JPS62166776A - 直流−直流変換器 - Google Patents
直流−直流変換器Info
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- JPS62166776A JPS62166776A JP61006668A JP666886A JPS62166776A JP S62166776 A JPS62166776 A JP S62166776A JP 61006668 A JP61006668 A JP 61006668A JP 666886 A JP666886 A JP 666886A JP S62166776 A JPS62166776 A JP S62166776A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
- H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
Landscapes
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- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、安定化直流電源装置に使用する直流−直流変
換器（ＤＣ−ＤＣコンバータ］に関するものである。
換器（ＤＣ−ＤＣコンバータ］に関するものである。
トランスの１次巻線にスイッチングトランジスタケ直列
に接続し、これをオン・オフすることによって直流を断
続し、２次巻ｒＭＫ得られる電圧乞整流平滑して直流出
力を得るＤＣ−ＤＣコンバータは既に知られている。と
ころで、従来の代表的なオン・オン型のＤ＜ニーＤＣコ
ンバータ（Ｆ ＣＣ〕は、発振器を使用してパルス幅変
調波（ＰＷＭ１２）り’に作つ、これにより変換用スイ
ッチングトランジスタケオン・オフ制御する他励式に構
成されている。従って、回路が複雑且つ高価になった。
に接続し、これをオン・オフすることによって直流を断
続し、２次巻ｒＭＫ得られる電圧乞整流平滑して直流出
力を得るＤＣ−ＤＣコンバータは既に知られている。と
ころで、従来の代表的なオン・オン型のＤ＜ニーＤＣコ
ンバータ（Ｆ ＣＣ〕は、発振器を使用してパルス幅変
調波（ＰＷＭ１２）り’に作つ、これにより変換用スイ
ッチングトランジスタケオン・オフ制御する他励式に構
成されている。従って、回路が複雑且つ高価になった。
この種の欠点を解決するものとして、特公昭５２−１８
３６４号にトランスに制御巻＃Ｊン設け、この制御巻線
を制御することにより出力電圧を調整丁ル自励式のオン
・オン型ＤＣ−ＤＣコンバータが開示されている。しか
し、この方式では、制御巻線を設けなければならす、大
幅に小型化及び簡略化することが困難である。
３６４号にトランスに制御巻＃Ｊン設け、この制御巻線
を制御することにより出力電圧を調整丁ル自励式のオン
・オン型ＤＣ−ＤＣコンバータが開示されている。しか
し、この方式では、制御巻線を設けなければならす、大
幅に小型化及び簡略化することが困難である。
簡単な回路構成のＤＣ−Ｄ（：コンバータとして。
オン・オフ型の自励式１）Ｃ−ＤＣコンバータがあるが
、軽負荷時に発成周波数が上ってスイッチングＬＯＩ数
が多くなり、スイッチング損失か大になると（・う欠点
を有する。また、スイッチング素子としてｔ弁効果トラ
ンジスタを使用することが困難であると−・う欠点馨有
する。
、軽負荷時に発成周波数が上ってスイッチングＬＯＩ数
が多くなり、スイッチング損失か大になると（・う欠点
を有する。また、スイッチング素子としてｔ弁効果トラ
ンジスタを使用することが困難であると−・う欠点馨有
する。
そこで、本発明の目的は、比較的簡単な回路で目励発撮
し、且つ電圧制御を容易に達成することができる直流−
直流変換器を提供することにある。
し、且つ電圧制御を容易に達成することができる直流−
直流変換器を提供することにある。
上記問題点を解決し、上記目的を達成するための本発明
は、一対の直流電源端子の一方にその一端が接続された
トランス１次巻線と、少なくとも第１の端子と第２の端
子と制御端子とを有し、前記第１の端子が前記１次巻線
の他端に接続され、前記第２の端子が前記一対の直流電
源端子の他方に接続され、前記制御端子に所定レベル用
土の電圧が即加さｎた時に、前記第１の端子と前記第２
の端子との間が導通状態になるように構成さｉｔ”’（
いる変換用スイッチング素子と、前記１次音線に電磁結
合さｎた２次巻線と、前記２次巻線に接続された整流平
滑回路と、前記１次巻線及び前記２次巻線に［磁結合さ
れ、前記変換用スイ゛ンチング素子の前記制御端子と前
記第２の端子との間に接続された３次巻線と、前記一方
の直流電源端子と前記変換用スイッチング素子の前記第
１の端子との間の電源ラインにその一端が接続され、そ
の他端が前記制御端子に接続された起動抵抗と、前記変
換用スイッチング素子の前記制御端子と前記第２の端子
との間に接続された制御用スイッチング素子（例えばト
ランジスタ（１９） ト、コンデンサとこのコンデンサ
を抵抗値？有して充電する充電回路とを含み、前記変換
用スイッチング素子の導通開始に応答して前記コンデン
サの光１！を開始し、前記コンデンサの電圧が所定値に
なった時に前記制御用スイッチング素子Ｙオン駆動し℃
前記変換用スイッチング素子のオン期間ン終了させるよ
うに構成されたオン期間終了制御回路と、前記コンデン
サの充電電流ン変えることによって前記コンデンサの電
圧が前記制御用スイッチング素子のオンレベルに違する
までの時間幅を変えて前記整流平４回路の出力電圧ケ制
御する電圧制御回路とから成る直流−直流変換器に係わ
るものである。
は、一対の直流電源端子の一方にその一端が接続された
トランス１次巻線と、少なくとも第１の端子と第２の端
子と制御端子とを有し、前記第１の端子が前記１次巻線
の他端に接続され、前記第２の端子が前記一対の直流電
源端子の他方に接続され、前記制御端子に所定レベル用
土の電圧が即加さｎた時に、前記第１の端子と前記第２
の端子との間が導通状態になるように構成さｉｔ”’（
いる変換用スイッチング素子と、前記１次音線に電磁結
合さｎた２次巻線と、前記２次巻線に接続された整流平
滑回路と、前記１次巻線及び前記２次巻線に［磁結合さ
れ、前記変換用スイ゛ンチング素子の前記制御端子と前
記第２の端子との間に接続された３次巻線と、前記一方
の直流電源端子と前記変換用スイッチング素子の前記第
１の端子との間の電源ラインにその一端が接続され、そ
の他端が前記制御端子に接続された起動抵抗と、前記変
換用スイッチング素子の前記制御端子と前記第２の端子
との間に接続された制御用スイッチング素子（例えばト
ランジスタ（１９） ト、コンデンサとこのコンデンサ
を抵抗値？有して充電する充電回路とを含み、前記変換
用スイッチング素子の導通開始に応答して前記コンデン
サの光１！を開始し、前記コンデンサの電圧が所定値に
なった時に前記制御用スイッチング素子Ｙオン駆動し℃
前記変換用スイッチング素子のオン期間ン終了させるよ
うに構成されたオン期間終了制御回路と、前記コンデン
サの充電電流ン変えることによって前記コンデンサの電
圧が前記制御用スイッチング素子のオンレベルに違する
までの時間幅を変えて前記整流平４回路の出力電圧ケ制
御する電圧制御回路とから成る直流−直流変換器に係わ
るものである。
上記発明にお（・ては、まず起動抵抗χ介して変換用ス
イッチング素子がオンに（換する。こ４．により３次巻
線に生じる正帰還電圧がｆ＞用スイッチング素子に加わ
り、変換用スイッチング素子のオンが維持される。コン
デンサは変換用スイッチング素子のオン時のトランス電
圧に基づいて充電される。コンデンサの電圧が制御用ス
イッチング素子のオンレベルに違すると、これがオンに
なり、逆に変換用スイッチング素子がオフに転換する。
イッチング素子がオンに（換する。こ４．により３次巻
線に生じる正帰還電圧がｆ＞用スイッチング素子に加わ
り、変換用スイッチング素子のオンが維持される。コン
デンサは変換用スイッチング素子のオン時のトランス電
圧に基づいて充電される。コンデンサの電圧が制御用ス
イッチング素子のオンレベルに違すると、これがオンに
なり、逆に変換用スイッチング素子がオフに転換する。
出力電圧制御は、出力電圧の検出に応答してコンデンサ
の時定数を変えることにより達成される。
の時定数を変えることにより達成される。
これにより、簡単な回路でオン時間幅可変の自励式直流
−直流変換器？提供することができろ。
−直流変換器？提供することができろ。
〔第１の実施例〕
次に、纂１図及び第２図によって本発明の第１の実施例
に係わる直流−直流変換器を説明する。
に係わる直流−直流変換器を説明する。
第１図において、一方の直流電源端子１）．１にはトラ
ンス（２＋のｌ欠巻線（３１の一端が接続さｉている。
ンス（２＋のｌ欠巻線（３１の一端が接続さｉている。
１次巻線（３１の他端と他方の直流を源塙子（４）との
間には、変換用スイッチング素子としてヘチャネルの絶
縁ゲート型（ＭＯＳ型）電界効果トランジスタ即ちＦＥ
’Ｊ’（５）が接続されている。Ｆ’ＥＴ（５）は第１
の端子とじ℃ドレイン、第２の端子としてソース、制御
端子としてゲート？有し、ゲートにスレシホールド電圧
ｖＴＨ以上の電圧が印加された時にドレイン・ソース間
が導通状態（オン状態）になるものである。
間には、変換用スイッチング素子としてヘチャネルの絶
縁ゲート型（ＭＯＳ型）電界効果トランジスタ即ちＦＥ
’Ｊ’（５）が接続されている。Ｆ’ＥＴ（５）は第１
の端子とじ℃ドレイン、第２の端子としてソース、制御
端子としてゲート？有し、ゲートにスレシホールド電圧
ｖＴＨ以上の電圧が印加された時にドレイン・ソース間
が導通状態（オン状態）になるものである。
１次巻＆！［３１に電磁結合された２次巻線（６）には
、２つのダイオード（７） （８＋と、１ノアクトル（
９）と、コンデンサσＯとから成る整流平温回路Ｕυが
接続されているｅｇ！流平渭平滑αυに接続された出力
端子（ｌ力Ｕは安定化された出力電圧？負荷に供給する
部分である。
、２つのダイオード（７） （８＋と、１ノアクトル（
９）と、コンデンサσＯとから成る整流平温回路Ｕυが
接続されているｅｇ！流平渭平滑αυに接続された出力
端子（ｌ力Ｕは安定化された出力電圧？負荷に供給する
部分である。
Ｇ４）はトランス３次巻線であって、１次巻＃（３１及
び２次巻線（６１にｔ母結合されている。この３次巻線
■の一端は、抵抗Ｃｌ５１とコンデンサＣＩとを介して
Ｆ’ ｋ Ｔ （５１のゲートに接続され、他端はソー
スに接続され′ＣＸ、・る。一方の電源端子ｌｉ＋とゲ
ートとの間には起動抵抗σ６Ｉが接続されている。
び２次巻線（６１にｔ母結合されている。この３次巻線
■の一端は、抵抗Ｃｌ５１とコンデンサＣＩとを介して
Ｆ’ ｋ Ｔ （５１のゲートに接続され、他端はソー
スに接続され′ＣＸ、・る。一方の電源端子ｌｉ＋とゲ
ートとの間には起動抵抗σ６Ｉが接続されている。
本発明に係わるオン時間終了制御回路は、コンデンサσ
でと充電回路としての抵抗α＆とによつ℃構成されてい
る。コンデンサＣ１７］はこの充電時定数？決めるため
の抵抗賭ヲ介して３次巻１ｆｉｐｕｕに並列に接続され
又いる。なお、コンデンサ＋１７１に並列にダイオード
のが接続されている。
でと充電回路としての抵抗α＆とによつ℃構成されてい
る。コンデンサＣ１７］はこの充電時定数？決めるため
の抵抗賭ヲ介して３次巻１ｆｉｐｕｕに並列に接続され
又いる。なお、コンデンサ＋１７１に並列にダイオード
のが接続されている。
制御用トランジスタ鰻は、ＦＢＴ＋５＋のゲートとソー
スとの間に接続され、コンデンサＣＬηの電圧■。
スとの間に接続され、コンデンサＣＬηの電圧■。
によって制御され℃いる。、即ち、コンデンサσηが制
御用トランジスタ（１９のベース・エミッタ間Ｋ Ｍ続
され、コンデ／す（１７１の電圧が所定値（ＶＢ、 ）
以上になった時に制御用トランジスタ（１）がオンにな
るように構成されている。
御用トランジスタ（１９のベース・エミッタ間Ｋ Ｍ続
され、コンデ／す（１７１の電圧が所定値（ＶＢ、 ）
以上になった時に制御用トランジスタ（１）がオンにな
るように構成されている。
定電圧制御回路として、出力端子（１２）Ｇ３１間に接
続された電圧検出用抵抗（２０１２）１と、この抵抗ｔ
２０） ＆ｔ＋の分圧点に一方の入力端子が接続され、
他方の入力端子が基準電圧源−に接続された誤差増幅器
［２３と、この誤差増幅器器の出力端子に接続されたホ
トダイオード（２４）と、このホトダイオードＱ４Ｊに
光結合されたホトトランジスタ囚とが設けられている。
続された電圧検出用抵抗（２０１２）１と、この抵抗ｔ
２０） ＆ｔ＋の分圧点に一方の入力端子が接続され、
他方の入力端子が基準電圧源−に接続された誤差増幅器
［２３と、この誤差増幅器器の出力端子に接続されたホ
トダイオード（２４）と、このホトダイオードＱ４Ｊに
光結合されたホトトランジスタ囚とが設けられている。
ホトトランジスタのは、コンデンサσシの充電時定数を
変えるための可変インピーダンス素子とし℃設けられ几
ものであり、抵抗囮に並列に接続されている。
変えるための可変インピーダンス素子とし℃設けられ几
ものであり、抵抗囮に並列に接続されている。
トランス＋２）の残留磁気上フライバック電圧によつ−
ＣＩ７セツトするために、１次巻ｉｔ３＋に並列にダイ
オードｌＸ！６１ヲ介して抵抗＠が接続されている６ま
たフライバック電圧を抑制するために、抵抗２７１に並
列にコンデンサ徹が接続されている。
ＣＩ７セツトするために、１次巻ｉｔ３＋に並列にダイ
オードｌＸ！６１ヲ介して抵抗＠が接続されている６ま
たフライバック電圧を抑制するために、抵抗２７１に並
列にコンデンサ徹が接続されている。
（動 作）
一対の電源端子＋１！１４）から直流電圧ケ供給すると
、起動抵抗ａｂＩｖ介してＦ Ｅ ’Ｉ’ （５１のゲ
ートに電圧が加わる。コンデンサＣ１は小容量である几
めに直ちに充電され、スレシホールド電圧ＶＴＨ以上の
ゲート電圧が得られ、Ｐ Ｂ Ｔ （５）はオンになる
。Ｆ” Ｅ Ｔ （５）がオンになると、第２図ＦＣ＋
に示す如（Ｆ’Ｅ’Ｉ’（５）のドレイン・ソース電圧
ＶＤｓが低くなり、逆に１次巻線（３１に電源電圧が回
加されるために、第２図の）に示す如く３次巻線α小の
電圧ｖ３が正号向になり、この３次巻線α４の電圧■３
が正帰還電圧となってＦＥ Ｔ ｔ５＋のゲー）ＫＥｆ
ｌ加され、オン状態が維持される。 Ｆ Ｅ ’ｌ”
（５１がオンになると、第２−Ｂ）に示す如くドレイン
電流よりが流れ、トランスの２次巻Ｎ （６１にダイオ
ード（７１’にオンにする向きの電圧が発生し、これが
平消されて出力電圧となる。
、起動抵抗ａｂＩｖ介してＦ Ｅ ’Ｉ’ （５１のゲ
ートに電圧が加わる。コンデンサＣ１は小容量である几
めに直ちに充電され、スレシホールド電圧ＶＴＨ以上の
ゲート電圧が得られ、Ｐ Ｂ Ｔ （５）はオンになる
。Ｆ” Ｅ Ｔ （５）がオンになると、第２図ＦＣ＋
に示す如（Ｆ’Ｅ’Ｉ’（５）のドレイン・ソース電圧
ＶＤｓが低くなり、逆に１次巻線（３１に電源電圧が回
加されるために、第２図の）に示す如く３次巻線α小の
電圧ｖ３が正号向になり、この３次巻線α４の電圧■３
が正帰還電圧となってＦＥ Ｔ ｔ５＋のゲー）ＫＥｆ
ｌ加され、オン状態が維持される。 Ｆ Ｅ ’ｌ”
（５１がオンになると、第２−Ｂ）に示す如くドレイン
電流よりが流れ、トランスの２次巻Ｎ （６１にダイオ
ード（７１’にオンにする向きの電圧が発生し、これが
平消されて出力電圧となる。
Ｆ Ｂ ’１’１５１＄ｆ ンニ４Ｅｒ’ｌｌ！ シ、
３次善＃（１４（Ｃ正方向電圧が発生する時点１．から
コンデンサａηの正方向の充電が開始し、この充電電圧
Ｖ。が第２図ｔＥ＋に示す如く徐々に高くなる。そして
、コンデンサ電圧ｖｏが制御用トランジスタσ９の立上
り電圧（ＶＢ、）に違すると、トランジスタａ■がオン
に転換し、ゲート・ソース閾が短絡され、ゲート電圧■
。が零になり、Ｆ Ｅ Ｔ （５１がオフに転換する〇
第２図のｔｌでＦ Ｂ Ｔ （５）がオフに転換すると
、フライバック電圧が発生し、第２図の１に示す如く３
次巻線電圧ｖ３の向きが逆になる。このため、ＦＢＴ（
５）は逆バイアス状態となり、オフが保持される。
３次善＃（１４（Ｃ正方向電圧が発生する時点１．から
コンデンサａηの正方向の充電が開始し、この充電電圧
Ｖ。が第２図ｔＥ＋に示す如く徐々に高くなる。そして
、コンデンサ電圧ｖｏが制御用トランジスタσ９の立上
り電圧（ＶＢ、）に違すると、トランジスタａ■がオン
に転換し、ゲート・ソース閾が短絡され、ゲート電圧■
。が零になり、Ｆ Ｅ Ｔ （５１がオフに転換する〇
第２図のｔｌでＦ Ｂ Ｔ （５）がオフに転換すると
、フライバック電圧が発生し、第２図の１に示す如く３
次巻線電圧ｖ３の向きが逆になる。このため、ＦＢＴ（
５）は逆バイアス状態となり、オフが保持される。
なお、３次巻線ａ瘤の逆方向電圧により、コンデンサ（
１７１が逆充電され、この両端電圧はダイオードりの）
＠方向電圧降下に相当した値になる。
１７１が逆充電され、この両端電圧はダイオードりの）
＠方向電圧降下に相当した値になる。
ｔ２でトランス（２）のリセットが終了すると、トラン
ス＋２）の電圧に香動（図示せず）が発生し、この撮動
の助けをかつて１＝’ Ｅ Ｔ （５）がオンに転換す
る。
ス＋２）の電圧に香動（図示せず）が発生し、この撮動
の助けをかつて１＝’ Ｅ Ｔ （５）がオンに転換す
る。
出力電圧の制御は、ホトトランジスタのの抵抗値制御で
行われる。今、出力電圧が一定値よりも高くなり友と丁
れば、誤差項＠器Ωの出力が高くなり、ホトダイオード
ＣＪ４）の光Ｊｔ ７５に多くなり、ホトトランジスタ
（２５１の抵抗値が低くなる。このｋめ、抵抗ａδとこ
れに並列接続されたホトトランジスタのと合成抵抗が小
さくなり、コンデンサ好の充電電流が増大し、コンデン
サσηの電圧Ｖ。の立上り速度が第２図［Ｆ］）で点線
で示す如く速（なり、制御用トランジスタα９がｔｌよ
りも早くオンになり、逆にＦ Ｂ Ｔ （５１がオフに
なる。オン時間幅Ｔ。Ｎが狭くなると、ドレイ／電流Ｉ
Ｄも小さくなり、フライバック電圧も低くなる。この結
果、トランス＋２）のリセット完了までの時間即ちオフ
時間幅Ｔ。Ｆ’Ｆｄよ長くする。
行われる。今、出力電圧が一定値よりも高くなり友と丁
れば、誤差項＠器Ωの出力が高くなり、ホトダイオード
ＣＪ４）の光Ｊｔ ７５に多くなり、ホトトランジスタ
（２５１の抵抗値が低くなる。このｋめ、抵抗ａδとこ
れに並列接続されたホトトランジスタのと合成抵抗が小
さくなり、コンデンサ好の充電電流が増大し、コンデン
サσηの電圧Ｖ。の立上り速度が第２図［Ｆ］）で点線
で示す如く速（なり、制御用トランジスタα９がｔｌよ
りも早くオンになり、逆にＦ Ｂ Ｔ （５１がオフに
なる。オン時間幅Ｔ。Ｎが狭くなると、ドレイ／電流Ｉ
Ｄも小さくなり、フライバック電圧も低くなる。この結
果、トランス＋２）のリセット完了までの時間即ちオフ
時間幅Ｔ。Ｆ’Ｆｄよ長くする。
出力電圧が低下し九場合は、上記と逆の動作になる。
土述から明らかな如く、この回路はスイッチングトラン
ジスタの飽和ン利用した自励発掘回路でないので、軽負
荷時にスイッチング周期が短かくならす、逆に長くなる
。このため、軽負荷時のスイッチング回数が少なくなり
、スイッチング損失が少なくなる。ＩＬオン・オン形式
であるにも拘らず、自励発熾が可能である。また回路構
成の簡略化及び小型化ができる。
ジスタの飽和ン利用した自励発掘回路でないので、軽負
荷時にスイッチング周期が短かくならす、逆に長くなる
。このため、軽負荷時のスイッチング回数が少なくなり
、スイッチング損失が少なくなる。ＩＬオン・オン形式
であるにも拘らず、自励発熾が可能である。また回路構
成の簡略化及び小型化ができる。
〔第２の実施例〕
次に、第３図に示す本発明の第２の実施例馨説明する６
出し、第１図と共通する部分には、同一の符号を付して
その説明〉省略する。この実施例では、３次巻線（１４
Ｉに、ダイオードｃｎｖ介してバイアス用コンデンサＣ
３１）が並列洗接続され、このコンデンサ６１）の上端
にホトトランジスタ四のフレフタが接続されている。ま
之、電流検出用抵抗１３″ｌＪがＦｇＴ（５１と電源端
子（４）との間に接続され、トランジスタα９のエミッ
タが抵抗Ｃ３２）の左端釦接続されている。従つ工、電
流検出用抗膿の両端電圧とコンデンサσηの電圧Ｖ。と
の和の電圧がトランジスタσ９に加わる。この結果、過
電流によって電流検出抵抗Ｃ３２）の両端の電圧が高く
なると、コンデンサ０ηの電圧が低くてもトランジスタ
σ３がオンになり、Ｆ ＥＴ（５）のオン幅が狭めろｉ
る。なお、この例ではコンデンサσηに並列に抵抗關が
接続さｒている。
出し、第１図と共通する部分には、同一の符号を付して
その説明〉省略する。この実施例では、３次巻線（１４
Ｉに、ダイオードｃｎｖ介してバイアス用コンデンサＣ
３１）が並列洗接続され、このコンデンサ６１）の上端
にホトトランジスタ四のフレフタが接続されている。ま
之、電流検出用抵抗１３″ｌＪがＦｇＴ（５１と電源端
子（４）との間に接続され、トランジスタα９のエミッ
タが抵抗Ｃ３２）の左端釦接続されている。従つ工、電
流検出用抗膿の両端電圧とコンデンサσηの電圧Ｖ。と
の和の電圧がトランジスタσ９に加わる。この結果、過
電流によって電流検出抵抗Ｃ３２）の両端の電圧が高く
なると、コンデンサ０ηの電圧が低くてもトランジスタ
σ３がオンになり、Ｆ ＥＴ（５）のオン幅が狭めろｉ
る。なお、この例ではコンデンサσηに並列に抵抗關が
接続さｒている。
〔第３の実施例〕
次に、第４図に示す第３の実施例を説明する。
但し、第１図及び＋８３図と共通する部分には同一の符
号ン付してその説明〉省略する。この実施例では、変換
用スイッチング素子としてバイポーラトランジスタ（５
ａ）が１次巻線（３；に直列に接続されＣｙ・る。また
、コンデンサＣ１に並列にダイオードＤ、が接続されて
いる。起動抵抗１）Ｇ Ｙ ’／ｌ” してペース電流
がトランジスタ（５ａ）に与えられ、これによりトラン
ジスタ（５ａ）がオンになると、３次巻線■の電圧でオ
ンが維持される。トランジスタ（５ａ）のオンからオフ
への転換は、トランジスタ（５ａ）の飽和に和らすに、
飽和する前にベース・エミッタ間ン制御用トランジスタ
α９で短絡することにより行う。
号ン付してその説明〉省略する。この実施例では、変換
用スイッチング素子としてバイポーラトランジスタ（５
ａ）が１次巻線（３；に直列に接続されＣｙ・る。また
、コンデンサＣ１に並列にダイオードＤ、が接続されて
いる。起動抵抗１）Ｇ Ｙ ’／ｌ” してペース電流
がトランジスタ（５ａ）に与えられ、これによりトラン
ジスタ（５ａ）がオンになると、３次巻線■の電圧でオ
ンが維持される。トランジスタ（５ａ）のオンからオフ
への転換は、トランジスタ（５ａ）の飽和に和らすに、
飽和する前にベース・エミッタ間ン制御用トランジスタ
α９で短絡することにより行う。
本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例えは
次の変形例が可能なものである。
次の変形例が可能なものである。
ｆａｔ ホトトランジスタのの代りにバイポーラトラ
ンジスタを接続し、こｎｘｍ差増幅器ｃ！Ｊの出力で制
御するようにしてもよい、、また、トランジスタσ９ン
ＦＥＴにすることかできる。
ンジスタを接続し、こｎｘｍ差増幅器ｃ！Ｊの出力で制
御するようにしてもよい、、また、トランジスタσ９ン
ＦＥＴにすることかできる。
ｆｂｌ ｉ換用スイッチング素子？％Ｆ Ｅ Ｔ又は
バイポーラトランジスタを直列又は並列に接続した複数
のスイッチング素子で構成してもよい。
バイポーラトランジスタを直列又は並列に接続した複数
のスイッチング素子で構成してもよい。
（Ｃ）トランス（２）に４次善＃ｉ１７￥：設け、ここ
に抵抗Ｑ８１、コンデンサ（ｌηの回路馨接続してもよ
（・。
に抵抗Ｑ８１、コンデンサ（ｌηの回路馨接続してもよ
（・。
ｆｄｌ 抵抗Ｑ８）Ｙ省き、本発明に係わる充電回ｍ
ｙｘホトトランジスタの）のような可変インピーダンス
素子のみで構成してもよい。
ｙｘホトトランジスタの）のような可変インピーダンス
素子のみで構成してもよい。
ｌｅｔ 抵抗１ｂ７の上端ン１次巻線（３１の下端に
接続し ・℃もよい。
接続し ・℃もよい。
ｆｆｌ 抵抗０８１及びトランジスタａＩ１列に逆流
明出用ダイオードを夫々接続してもよ（・。
明出用ダイオードを夫々接続してもよ（・。
上記発明によれば、スイッチング素子のオフ時間幅可変
制御の自励式の直流−直流変換器を場単な回路構成で得
ることができる。
制御の自励式の直流−直流変換器を場単な回路構成で得
ることができる。
第１図は本発明の第１の実施例に係わる直流−直流変換
器乞示すブロック図、 栗２図は第１図の各部の波形図、 第３図は第２の実施例の直流−直流変換器乞示す回路図
、 第４図は第３の実施例の＠流−直流変換器を示す回路図
である。 山・・・１詠端子、（２）・・・トランス、（３）・・
・１次巻線、（５１・・・ＦｋＴ、（６１・・・２次巻
線、（ＩＩＩ・・・整流平温回路、（１４）・・・３次
巻線、ｔ１５１・・・抵抗、ση・・・コンデンサ、賭
・・・抵抗、Ｈ・・・制御用トランジスタ、（２５）・
・・ホトトランジスタ。 代 理 人 高 野 則 次第２図 ｊｏｉｌＴ−２ｔ３ 手続補正書（自発） 昭和６１年５月２０日
器乞示すブロック図、 栗２図は第１図の各部の波形図、 第３図は第２の実施例の直流−直流変換器乞示す回路図
、 第４図は第３の実施例の＠流−直流変換器を示す回路図
である。 山・・・１詠端子、（２）・・・トランス、（３）・・
・１次巻線、（５１・・・ＦｋＴ、（６１・・・２次巻
線、（ＩＩＩ・・・整流平温回路、（１４）・・・３次
巻線、ｔ１５１・・・抵抗、ση・・・コンデンサ、賭
・・・抵抗、Ｈ・・・制御用トランジスタ、（２５）・
・・ホトトランジスタ。 代 理 人 高 野 則 次第２図 ｊｏｉｌＴ−２ｔ３ 手続補正書（自発） 昭和６１年５月２０日
Claims (5)
- （１）一対の直流電源端子の一方にその一端が接続され
たトランス１次巻線と、 少なくとも第１の端子と第２の端子と制御端子とを有し
、前記第１の端子が前記１次巻線の他端に接続され、前
記第２の端子が前記一対の直流電源端子の他方に接続さ
れ、前記制御端子に所定レベル以上の電圧が印加された
時に、前記第１の端子と前記第２の端子との間が導通状
態になるように構成されている変換用スイッチング素子
と、前記１次巻線に電磁結合された２次巻線と、前記２
次巻線に接続された整流平滑回路と、前記１次巻線及び
前記２次巻線に電磁結合され、前記変換用スイッチング
素子の前記制御端子と前記第２の端子との間に接続され
た３次巻線と、前記一方の直流電源端子と前記変換用ス
イッチング素子の前記第１の端子との間の電源ラインに
その一端が接続され、その他端が前記制御端子に接続さ
れた起動抵抗と、 前記変換用スイッチング素子の前記制御端子と前記第２
の端子との間に接続された制御用スイッチング素子と、 コンデンサとこのコンデンサを抵抗値を有して充電する
充電回路とを含み、前記変換用スイッチング素子の導通
開始に応答して前記コンデンサの充電を開始し、前記コ
ンデンサの電圧が所定値になった時に前記制御用スイッ
チング素子をオン駆動して前記変換用スイッチング素子
のオン期間を終了させるように構成されたオン期間終了
制御回路と、 前記コンデンサの充電電流を変えることによって前記コ
ンデンサの電圧が前記制御用スイッチング素子のオンレ
ベルに達するまでの時間幅を変えて前記整流平滑回路の
出力電圧を制御する電圧制御回路と、 から成る直流−直流変換器。 - （２）前記制御用スイッチング素子はトランジスタであ
り、前記オン期間終了制御回路は抵抗とコンデンサとの
直列回路を前記３次巻線に並列に接続し、前記コンデン
サを前記トランジスタのベースとエミッタとの間に接続
したものである特許請求の範囲第１項記載の直流−直流
変換器。 - （３）前記電圧制御回路が、 前記整流平滑回路の出力電圧を検出する電圧検出回路と
、 前記電圧検出回路から得られる検出電圧と基準電圧との
誤差出力を得る誤差増幅器と、 前記抵抗に並列又は直列に接続され、前記誤差増幅器の
出力に応答して前記コンデンサの充電電流を制御する可
変インピーダンス素子と、 から成るものである特許請求の範囲第２項記載の直流−
直流変換器。 - （４）前記変換用スイッチング素子は絶縁ゲート型電界
効果トランジスタである特許請求の範囲第１項記載の直
流−直流変換器。 - （５）前記変換用スイッチング素子は、バイポーラトラ
ンジスタである特許請求の範囲第１項記載の直流−直流
変換器。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61006668A JPS62166776A (ja) | 1986-01-16 | 1986-01-16 | 直流−直流変換器 |
| US07/004,341 US4763236A (en) | 1986-01-16 | 1987-01-15 | DC-DC converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61006668A JPS62166776A (ja) | 1986-01-16 | 1986-01-16 | 直流−直流変換器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62166776A true JPS62166776A (ja) | 1987-07-23 |
| JPH0357712B2 JPH0357712B2 (ja) | 1991-09-03 |
Family
ID=11644750
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61006668A Granted JPS62166776A (ja) | 1986-01-16 | 1986-01-16 | 直流−直流変換器 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4763236A (ja) |
| JP (1) | JPS62166776A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63100993U (ja) * | 1986-12-16 | 1988-06-30 |
Families Citing this family (21)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US4862338A (en) * | 1986-09-29 | 1989-08-29 | Shindengen Kogyo Kabushiki Kaisha | Ringing choke converter using single switching element |
| JPS63138881U (ja) * | 1987-02-27 | 1988-09-13 | ||
| JPH01136567A (ja) * | 1987-11-19 | 1989-05-29 | Densetsu:Kk | 導通角制御自励インバータ回路 |
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| JPH02159975A (ja) * | 1988-12-09 | 1990-06-20 | Murata Mfg Co Ltd | 自励発振型コンバータ |
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| JP3175663B2 (ja) * | 1997-10-17 | 2001-06-11 | 株式会社村田製作所 | 自励発振型スイッチング電源装置 |
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| JP5042536B2 (ja) * | 2006-06-16 | 2012-10-03 | ローム株式会社 | 電源装置及びこれを備えた電気機器 |
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| CN102291000B (zh) * | 2011-08-29 | 2014-09-10 | 上海新进半导体制造有限公司 | 开关电源集成电路 |
| CN102664516A (zh) * | 2012-05-22 | 2012-09-12 | 上海新进半导体制造有限公司 | 一种驱动mos管的开关电源 |
| RU2547810C1 (ru) * | 2013-11-06 | 2015-04-10 | Федеральное государственное унитарное предприятие "Научно-производственное объединение автоматики имени академика Н.А. Семихатова" | Способ управления импульсным стабилизатором тока |
| RU2728284C1 (ru) * | 2019-11-25 | 2020-07-29 | Российская Федерация, от имени которой выступает Государственная корпорация по атомной энергии "Росатом" (Госкорпорация "Росатом") | Импульсный стабилизатор тока |
Citations (1)
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-
1986
- 1986-01-16 JP JP61006668A patent/JPS62166776A/ja active Granted
-
1987
- 1987-01-15 US US07/004,341 patent/US4763236A/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0357712B2 (ja) | 1991-09-03 |
| US4763236A (en) | 1988-08-09 |
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