが放出されることとなるが、Ｑｌのオン時間は
ＣＲ時定数回路２の時定数によって規定されているため
、トランス１に対する蓄積エネルギーの上限が定められ
、結果として負荷電流の上限が規定される。
なお、負荷の状態に応じて負荷供給電圧が変動しようと
する場合には次のように動作する。負荷供給電圧が上昇
すれば、抵抗Ｒ５，Ｒ６の分圧出力電圧が上昇するため
、コンパレータ５の出力電圧が増大し、フォトカプラＰ
Ｃの発光ダイオードの発光量が増大する。これによりフ
ォトカプラのフォトトランジスタのコレクタエミッタ間
インピーダンスが低下し、ＣＲ時定数回路２の時定数が
低下する。これによりＱｌのオン時間が短縮され、結果
的にトランスの二次巻’ＪＮｓ出力の整流平滑電圧が低
下して負荷供給電圧が一定値まで低下する。負荷供給電
圧が低下した場合はこの逆の動作により二次巻ｋａＮｓ
出力の整流平滑電圧が上昇し、負荷供給電圧が安定化さ
れる。なお、この回路構成の場合、ＣＲ時定数回路２が
定電流回路４により定電流化された信号に対して作用す
るため、入力電源電圧Ｖｉｎが変化する場合でもスイッ
チングトランジスタＱ１のオン時間を一定に保つことが
できる。
する場合には次のように動作する。負荷供給電圧が上昇
すれば、抵抗Ｒ５，Ｒ６の分圧出力電圧が上昇するため
、コンパレータ５の出力電圧が増大し、フォトカプラＰ
Ｃの発光ダイオードの発光量が増大する。これによりフ
ォトカプラのフォトトランジスタのコレクタエミッタ間
インピーダンスが低下し、ＣＲ時定数回路２の時定数が
低下する。これによりＱｌのオン時間が短縮され、結果
的にトランスの二次巻’ＪＮｓ出力の整流平滑電圧が低
下して負荷供給電圧が一定値まで低下する。負荷供給電
圧が低下した場合はこの逆の動作により二次巻ｋａＮｓ
出力の整流平滑電圧が上昇し、負荷供給電圧が安定化さ
れる。なお、この回路構成の場合、ＣＲ時定数回路２が
定電流回路４により定電流化された信号に対して作用す
るため、入力電源電圧Ｖｉｎが変化する場合でもスイッ
チングトランジスタＱ１のオン時間を一定に保つことが
できる。
第３図にこの発明の他の実施例である自励発振′型コン
バータの回路図を示す。第２図に示した回路と異なる点
は、定電流回路４をＣＲ時定数回路２の後段に設けたこ
とである。このような回路でも同様にＣＲ時定数回路の
時定数によってスイッチングトランジスタＱ１のオン時
間を規定することができる。この回路構成の場合、トラ
ンスの帰還巻線Ｎｂの出力電圧が直接ＣＲ時定数回路２
に印加されるため、入力電源電圧Ｖｉｎが一定である場
合に、Ｑｌのオン時間を正確に規定することができる。
バータの回路図を示す。第２図に示した回路と異なる点
は、定電流回路４をＣＲ時定数回路２の後段に設けたこ
とである。このような回路でも同様にＣＲ時定数回路の
時定数によってスイッチングトランジスタＱ１のオン時
間を規定することができる。この回路構成の場合、トラ
ンスの帰還巻線Ｎｂの出力電圧が直接ＣＲ時定数回路２
に印加されるため、入力電源電圧Ｖｉｎが一定である場
合に、Ｑｌのオン時間を正確に規定することができる。
ｆｇ）発明の効果
以上のようにこの発明によれば、スイッチングトランジ
スタのｈｆｅに係わらず、スイッチングトランジスタの
オン時間を規定することができるため、過電流に対して
安定した保護動作を行うことができる。また、ＣＲ時定
数回路の時定数を負荷供給電圧などに応じて可変するよ
うに構成すれば出力制御も同時に行うことができる。さ
らにスイッチングトランジスタの特性のばらつきを吸収
して安定した自動発振動作を行わせることができる。
スタのｈｆｅに係わらず、スイッチングトランジスタの
オン時間を規定することができるため、過電流に対して
安定した保護動作を行うことができる。また、ＣＲ時定
数回路の時定数を負荷供給電圧などに応じて可変するよ
うに構成すれば出力制御も同時に行うことができる。さ
らにスイッチングトランジスタの特性のばらつきを吸収
して安定した自動発振動作を行わせることができる。
第１図はこの発明の構成を示す自励発振型コンバータの
回路図である。第２図と第３図はそれぞれこの発明の実
施例である自励発振型コンバータの回路図である。第４
図は従来の自励発振型コンバータめ主要部の回路図であ
る。 １−トランス、 Ｎｐニー次巻線 ＮＳＳ二次次巻 線ｂ：帰還巻線 ２−ＣＲ時定数回路、 ３−スイッチ回路、 ４一定電流回路、 Ｑｌ−スイッチングトランジスタ。
回路図である。第２図と第３図はそれぞれこの発明の実
施例である自励発振型コンバータの回路図である。第４
図は従来の自励発振型コンバータめ主要部の回路図であ
る。 １−トランス、 Ｎｐニー次巻線 ＮＳＳ二次次巻 線ｂ：帰還巻線 ２−ＣＲ時定数回路、 ３−スイッチ回路、 ４一定電流回路、 Ｑｌ−スイッチングトランジスタ。
Claims (1)
- （１）トランスの一次巻線にスイッチングトランジスタ
を直列接続し、トランスの帰還巻線の出力を前記スイッ
チングトランジスタのベースに帰還させてなる自励発振
型コンバータにおいて、スイッチングトランジスタのベ
ース回路に、定電流回路と、スイッチングトランジスタ
のオン時間の上限を規定するＣＲ時定数回路と、このＣ
Ｒ時定数回路の出力によってスイッチングトランジスタ
を強制的にオフさせるスイッチ回路を設けたことを特徴
とする自励発振型コンバータ。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63312645A JPH02159975A (ja) | 1988-12-09 | 1988-12-09 | 自励発振型コンバータ |
| US07/447,216 US5012399A (en) | 1988-12-09 | 1989-12-07 | Self-oscillation type converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63312645A JPH02159975A (ja) | 1988-12-09 | 1988-12-09 | 自励発振型コンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02159975A true JPH02159975A (ja) | 1990-06-20 |
Family
ID=18031703
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
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