JP3386016B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
- H02M3/3381—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement using a single commutation path
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング電源
装置、特に自励型リンギング・チョーク・コンバータ
（以下、ＲＣＣと略す）方式のスイッチング電源装置に
関する。
装置、特に自励型リンギング・チョーク・コンバータ
（以下、ＲＣＣと略す）方式のスイッチング電源装置に
関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に、電子計算機もしくは通信機器等
の電子機器は安定した直流電圧を必要とする。このよう
な電子機器に対して、商用交流電源から安定した直流電
圧を供給するために、構成が比較的簡単で効率の高いＲ
ＣＣ方式のスイッチング電源装置が広く用いられてい
る。このようなスイッチング電源装置の構成を、図６を
用いて説明する。
の電子機器は安定した直流電圧を必要とする。このよう
な電子機器に対して、商用交流電源から安定した直流電
圧を供給するために、構成が比較的簡単で効率の高いＲ
ＣＣ方式のスイッチング電源装置が広く用いられてい
る。このようなスイッチング電源装置の構成を、図６を
用いて説明する。
【０００３】同図において、１はスイッチング電源装置
であり、入力回路２、主動作回路３、電圧検出回路４、
制御回路５、出力端子ＯＵＴおよびグランド端子ＧＮＤ
を備えてなる。
であり、入力回路２、主動作回路３、電圧検出回路４、
制御回路５、出力端子ＯＵＴおよびグランド端子ＧＮＤ
を備えてなる。
【０００４】このうち、入力回路２は、整流用のダイオ
ードブリッジＤＢと、ＡＣ電源とダイオードブリッジＤ
Ｂの入力端との間に設けられたヒューズＦおよびフィル
タ回路ＬＦとからなる。
ードブリッジＤＢと、ＡＣ電源とダイオードブリッジＤ
Ｂの入力端との間に設けられたヒューズＦおよびフィル
タ回路ＬＦとからなる。
【０００５】また、主動作回路３は、入力回路２のダイ
オードブリッジＤＢの出力端ａ、ｂ間に設けられた平滑
用のコンデンサＣ１と、１次巻線Ｎ１、１次巻線Ｎ１と
は逆極性の２次巻線Ｎ２、および１次巻線Ｎ１と同極性
の帰還巻線ＮＢを有するトランスＴと、トランスＴの１
次巻線Ｎ１の一端に直列に接続された主スイッチング素
子としてのＦＥＴＱ１と、１次巻線Ｎ１の他端とＦＥＴ
Ｑ１の制御端子であるゲートとの間に接続された起動用
の抵抗Ｒ１と、ＦＥＴＱ１のゲート−ソース間に接続さ
れた抵抗Ｒ８と、トランスＴの２次巻線Ｎ２の一端に直
列に接続された整流用のダイオードＤ１と、２次巻線Ｎ
２の一端と出力端子間に接続された平滑用のコンデンサ
Ｃ４とからなる。
オードブリッジＤＢの出力端ａ、ｂ間に設けられた平滑
用のコンデンサＣ１と、１次巻線Ｎ１、１次巻線Ｎ１と
は逆極性の２次巻線Ｎ２、および１次巻線Ｎ１と同極性
の帰還巻線ＮＢを有するトランスＴと、トランスＴの１
次巻線Ｎ１の一端に直列に接続された主スイッチング素
子としてのＦＥＴＱ１と、１次巻線Ｎ１の他端とＦＥＴ
Ｑ１の制御端子であるゲートとの間に接続された起動用
の抵抗Ｒ１と、ＦＥＴＱ１のゲート−ソース間に接続さ
れた抵抗Ｒ８と、トランスＴの２次巻線Ｎ２の一端に直
列に接続された整流用のダイオードＤ１と、２次巻線Ｎ
２の一端と出力端子間に接続された平滑用のコンデンサ
Ｃ４とからなる。
【０００６】また、電圧検出回路４は、主動作回路３の
出力側に設けられており、抵抗Ｒ５、フォトカプラＰＣ
の発光側の発光ダイオードＰＤ、シャントレギュレータ
Ｓｒ、抵抗Ｒ６、Ｒ７を備える。このうち、抵抗Ｒ５、
発光ダイオードＰＤおよびシャントレギュレータＳｒの
アノード−カソード間は互いに直列に接続され、主動作
回路３のコンデンサＣ４に対し、並列に設けられてい
る。また、抵抗Ｒ６とＲ７も互いに直列に接続され、同
じくコンデンサＣ４に対し、並列に設けられている。そ
して、抵抗Ｒ６とＲ７の接続点はシャントレギュレータ
Ｓｒのリファレンスに接続されている。
出力側に設けられており、抵抗Ｒ５、フォトカプラＰＣ
の発光側の発光ダイオードＰＤ、シャントレギュレータ
Ｓｒ、抵抗Ｒ６、Ｒ７を備える。このうち、抵抗Ｒ５、
発光ダイオードＰＤおよびシャントレギュレータＳｒの
アノード−カソード間は互いに直列に接続され、主動作
回路３のコンデンサＣ４に対し、並列に設けられてい
る。また、抵抗Ｒ６とＲ７も互いに直列に接続され、同
じくコンデンサＣ４に対し、並列に設けられている。そ
して、抵抗Ｒ６とＲ７の接続点はシャントレギュレータ
Ｓｒのリファレンスに接続されている。
【０００７】また、制御回路５は、帰還巻線ＮＢの一端
とＦＥＴＱ１のゲートとの間に直列に接続された抵抗Ｒ
９およびコンデンサＣ３、ＦＥＴＱ１のゲート−ソース
間に接続されたトランジスタＱ２、帰還巻線ＮＢの一端
とトランジスタＱ２のベースとの間に接続された抵抗Ｒ
２、トランジスタＱ２のベース−エミッタ間に並列に接
続された抵抗Ｒ３およびコンデンサＣ２、帰還巻線ＮＢ
の一端とトランジスタＱ２のベースとの間に互いに直列
に接続された抵抗Ｒ４、ダイオードＤ２およびフォトカ
プラＰＣの受光側のフォトトランジスタＰＴからなる。
とＦＥＴＱ１のゲートとの間に直列に接続された抵抗Ｒ
９およびコンデンサＣ３、ＦＥＴＱ１のゲート−ソース
間に接続されたトランジスタＱ２、帰還巻線ＮＢの一端
とトランジスタＱ２のベースとの間に接続された抵抗Ｒ
２、トランジスタＱ２のベース−エミッタ間に並列に接
続された抵抗Ｒ３およびコンデンサＣ２、帰還巻線ＮＢ
の一端とトランジスタＱ２のベースとの間に互いに直列
に接続された抵抗Ｒ４、ダイオードＤ２およびフォトカ
プラＰＣの受光側のフォトトランジスタＰＴからなる。
【０００８】次に、このように構成されるスイッチング
電源装置１の動作を説明する。
電源装置１の動作を説明する。
【０００９】まず、起動時においては、抵抗Ｒ１を介し
てＦＥＴＱ１のゲートに電圧が印加されて、ＦＥＴＱ１
がターンオンする。ＦＥＴＱ１がターンオンすると、ト
ランスＴの１次巻線Ｎ１に電源電圧が印加され、帰還巻
線ＮＢに、１次巻線Ｎ１に発生する電圧と同じ方向の電
圧が発生し、ＦＥＴＱ１は、正帰還により急速にオンす
る。このとき、１次巻線Ｎ１には励磁エネルギが蓄積さ
れる。
てＦＥＴＱ１のゲートに電圧が印加されて、ＦＥＴＱ１
がターンオンする。ＦＥＴＱ１がターンオンすると、ト
ランスＴの１次巻線Ｎ１に電源電圧が印加され、帰還巻
線ＮＢに、１次巻線Ｎ１に発生する電圧と同じ方向の電
圧が発生し、ＦＥＴＱ１は、正帰還により急速にオンす
る。このとき、１次巻線Ｎ１には励磁エネルギが蓄積さ
れる。
【００１０】そして、トランジスタＱ２のベース電位が
閾値に達すると、トランジスタＱ２がオンし、ＦＥＴＱ
１がターンオフする。これにより、ＦＥＴＱ１のオン期
間内にトランスＴの１次巻線Ｎ１に蓄積されていた励磁
エネルギは、２次巻線Ｎ２を介して電気エネルギとして
放出され、ダイオードＤ１で整流され、コンデンサＣ４
で平滑されて、負荷に供給される。
閾値に達すると、トランジスタＱ２がオンし、ＦＥＴＱ
１がターンオフする。これにより、ＦＥＴＱ１のオン期
間内にトランスＴの１次巻線Ｎ１に蓄積されていた励磁
エネルギは、２次巻線Ｎ２を介して電気エネルギとして
放出され、ダイオードＤ１で整流され、コンデンサＣ４
で平滑されて、負荷に供給される。
【００１１】また、トランスＴの１次巻線Ｎ１に蓄積さ
れた励磁エネルギが、２次巻線Ｎ２を介して全て放出さ
れると、帰還巻線ＮＢにフライバック電圧ＶＮＢが発生
する。このフライバック電圧ＶＮＢの変化を図７を用い
て説明する。同図において、ｔ１１の時点で、ＦＥＴＱ
１がターンオフし、フライバック電圧ＶＮＢが、ほぼ一
定の値に保たれ、いわゆるオフ期間に入る。そして、ｔ
１２の時点で、ダイオードＤ１の電圧が零となり、フラ
イバック電圧ＶＮＢが共振し始め、ｔ１３の時点で、フ
ライバック電圧ＶＮＢがＦＥＴＱ１の閾値Ｖｔｈに達す
ると、ＦＥＴＱ１がターンオンする。なお、フライバッ
ク電圧ＶＮＢの鎖線部分は、ＦＥＴＱ１のターンオン後
も、フライバック電圧ＶＮＢが共振し続けるものと仮定
した場合の変化を示すものである。こうして、ＦＥＴＱ
１がターンオンすると、再びトランスＴの１次巻線Ｎ１
に電圧が印加され、励磁エネルギが蓄積される。
れた励磁エネルギが、２次巻線Ｎ２を介して全て放出さ
れると、帰還巻線ＮＢにフライバック電圧ＶＮＢが発生
する。このフライバック電圧ＶＮＢの変化を図７を用い
て説明する。同図において、ｔ１１の時点で、ＦＥＴＱ
１がターンオフし、フライバック電圧ＶＮＢが、ほぼ一
定の値に保たれ、いわゆるオフ期間に入る。そして、ｔ
１２の時点で、ダイオードＤ１の電圧が零となり、フラ
イバック電圧ＶＮＢが共振し始め、ｔ１３の時点で、フ
ライバック電圧ＶＮＢがＦＥＴＱ１の閾値Ｖｔｈに達す
ると、ＦＥＴＱ１がターンオンする。なお、フライバッ
ク電圧ＶＮＢの鎖線部分は、ＦＥＴＱ１のターンオン後
も、フライバック電圧ＶＮＢが共振し続けるものと仮定
した場合の変化を示すものである。こうして、ＦＥＴＱ
１がターンオンすると、再びトランスＴの１次巻線Ｎ１
に電圧が印加され、励磁エネルギが蓄積される。
【００１２】スイッチング電源装置１においては、この
ような発振動作が繰り返される。
ような発振動作が繰り返される。
【００１３】ここで、定常状態においては、負荷側の出
力電圧は、抵抗Ｒ６、Ｒ７で分圧され、この分圧された
検出電圧と、シャントレギュレータＳｒの基準電圧とが
比較される。そして、出力電圧の変動量がシャントレギ
ュレータＳｒで増幅され、フォトカプラＰＣの発光ダイ
オードＰＤに流れる電流が変化し、発光ダイオードＰＤ
の発光量に応じて、フォトトランジスタＰＴのインピー
ダンスが変化する。これにより、コンデンサＣ２の充放
電時間を変化させることができ、出力電圧が一定となる
ように制御される。
力電圧は、抵抗Ｒ６、Ｒ７で分圧され、この分圧された
検出電圧と、シャントレギュレータＳｒの基準電圧とが
比較される。そして、出力電圧の変動量がシャントレギ
ュレータＳｒで増幅され、フォトカプラＰＣの発光ダイ
オードＰＤに流れる電流が変化し、発光ダイオードＰＤ
の発光量に応じて、フォトトランジスタＰＴのインピー
ダンスが変化する。これにより、コンデンサＣ２の充放
電時間を変化させることができ、出力電圧が一定となる
ように制御される。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】ところが、従来のスイ
ッチング電源装置１においては、軽負荷時のスイッチン
グ損失が大きく、回路効率が低下する要因となってい
た。
ッチング電源装置１においては、軽負荷時のスイッチン
グ損失が大きく、回路効率が低下する要因となってい
た。
【００１５】そこで、本発明においては、軽負荷時のス
イッチング損失の増大を抑制することが可能なスイッチ
ング電源装置を提供することを目的とする。
イッチング損失の増大を抑制することが可能なスイッチ
ング電源装置を提供することを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明においては、直流電源と、１次巻線、２次巻
線および帰還巻線を有するトランスと、起動回路と、前
記１次巻線に直列に接続され、前記起動回路もしくは前
記帰還巻線に発生する電圧によりターンオンするＦＥＴ
からなる主スイッチング素子とを備え、直流出力が得ら
れるスイッチング電源装置において、前記出力電圧を降
下させる電圧降下手段を設け、該電圧降下手段により、
前記出力電圧を降下させ、前記主スイッチング素子のオ
フ期間に前記帰還巻線に発生するフライバック電圧を低
下させることにより、前記主スイッチング素子の制御端
子の電圧を閾値電圧より低い値に維持して前記帰還巻線
に発生するフライバック電圧によるターンオンを阻止
し、前記起動回路によって前記主スイッチング素子がタ
ーンオンするようにしたことを特徴とする。
め、本発明においては、直流電源と、１次巻線、２次巻
線および帰還巻線を有するトランスと、起動回路と、前
記１次巻線に直列に接続され、前記起動回路もしくは前
記帰還巻線に発生する電圧によりターンオンするＦＥＴ
からなる主スイッチング素子とを備え、直流出力が得ら
れるスイッチング電源装置において、前記出力電圧を降
下させる電圧降下手段を設け、該電圧降下手段により、
前記出力電圧を降下させ、前記主スイッチング素子のオ
フ期間に前記帰還巻線に発生するフライバック電圧を低
下させることにより、前記主スイッチング素子の制御端
子の電圧を閾値電圧より低い値に維持して前記帰還巻線
に発生するフライバック電圧によるターンオンを阻止
し、前記起動回路によって前記主スイッチング素子がタ
ーンオンするようにしたことを特徴とする。
【００１７】また、前記電圧降下手段として、スイッチ
素子、および該スイッチ素子のコレクタに直列に接続さ
れた抵抗を備え、前記出力電圧を規定するインピーダン
スを変化させるインピーダンス調整回路を設けたことを
特徴とする。
素子、および該スイッチ素子のコレクタに直列に接続さ
れた抵抗を備え、前記出力電圧を規定するインピーダン
スを変化させるインピーダンス調整回路を設けたことを
特徴とする。
【００１８】また、前記電圧降下手段として、前記出力
電圧を規定する基準電圧を変化させる基準電圧調整回路
を設けたことを特徴とする。
電圧を規定する基準電圧を変化させる基準電圧調整回路
を設けたことを特徴とする。
【００１９】また、前記電圧降下手段が、外部から入力
される信号により駆動することを特徴とする。
される信号により駆動することを特徴とする。
【００２０】上記の構成を有する本発明にかかるスイッ
チング電源装置によれば、電圧降下手段により、出力電
圧を降下させることができる。ここで、トランスの帰還
巻線に発生するフライバック電圧は、出力電圧に比例し
て増減するため、出力電圧が降下する度合いを調整し、
主スイッチング素子のオフ期間に発生するフライバック
電圧を低下させることにより、前記スイッチング素子の
制御端子の電圧を閾値電圧より低い値で共振させ、フラ
イバック電圧による主スイッチング素子のターンオンを
阻止することができる。これにより、主スイッチング素
子のターンオンが遅延し、主スイッチング素子のオフ期
間が延長され、発振周波数が低くなる。このため、発振
周波数の上昇によるスイッチング損失の増大が抑制さ
れ、回路効率が向上する。
チング電源装置によれば、電圧降下手段により、出力電
圧を降下させることができる。ここで、トランスの帰還
巻線に発生するフライバック電圧は、出力電圧に比例し
て増減するため、出力電圧が降下する度合いを調整し、
主スイッチング素子のオフ期間に発生するフライバック
電圧を低下させることにより、前記スイッチング素子の
制御端子の電圧を閾値電圧より低い値で共振させ、フラ
イバック電圧による主スイッチング素子のターンオンを
阻止することができる。これにより、主スイッチング素
子のターンオンが遅延し、主スイッチング素子のオフ期
間が延長され、発振周波数が低くなる。このため、発振
周波数の上昇によるスイッチング損失の増大が抑制さ
れ、回路効率が向上する。
【００２１】また、本発明にかかるスイッチング電源装
置によれば、電圧降下手段としてのインピーダンス調整
回路を構成するスイッチ手段をオンさせることにより、
同じくインピーダンス調整回路を構成する抵抗に発生す
るインピーダンスにより、出力電圧を規定するインピー
ダンスを変化させ、もしくは、基準電圧を変化させるこ
とにより、出力電圧を降下させることができる。
置によれば、電圧降下手段としてのインピーダンス調整
回路を構成するスイッチ手段をオンさせることにより、
同じくインピーダンス調整回路を構成する抵抗に発生す
るインピーダンスにより、出力電圧を規定するインピー
ダンスを変化させ、もしくは、基準電圧を変化させるこ
とにより、出力電圧を降下させることができる。
【００２２】
【発明の実施の形態】本発明の第１の実施例にかかるス
イッチング電源装置の構成を、図１を用いて説明する。
なお、同図に示したスイッチング電源装置１ａが、図６
に示したスイッチング電源装置１と異なる点は、電圧検
出回路４の出力側に、出力電圧ＶＯ１を降下させる電圧
降下手段としてのインピーダンス調整回路６、および、
ＤＣ−ＤＣコンバータ７を有する点であり、同図におい
て、インピーダンス調整回路６およびＤＣ−ＤＣコンバ
ータ７以外で、図６と同一もしくは相当する部分には同
一の符号を付し、その説明は省略する。
イッチング電源装置の構成を、図１を用いて説明する。
なお、同図に示したスイッチング電源装置１ａが、図６
に示したスイッチング電源装置１と異なる点は、電圧検
出回路４の出力側に、出力電圧ＶＯ１を降下させる電圧
降下手段としてのインピーダンス調整回路６、および、
ＤＣ−ＤＣコンバータ７を有する点であり、同図におい
て、インピーダンス調整回路６およびＤＣ−ＤＣコンバ
ータ７以外で、図６と同一もしくは相当する部分には同
一の符号を付し、その説明は省略する。
【００２３】図１において、スイッチング電源装置１ａ
を構成するインピーダンス調整回路６は、スイッチ素子
としてのトランジスタＱ３および抵抗Ｒ１０、Ｒ１１を
備えてなる。このうち、トランジスタＱ３は、エミッタ
がダイオードＤ１を介して、トランスＴの２次巻線Ｎ２
の一端に接続され、コレクタが抵抗Ｒ１０を介して、電
圧検出回路４のシャントレギュレータＳｒに接続されて
いる。また、トランジスタＱ３のベースは、抵抗Ｒ１１
を介して受信端子ＳＳに接続されている。この受信端子
ＳＳは、負荷である電子機器に接続されている。
を構成するインピーダンス調整回路６は、スイッチ素子
としてのトランジスタＱ３および抵抗Ｒ１０、Ｒ１１を
備えてなる。このうち、トランジスタＱ３は、エミッタ
がダイオードＤ１を介して、トランスＴの２次巻線Ｎ２
の一端に接続され、コレクタが抵抗Ｒ１０を介して、電
圧検出回路４のシャントレギュレータＳｒに接続されて
いる。また、トランジスタＱ３のベースは、抵抗Ｒ１１
を介して受信端子ＳＳに接続されている。この受信端子
ＳＳは、負荷である電子機器に接続されている。
【００２４】また、ＤＣ−ＤＣコンバータ７は、一般に
周知の昇圧、降圧または昇降圧コンバータであり、具体
的な構成の説明は省略する。
周知の昇圧、降圧または昇降圧コンバータであり、具体
的な構成の説明は省略する。
【００２５】ここで、スイッチング電源装置１ａは、負
荷である電子機器に設けられる発信装置（図示せず）と
ともに用いられるものである。すなわち、スイッチング
電源装置１ａの負荷がファクシミリであれば、ファクシ
ミリの電源がオンされているが、データの送受信動作を
行っていない、いわゆる待機時（軽負荷時）には、ファ
クシミリに設けられた発信装置（図示せず）から信号が
発せられ、この信号が、スイッチング電源装置１ａの受
信端子ＳＳを介してインピーダンス調整回路６に印加さ
れる。これにより、インピーダンス調整回路６のトラン
ジスタＱ３が導通し、出力電圧ＶＯ１の値を規定するイ
ンピーダンスが、電圧検出回路４の抵抗Ｒ６、Ｒ７に加
えて、インピーダンス調整回路６の抵抗Ｒ１０により生
成されることとなる。
荷である電子機器に設けられる発信装置（図示せず）と
ともに用いられるものである。すなわち、スイッチング
電源装置１ａの負荷がファクシミリであれば、ファクシ
ミリの電源がオンされているが、データの送受信動作を
行っていない、いわゆる待機時（軽負荷時）には、ファ
クシミリに設けられた発信装置（図示せず）から信号が
発せられ、この信号が、スイッチング電源装置１ａの受
信端子ＳＳを介してインピーダンス調整回路６に印加さ
れる。これにより、インピーダンス調整回路６のトラン
ジスタＱ３が導通し、出力電圧ＶＯ１の値を規定するイ
ンピーダンスが、電圧検出回路４の抵抗Ｒ６、Ｒ７に加
えて、インピーダンス調整回路６の抵抗Ｒ１０により生
成されることとなる。
【００２６】このようなインピーダンスの変化により、
出力電圧ＶＯ１の値がどのように変化するかを、論理式
を用いて説明する。なお、下記（１）乃至（３）式にお
いて、Ｖｒｅｆは、シャントレギュレータＳｒの基準電
位を示し、Ｒ６、Ｒ７、Ｒ１０は、それぞれ抵抗Ｒ６、
Ｒ７、Ｒ１０の抵抗値を示す。
出力電圧ＶＯ１の値がどのように変化するかを、論理式
を用いて説明する。なお、下記（１）乃至（３）式にお
いて、Ｖｒｅｆは、シャントレギュレータＳｒの基準電
位を示し、Ｒ６、Ｒ７、Ｒ１０は、それぞれ抵抗Ｒ６、
Ｒ７、Ｒ１０の抵抗値を示す。
【００２７】まず、インピーダンス調整回路６のトラン
ジスタＱ３が導通していないときの出力電圧ＶＯ１は、
下記（１）式で表される。
ジスタＱ３が導通していないときの出力電圧ＶＯ１は、
下記（１）式で表される。
【００２８】
ＶＯ１＝Ｖｒｅｆ×｛（Ｒ６＋Ｒ７）／Ｒ７｝ …（１）
これに対して、トランジスタＱ３が導通しているときの
出力電圧ＶＯ１は、下記（２）式で表される。
出力電圧ＶＯ１は、下記（２）式で表される。
【００２９】
ＶＯ１＝Ｖｒｅｆ×（１／Ｒ７）×｛Ｒ７＋（Ｒ６×Ｒ１０）／（Ｒ６＋Ｒ１
０）｝ …（２）
ここで、下記（３）式が成り立つ。
【００３０】
Ｒ６＞＝（Ｒ６×Ｒ１０）／（Ｒ６＋Ｒ１０） …（３）
そして、上記（１）式の出力電圧ＶＯ１と、上記（２）
式の出力電圧ＶＯ２との関係は、下記（４）式で表され
る。
式の出力電圧ＶＯ２との関係は、下記（４）式で表され
る。
【００３１】
ＶＯ１（（１）式）＞＝ＶＯ１（（２）式） …（４）
なお、（４）式の等式は、Ｒ１０＝∞のときのみ成立す
る。
る。
【００３２】このように、トランジスタＱ３が導通し、
出力電圧ＶＯ１を規定するインピーダンスが変化する
と、出力電圧ＶＯ１が降下する。
出力電圧ＶＯ１を規定するインピーダンスが変化する
と、出力電圧ＶＯ１が降下する。
【００３３】ここで、トランスの帰還巻線に発生するフ
ライバック電圧の絶対値は、帰還巻線の巻数比に応じ
て、出力電圧にダイオードＤ１の順方向電圧降下を加え
たものに比例した値となる。スイッチング電源装置１ａ
においては、フライバック電圧ＶＮＢの絶対値が出力電
圧ＶＯ１に比例することを利用して、インピーダンス調
整回路６による出力電圧ＶＯ１の降下の度合いが調整さ
れ、スイッチング素子であるＦＥＴＱ１のオフ期間に発
生するフライバック電圧ＶＮＢを低下させることによ
り、ＦＥＴＱ１の制御端子であるゲートの電圧を閾値電
圧より低い値で共振させるように設定されている。
ライバック電圧の絶対値は、帰還巻線の巻数比に応じ
て、出力電圧にダイオードＤ１の順方向電圧降下を加え
たものに比例した値となる。スイッチング電源装置１ａ
においては、フライバック電圧ＶＮＢの絶対値が出力電
圧ＶＯ１に比例することを利用して、インピーダンス調
整回路６による出力電圧ＶＯ１の降下の度合いが調整さ
れ、スイッチング素子であるＦＥＴＱ１のオフ期間に発
生するフライバック電圧ＶＮＢを低下させることによ
り、ＦＥＴＱ１の制御端子であるゲートの電圧を閾値電
圧より低い値で共振させるように設定されている。
【００３４】このようなフライバック電圧ＶＮＢの変化
を図２に示す。
を図２に示す。
【００３５】図２において、ｔ１の時点で、ＦＥＴＱ１
がターンオフし、フライバック電圧ＶＮＢは、サージ発
生の後、ほぼ一定の値に保たれ、いわゆるオフ期間に入
る。
がターンオフし、フライバック電圧ＶＮＢは、サージ発
生の後、ほぼ一定の値に保たれ、いわゆるオフ期間に入
る。
【００３６】ここで、オフ期間におけるフライバック電
圧ＶＮＢの絶対値は、下記（５）式により表される。こ
の（５）式において、ＮＢはトランスＴの帰還巻線ＮＢ
の巻数を示し、Ｎ２は２次巻線の巻数を示し、ＶＦは主
動作回路３の整流用のダイオードＤ１の順方向電圧を示
すものである。
圧ＶＮＢの絶対値は、下記（５）式により表される。こ
の（５）式において、ＮＢはトランスＴの帰還巻線ＮＢ
の巻数を示し、Ｎ２は２次巻線の巻数を示し、ＶＦは主
動作回路３の整流用のダイオードＤ１の順方向電圧を示
すものである。
【００３７】
｜ＶＮＢ｜＝（ＮＢ／Ｎ２）×（ＶＯ１＋ＶＦ） …（５）
さらに、ここで、インピーダンス調整回路６の働きによ
る出力電圧ＶＯ１の降下に比例して、（５）式中の出力
電圧ＶＯ１が小さくなることにより、フライバック電圧
ＶＮＢの絶対値は小さくなる。すなわち、図２にＶａで
示す本発明にかかるスイッチング電源装置のフライバッ
ク電圧ＶＮＢの絶対値は、図７にＶｂで示す従来のスイ
ッチング電源装置のフライバック電圧ＶＮＢの絶対値よ
り小さい。
る出力電圧ＶＯ１の降下に比例して、（５）式中の出力
電圧ＶＯ１が小さくなることにより、フライバック電圧
ＶＮＢの絶対値は小さくなる。すなわち、図２にＶａで
示す本発明にかかるスイッチング電源装置のフライバッ
ク電圧ＶＮＢの絶対値は、図７にＶｂで示す従来のスイ
ッチング電源装置のフライバック電圧ＶＮＢの絶対値よ
り小さい。
【００３８】そして、ｔ２の時点で、フライバック電圧
ＶＮＢは共振し始めるが、ｔ２の時点まで、比較的低い
値に維持されていたため、振幅が小さく、ＦＥＴＱ１の
ゲート電圧が閾値Ｖｔｈより低い値となり、フライバッ
ク電圧ＶＮＢによるＦＥＴＱ１のターンオンが阻止され
ることとなる。
ＶＮＢは共振し始めるが、ｔ２の時点まで、比較的低い
値に維持されていたため、振幅が小さく、ＦＥＴＱ１の
ゲート電圧が閾値Ｖｔｈより低い値となり、フライバッ
ク電圧ＶＮＢによるＦＥＴＱ１のターンオンが阻止され
ることとなる。
【００３９】その後、ｔ３の時点で、主動作回路３を構
成するＦＥＴＱ１の起動回路（本実施例においては、起
動抵抗Ｒ１）により、ＦＥＴＱ１のゲートに電圧が印加
され、ＦＥＴＱ１がターンオンする。
成するＦＥＴＱ１の起動回路（本実施例においては、起
動抵抗Ｒ１）により、ＦＥＴＱ１のゲートに電圧が印加
され、ＦＥＴＱ１がターンオンする。
【００４０】このように、ＦＥＴＱ１のターンオンが遅
延し、ＦＥＴＱ１のオフ期間が延長されるため、発振周
波数が低下する。したがって、発振周波数の上昇による
スイッチング損失の増大が抑制され、回路効率が向上す
る。
延し、ＦＥＴＱ１のオフ期間が延長されるため、発振周
波数が低下する。したがって、発振周波数の上昇による
スイッチング損失の増大が抑制され、回路効率が向上す
る。
【００４１】なお、降下した出力電圧ＶＯ１は、ＤＣ−
ＤＣコンバータ７により、所望の値まで昇圧され、出力
電圧ＶＯ２となり、負荷に供給される。
ＤＣコンバータ７により、所望の値まで昇圧され、出力
電圧ＶＯ２となり、負荷に供給される。
【００４２】次に、上記第１の実施例の変形例を図３を
用いて説明する。なお、同図において、図１と同一もし
くは相当する部分には同一の符号を付し、その説明は省
略する。
用いて説明する。なお、同図において、図１と同一もし
くは相当する部分には同一の符号を付し、その説明は省
略する。
【００４３】図３に示すスイッチング電源装置１ｂは、
ＤＣ−ＤＣコンバータ７が、トランスＴの２次巻線Ｎ２
の両端と、電圧検出回路４との間に接続され、インピー
ダンス調整回路６から出力端子ＯＵＴ１が引き出され、
ＤＣ−ＤＣコンバータ７から出力端子ＯＵＴ２が引き出
されてなるものである。そして、出力端子ＯＵＴ１、Ｏ
ＵＴ２からは、互いに異なる値の二つの出力電圧ＶＯ
ａ、ＶＯｂが得られる。また、インピーダンス調整回路
６により、出力電圧ＶＯａが降下し、負荷に供給され
る。また、出力電圧ＶＯａの降下により、スイッチング
損失の低減、回路効率の向上が実現される。また、ＤＣ
−ＤＣコンバータ７により、所望の値に昇圧された出力
電圧ＶＯｂが、負荷に供給される。
ＤＣ−ＤＣコンバータ７が、トランスＴの２次巻線Ｎ２
の両端と、電圧検出回路４との間に接続され、インピー
ダンス調整回路６から出力端子ＯＵＴ１が引き出され、
ＤＣ−ＤＣコンバータ７から出力端子ＯＵＴ２が引き出
されてなるものである。そして、出力端子ＯＵＴ１、Ｏ
ＵＴ２からは、互いに異なる値の二つの出力電圧ＶＯ
ａ、ＶＯｂが得られる。また、インピーダンス調整回路
６により、出力電圧ＶＯａが降下し、負荷に供給され
る。また、出力電圧ＶＯａの降下により、スイッチング
損失の低減、回路効率の向上が実現される。また、ＤＣ
−ＤＣコンバータ７により、所望の値に昇圧された出力
電圧ＶＯｂが、負荷に供給される。
【００４４】次に、本発明の第２の実施例にかかるスイ
ッチング電源装置の構成を、図４を用いて説明する。な
お、同図において、図１と同一もしくは相当する部分に
は同一の符号を付し、その説明は省略する。
ッチング電源装置の構成を、図４を用いて説明する。な
お、同図において、図１と同一もしくは相当する部分に
は同一の符号を付し、その説明は省略する。
【００４５】図４に示すスイッチング電源装置１ｃは、
インピーダンス調整回路６ａにより、帰還巻線ＮＢに発
生するフライバック電圧ＶＮＢを直接、降下させるもの
であり、制御回路５ａ、インピーダンス調整回路６ａお
よびＤＣ−ＤＣコンバータ７を備えてなる。
インピーダンス調整回路６ａにより、帰還巻線ＮＢに発
生するフライバック電圧ＶＮＢを直接、降下させるもの
であり、制御回路５ａ、インピーダンス調整回路６ａお
よびＤＣ−ＤＣコンバータ７を備えてなる。
【００４６】このうち、制御回路５ａは、図１に示す制
御回路５のフォトカプラＰＣの代わりにトランジスタＱ
４を設け、このトランジスタＱ４のベース側に抵抗Ｒ１
２、Ｒ１３、Ｒ１４、Ｒ１５、ダイオードＤ３およびコ
ンデンサＣ５を設けたものである。なお、この制御回路
５ａの動作については、従来から公知のＲＣＣ方式のス
イッチング電源装置の制御系回路の動作と同様であり、
説明は省略する。
御回路５のフォトカプラＰＣの代わりにトランジスタＱ
４を設け、このトランジスタＱ４のベース側に抵抗Ｒ１
２、Ｒ１３、Ｒ１４、Ｒ１５、ダイオードＤ３およびコ
ンデンサＣ５を設けたものである。なお、この制御回路
５ａの動作については、従来から公知のＲＣＣ方式のス
イッチング電源装置の制御系回路の動作と同様であり、
説明は省略する。
【００４７】また、インピーダンス調整回路６ａは、ト
ランスＴの帰還巻線ＮＢの両端間に接続されており、ト
ランジスタＱ３を備えてなる。このトランジスタＱ３
は、エミッタが、トランスＴの帰還巻線ＮＢの一端に接
続され、コレクタが、抵抗Ｒ１０を介してシャントレギ
ュレータＳｒ１に接続される。このシャントレギュレー
タＳｒ１は、制御回路５ａの抵抗Ｒ１３を介してトラン
ジスタＱ４のベースに接続される。また、抵抗Ｒ１０と
シャントレギュレータＳｒ１の接続点は、抵抗Ｒ１６お
よび抵抗Ｒ１７に接続される。さらに、インピーダンス
調整回路６ａは、整流用のダイオードＤ４および平滑用
のコンデンサＣ６を備える。
ランスＴの帰還巻線ＮＢの両端間に接続されており、ト
ランジスタＱ３を備えてなる。このトランジスタＱ３
は、エミッタが、トランスＴの帰還巻線ＮＢの一端に接
続され、コレクタが、抵抗Ｒ１０を介してシャントレギ
ュレータＳｒ１に接続される。このシャントレギュレー
タＳｒ１は、制御回路５ａの抵抗Ｒ１３を介してトラン
ジスタＱ４のベースに接続される。また、抵抗Ｒ１０と
シャントレギュレータＳｒ１の接続点は、抵抗Ｒ１６お
よび抵抗Ｒ１７に接続される。さらに、インピーダンス
調整回路６ａは、整流用のダイオードＤ４および平滑用
のコンデンサＣ６を備える。
【００４８】次に、このように構成されるインピーダン
ス調整回路６ａの動作を説明する。
ス調整回路６ａの動作を説明する。
【００４９】まず、定常時には、インピーダンス調整回
路６ａにおいて、トランジスタＱ３は導通しない。この
とき、出力電圧ＶＯ１は、下記（６）式で表される。な
お、下記（６）乃至（９）式において、Ｖｒｅｆは、シ
ャントレギュレータＳｒの基準電位を示し、Ｒ１０、Ｒ
１６、Ｒ１７は、それぞれ抵抗Ｒ１０、Ｒ１６、Ｒ１７
の抵抗値を示す。また、Ｎ２、ＮＢは、それぞれトラン
ンスＴの２次巻線Ｎ２、帰還巻線ＮＢに発生する電圧を
示し、ＶＦは、ダイオードＤ１の順方向電圧を示す。
路６ａにおいて、トランジスタＱ３は導通しない。この
とき、出力電圧ＶＯ１は、下記（６）式で表される。な
お、下記（６）乃至（９）式において、Ｖｒｅｆは、シ
ャントレギュレータＳｒの基準電位を示し、Ｒ１０、Ｒ
１６、Ｒ１７は、それぞれ抵抗Ｒ１０、Ｒ１６、Ｒ１７
の抵抗値を示す。また、Ｎ２、ＮＢは、それぞれトラン
ンスＴの２次巻線Ｎ２、帰還巻線ＮＢに発生する電圧を
示し、ＶＦは、ダイオードＤ１の順方向電圧を示す。
【００５０】
ＶＯ１＝Ｖｒｅｆ×｛（Ｒ１６＋Ｒ１７）／Ｒ１７｝×（Ｎ２／ＮＢ）＋ＶＦ
…（６）
また、軽負荷時には、負荷である電子機器からの信号
が、受信端子ＳＳを介してインピーダンス調整回路６ａ
に印加され、トランジスタＱ３が導通する。このときの
出力電圧ＶＯ１は下記（７）式で表される。
が、受信端子ＳＳを介してインピーダンス調整回路６ａ
に印加され、トランジスタＱ３が導通する。このときの
出力電圧ＶＯ１は下記（７）式で表される。
【００５１】
ＶＯ１２＝Ｖｒｅｆ×（１／Ｒ１７）×｛Ｒ１７＋（Ｒ１６×Ｒ１０）／（Ｒ
１６＋Ｒ１７）｝ …（７）
ここで、下記（８）式が成り立つ。
【００５２】
Ｒ１６＞＝（Ｒ１６×Ｒ１０）／（Ｒ１６＋Ｒ１０） …（８）
したがって、上記（６）式の出力電圧ＶＯ１と、上記
（７）式の出力電圧ＶＯ１との関係は、下記（９）式で
表される。
（７）式の出力電圧ＶＯ１との関係は、下記（９）式で
表される。
【００５３】
ＶＯ１（（６）式）＞ＶＯ１（（７）式） …（９）
このように、トランジスタＱ３が導通し、出力電圧ＶＯ
１を規定するインピーダンスが変化すると、出力電圧Ｖ
Ｏ１が降下する。
１を規定するインピーダンスが変化すると、出力電圧Ｖ
Ｏ１が降下する。
【００５４】そして、スイッチング電源装置１ｃにおい
ては、インピーダンス調整回路６ａによる出力電圧ＶＯ
１の降下の度合いを調整し、主スイッチング素子である
ＦＥＴＱ１の閾値に満たない範囲で振幅するように設定
されている。これにより、第１の実施例と同様に、ＦＥ
ＴＱ１のオフ期間が延長され、発振周波数が低くなる。
したがって、発振周波数の上昇によるスイッチング損失
の増大が抑制され、回路効率が向上する。
ては、インピーダンス調整回路６ａによる出力電圧ＶＯ
１の降下の度合いを調整し、主スイッチング素子である
ＦＥＴＱ１の閾値に満たない範囲で振幅するように設定
されている。これにより、第１の実施例と同様に、ＦＥ
ＴＱ１のオフ期間が延長され、発振周波数が低くなる。
したがって、発振周波数の上昇によるスイッチング損失
の増大が抑制され、回路効率が向上する。
【００５５】また、フライバック電圧ＶＮＢの降下に伴
い、フライバック電圧ＶＮＢと比例した値となる出力電
圧ＶＯ１が降下するが、ＤＣ−ＤＣコンバータ７によ
り、出力電圧ＶＯ１が所望の値まで昇圧され、出力電圧
ＶＯ２となり、負荷に供給される。
い、フライバック電圧ＶＮＢと比例した値となる出力電
圧ＶＯ１が降下するが、ＤＣ−ＤＣコンバータ７によ
り、出力電圧ＶＯ１が所望の値まで昇圧され、出力電圧
ＶＯ２となり、負荷に供給される。
【００５６】また、特に図示しないが、図４のスイッチ
ング電源装置１ｃの変形例としては、図３に示すスイッ
チング電源装置１ｂのように、 ＤＣ−ＤＣコンバータ
７の配置を変え、互いに異なる出力電圧が得られる二つ
の出力端子を設けたものも、実現可能である。
ング電源装置１ｃの変形例としては、図３に示すスイッ
チング電源装置１ｂのように、 ＤＣ−ＤＣコンバータ
７の配置を変え、互いに異なる出力電圧が得られる二つ
の出力端子を設けたものも、実現可能である。
【００５７】次に、本発明にかかる第３の実施例を図５
を用いて説明する。なお、同図において、図１と同一も
しくは相当する部分には同一の符号を付し、その説明は
省略する。
を用いて説明する。なお、同図において、図１と同一も
しくは相当する部分には同一の符号を付し、その説明は
省略する。
【００５８】図５に示すスイッチング電源装置１ｄは、
図１の電圧検出回路４およびインピーダンス調整回路６
に替わって、電圧降下手段としての基準電圧調整回路８
が設けられたものである。
図１の電圧検出回路４およびインピーダンス調整回路６
に替わって、電圧降下手段としての基準電圧調整回路８
が設けられたものである。
【００５９】この基準電圧調整回路８は、抵抗Ｒ５、Ｒ
６、Ｒ７、Ｒ１０フォトカプラＰＣの発光側の発光ダイ
オードＰＤ、トランジスタＱ４、コンデンサＣ５、差動
増幅器ＯＰおよび電圧源９を備える。
６、Ｒ７、Ｒ１０フォトカプラＰＣの発光側の発光ダイ
オードＰＤ、トランジスタＱ４、コンデンサＣ５、差動
増幅器ＯＰおよび電圧源９を備える。
【００６０】このうち、抵抗Ｒ５、発光ダイオードＰＤ
およびトランジスタＱ４は互いに直列に接続され、主動
作回路３のコンデンサＣ４に対し、並列に設けられる。
また、抵抗Ｒ６とＲ７も互いに直列に接続され、同じく
コンデンサＣ４に対し、並列に設けられる。また、抵抗
Ｒ６とＲ７の接続点は、差動増幅器ＯＰの反転入力端に
接続される。また、電圧源９に発生する電圧は、負荷で
ある電子機器からの信号により変化する。この電圧源９
に発生する電圧は、差動増幅器ＯＰの非反転入力端に印
加される。そして、差動増幅器ＯＰの出力端は、トラン
ジスタＱ４のベースに接続される。
およびトランジスタＱ４は互いに直列に接続され、主動
作回路３のコンデンサＣ４に対し、並列に設けられる。
また、抵抗Ｒ６とＲ７も互いに直列に接続され、同じく
コンデンサＣ４に対し、並列に設けられる。また、抵抗
Ｒ６とＲ７の接続点は、差動増幅器ＯＰの反転入力端に
接続される。また、電圧源９に発生する電圧は、負荷で
ある電子機器からの信号により変化する。この電圧源９
に発生する電圧は、差動増幅器ＯＰの非反転入力端に印
加される。そして、差動増幅器ＯＰの出力端は、トラン
ジスタＱ４のベースに接続される。
【００６１】このように、差動増幅器ＯＰの基準電圧
は、電圧源９に発生する電圧を用いている。この電圧源
９に発生する電圧は、負荷である電子機器からの信号に
より変化する、いわば可変基準電圧である。そして、差
動増幅器ＯＰおよびトランジスタＱ４は、エラーアンプ
として動作し、（＋）（−）端子間の電位差が零となる
ように動作し、可変基準電圧に比例した出力電圧ＶＯ２
が得られるものである。
は、電圧源９に発生する電圧を用いている。この電圧源
９に発生する電圧は、負荷である電子機器からの信号に
より変化する、いわば可変基準電圧である。そして、差
動増幅器ＯＰおよびトランジスタＱ４は、エラーアンプ
として動作し、（＋）（−）端子間の電位差が零となる
ように動作し、可変基準電圧に比例した出力電圧ＶＯ２
が得られるものである。
【００６２】ここで、電圧源９に発生する電圧を、外
部、すなわち負荷である電子機器からの信号により変化
させるのではなく、スイッチング電源装置１ｄの内部に
設けた発信器からの信号により変化させてもよい。
部、すなわち負荷である電子機器からの信号により変化
させるのではなく、スイッチング電源装置１ｄの内部に
設けた発信器からの信号により変化させてもよい。
【００６３】また、特に図示しないが、図５のスイッチ
ング電源装置１ｄの変形例としては、図３に示すスイッ
チング電源装置１ｂのように、ＤＣ−ＤＣコンバータ７
の配置を変え、互いに異なる出力電圧が得られる二つの
出力端子を設けたものも、実現可能である。
ング電源装置１ｄの変形例としては、図３に示すスイッ
チング電源装置１ｂのように、ＤＣ−ＤＣコンバータ７
の配置を変え、互いに異なる出力電圧が得られる二つの
出力端子を設けたものも、実現可能である。
【００６４】なお、上記各実施例において説明したイン
ピーダンス調整回路は、トランスＴの２次巻線ＮＢに発
生する電圧を降下させるためのものであり、同様の動作
をするものであれば、いかなる構成の回路でも代用可能
である。
ピーダンス調整回路は、トランスＴの２次巻線ＮＢに発
生する電圧を降下させるためのものであり、同様の動作
をするものであれば、いかなる構成の回路でも代用可能
である。
【００６５】また、上記各実施例においては、複数の出
力端子を有するスイッチング電源装置として、二つの出
力端子を有するものについて説明したが、三つ以上の出
力端子を備え、それぞれの出力端子から互いに異なる値
の出力電圧が得られるスイッチング電源装置にも、本発
明を適用することができる。
力端子を有するスイッチング電源装置として、二つの出
力端子を有するものについて説明したが、三つ以上の出
力端子を備え、それぞれの出力端子から互いに異なる値
の出力電圧が得られるスイッチング電源装置にも、本発
明を適用することができる。
【００６６】また、上記各実施例においては、電圧降下
手段を構成するスイッチ素子として、トランジスタを設
ける場合について説明したが、同様の動作を行うもので
あれば、トランジスタ以外のものを用いてもよい。
手段を構成するスイッチ素子として、トランジスタを設
ける場合について説明したが、同様の動作を行うもので
あれば、トランジスタ以外のものを用いてもよい。
【００６７】また、上記各実施例においては、待機時
（軽負荷時）に、出力電圧を降下させた後、ＤＣ−ＤＣ
コンバータにより昇圧する場合について説明したが、こ
れとは逆に、定格時に、ＤＣ−ＤＣコンバータ（降圧コ
ンバータ）により出力電圧を降下させ、待機時に、降圧
した出力電圧を昇降圧せずに出力する構成としてもよ
い。
（軽負荷時）に、出力電圧を降下させた後、ＤＣ−ＤＣ
コンバータにより昇圧する場合について説明したが、こ
れとは逆に、定格時に、ＤＣ−ＤＣコンバータ（降圧コ
ンバータ）により出力電圧を降下させ、待機時に、降圧
した出力電圧を昇降圧せずに出力する構成としてもよ
い。
【００６８】また、上記各実施例においては、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータにより、出力電圧を昇圧または降圧する場
合について説明したが、待機時の電圧降下が許容される
場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータを設ける必要はない。
Ｃコンバータにより、出力電圧を昇圧または降圧する場
合について説明したが、待機時の電圧降下が許容される
場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータを設ける必要はない。
【００６９】
【発明の効果】本発明にかかるスイッチング電源装置に
よれば、電圧降下手段により、出力電圧を降下させるこ
とができる。ここで、トランスの帰還巻線に発生するフ
ライバック電圧は、出力電圧に比例して増減するため、
出力電圧が降下する度合いを調整し、主スイッチング素
子のオフ期間に発生するフライバック電圧を低下させる
ことにより、主スイッチング素子の制御端子の電圧を閾
値より低い値に保つことで、フライバック電圧による主
スイッチング素子のターンオンを阻止して、起動回路に
よって主スイッチング素子をターンオンさせることがで
きる。これにより、主スイッチング素子のターンオンが
遅延し、主スイッチング素子のオフ期間を延長され、発
振周波数が低くなる。したがって、発振周波数の上昇に
よるスイッチング損失の増大が抑制され、回路効率が向
上する。
よれば、電圧降下手段により、出力電圧を降下させるこ
とができる。ここで、トランスの帰還巻線に発生するフ
ライバック電圧は、出力電圧に比例して増減するため、
出力電圧が降下する度合いを調整し、主スイッチング素
子のオフ期間に発生するフライバック電圧を低下させる
ことにより、主スイッチング素子の制御端子の電圧を閾
値より低い値に保つことで、フライバック電圧による主
スイッチング素子のターンオンを阻止して、起動回路に
よって主スイッチング素子をターンオンさせることがで
きる。これにより、主スイッチング素子のターンオンが
遅延し、主スイッチング素子のオフ期間を延長され、発
振周波数が低くなる。したがって、発振周波数の上昇に
よるスイッチング損失の増大が抑制され、回路効率が向
上する。
【図１】本発明の第１の実施例にかかるスイッチング電
源装置を示す回路図である。
源装置を示す回路図である。
【図２】図１のスイッチング電源装置の帰還巻線に発生
する電圧の変化を示す図解図である。
する電圧の変化を示す図解図である。
【図３】図１のスイッチング電源装置の変形例を示す回
路図である。
路図である。
【図４】本発明の第２の実施例にかかるスイッチング電
源装置を示す回路図である。
源装置を示す回路図である。
【図５】本発明の第３の実施例にかかるスイッチング電
源装置を示す回路図である。
源装置を示す回路図である。
【図６】従来のスイッチング電源装置を示す回路図であ
る。
る。
【図７】図６のスイッチング電源装置の帰還巻線に発生
する電圧の変化を示す図解図である。
する電圧の変化を示す図解図である。
１ａ、１ｂ、１ｃ スイッチング電源装置
６、６ａ、８ インピーダンス調整回路
Ｔ トランス
Ｎ１ １次巻線
Ｎ２ ２次巻線
ＮＢ 帰還巻線
Ｑ１ ＦＥＴ（主スイッチング素子）
Ｑ３ トランジスタ
Ｒ１０ 抵抗
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 3/28
H02J 1/00 306
H02M 3/338
Claims (4)
- 【請求項１】 直流電源と、１次巻線、２次巻線および
帰還巻線を有するトランスと、起動回路と、前記１次巻
線に直列に接続され、前記起動回路もしくは前記帰還巻
線に発生する電圧によりターンオンするＦＥＴからなる
主スイッチング素子とを備え、直流出力が得られるスイ
ッチング電源装置において、 前記出力電圧を降下させる電圧降下手段を設け、 該電圧降下手段により、前記出力電圧を降下させ、前記
主スイッチング素子のオフ期間に前記帰還巻線に発生す
るフライバック電圧を低下させることにより、前記主ス
イッチング素子の制御端子の電圧を閾値電圧より低い値
に維持して前記帰還巻線に発生するフライバック電圧に
よるターンオンを阻止し、前記起動回路によって前記主
スイッチング素子がターンオンするようにしたことを特
徴とするスイッチング電源装置。 - 【請求項２】 前記電圧降下手段として、スイッチ素
子、および該スイッチ素子のコレクタに直列に接続され
た抵抗を備え、前記出力電圧を規定するインピーダンス
を変化させるインピーダンス調整回路を設けたことを特
徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項３】 前記電圧降下手段として、前記出力電圧
を規定する基準電圧を変化させる基準電圧調整回路を設
けたことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電
源装置。 - 【請求項４】 前記電圧降下手段が、外部から入力され
る信号により駆動することを特徴とする請求項１乃至３
のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25355199A JP3386016B2 (ja) | 1999-01-18 | 1999-09-07 | スイッチング電源装置 |
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