JP2004140952A

JP2004140952A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ

Info

Publication number: JP2004140952A
Application number: JP2002304763A
Authority: JP
Inventors: Shingo Kunii; 國井　信悟
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2002-10-18
Filing date: 2002-10-18
Publication date: 2004-05-13
Also published as: US6985369B2; US20040174722A1; GB2395609A; GB0323455D0; GB2395609B

Abstract

【課題】フォトカプラなどの絶縁手段の出力に交流的に重畳される信号レベルが大きく、定数設計、位相補正、起動特性および短絡保護の面で制約が少ないＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】二次側制御回路１７は出力電圧Ｖｏｕｔを検出し、フォトカプラ１８を介して制御信号を一次側のドライブ制御回路１６にフィードバックする。フォトカプラ１８はＤＣ−ＤＣコンバータ２１の一次側と二次側を絶縁するもので、ここでは、二次側制御回路１７の出力する制御信号が１次側に伝達される。制御信号には、補助電源用回路１５の出力信号が、結合コンデンサ１９を介して交流的に重畳される。ドライブ制御回路１６は、制御信号に基づいて二次側回路９の出力電圧Ｖｏｕｔを安定化すべく、パルス制御信号をスイッチング素子Ｑに加える構成を備えている。
【選択図】　図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はＤＣ−ＤＣコンバータ、特に、一次側と二次側を絶縁して使用する絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、二次側から一次側への信号のフィードバック（出力電圧を検出して、それに基づいて一次側のスイッチング制御回路を介してスイッチング素子のスイッチングを制御する）にフォトカプラを利用するのが一般的である。ところが、フォトカプラは高い周波数の信号に対しては位相遅れが大きくなって応答性が悪くなるため、スイッチング周波数を高くすると発振しやすくなったり、負荷変動に対する応答が悪くなったりするといういくつかの問題が発生する。
【０００３】
そこで、これらの問題を解消するため、特許文献１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータが提案されている。このＤＣ−ＤＣコンバータは、位相遅れの小さい一次側信号を用いて補正を行うことにより応答性を改善したものである。すなわち、図５に示すように、トランスには一次コイルｎ１、二次コイルｎ２及び補助コイルｎｓが設けられている。入力電圧源１１０は、例えば商用の交流電源からの交流電流を整流平滑化して直流電圧Ｖｉｎを生成するもので、一次コイルｎ１に接続されていると共にトランジスタ等のスイッチング素子Ｑによりオン・オフされている。二次コイルｎ２にはスイッチング電圧信号が誘起されるので、ダイオードＤ１と出力コンデンサ１１３の整流平滑化回路によって直流化された出力電圧Ｖｏｕｔが負荷１２０に供給される。
【０００４】
誤差アンプ１３０は出力電圧Ｖｏｕｔと基準電圧とを比較して、この誤差電圧に応じた誤差信号を出力する。フォトカプラ１４０はＤＣ−ＤＣコンバータ１００の一次側と二次側を絶縁するもので、ここでは誤差アンプ１３０の出力する誤差信号を１次側に伝達している。ドライブ回路１５０は、フォトカプラ１４０から送られた誤差信号を入力し、出力電圧Ｖｏｕｔと基準電圧とが一致する方向のスイッチング制御信号をスイッチング素子Ｑに印加する。補助電源回路１６０はドライブ回路１５０の動作用電圧を発生するもので、補助コイルｎｓに誘起されたスイッチング信号をダイオードＤ２とコンデンサ１１４の整流平滑化回路によって直流化して、補助電源電圧を発生する。
【０００５】
分圧抵抗１１６，１１７は補助電源回路１６０の出力電圧を分圧するもので、補助電源回路１６０の出力電圧に比例する信号を発生する。結合コンデンサ１１５は分圧抵抗１１６，１１７から送られた出力電圧信号を、交流的にフォトカプラ１４０からドライブ回路１５０に送られる誤差電圧信号に交流的に重畳させている。
【０００６】
こうして、トランスに設けられた補助コイルｎｓに誘起される電圧を補助電源回路１６０で整流平滑し、これを抵抗分割による出力電圧検出手段１１６，１１７を用いて検出し、この検出した信号に含まれる交流成分をフォトカプラ１４０の出力に結合手段（結合コンデンサ１１５）を介して交流的に重畳することによって、発振などに対する安定度を向上させている。
【０００７】
【特許文献１】
特開平８−３３１８４４号公報
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来のＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、補助コイルｎｓに誘起される電圧を抵抗分割による出力電圧検出手段１１６，１１７を用いて検出しているため、フォトカプラ１４０の出力に交流的に重畳される信号レベルが非常に小さくなるなどの問題がある。この中で、特に重要な問題は、定数設計の自由度が小さく、位相補正、起動特性および短絡保護の面で制約が大きいということである。
【０００９】
出力電圧検出手段の分圧抵抗１１６には、効率低下（損失増大）を防止するため、通常、抵抗値の大きい（１０ｋΩ以上）抵抗が使用される。ここで、十分な位相補正量を確保するためには、結合コンデンサ１１５と分圧抵抗１１６の直列回路のインピーダンスを小さくする必要がある。ところが、分圧抵抗１１６の抵抗値Ｒが大きいため、インピーダンスを小さくしようとすれば結合コンデンサ１１５の静電容量Ｃを大きな値にする必要がある。
【００１０】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の起動時には、結合コンデンサ１１５はその静電容量Ｃと分圧抵抗１１６の抵抗値Ｒの積で表される時定数ＣＲで充電される。しかし、時定数ＣＲが大きいため充電時間が長くなる。この結合コンデンサ１１５への充電電流によって、起動時の出力電圧Ｖｏｕｔの立ち上がり波形がなまり、起動時間ｔｒ１が長くなる（図６参照）。
【００１１】
また、ＤＣ−ＣＤコンバータには、通常、ダイオードやトランジスタなどで構成された短絡保護回路が設けられている。そして、この短絡保護回路は、短絡時のダイオードやトランジスタにかかるストレスを減少させるため、起動時などに短絡保護回路を誤動作させないためのマスク時間をできるだけ短くするように設計されている。一方、起動時に短絡保護回路が誤動作しないように、マスク時間は起動時間ｔｒ１以上に設定する必要がある。従って、図６に示すように起動時間ｔｒ１が長い場合には、マスク時間を短くすることができず、ダイオードやトランジスタには短絡時に大きなストレスに耐えられる高価で大型のものを使用する必要が生じる。
【００１２】
そこで、本発明の目的は、フォトカプラなどの絶縁手段の出力に交流的に重畳される信号レベルが大きく、定数設計、位相補正、起動特性および短絡保護の面で制約が少ないＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段および作用】
前記目的を達成するため、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、
（ａ）スイッチング素子のオン・オフ動作により、トランスの一次コイルのエネルギーを二次コイル側に出力する一次側回路と、
（ｂ）トランスの二次コイルから出力される電圧を整流平滑して直流電圧を出力する二次側回路と、
（ｃ）トランスに設けられた補助電源用コイルから出力される電圧を整流平滑する補助電源用回路と、
（ｄ）二次側回路の直流出力電圧を検出して制御信号を出力する二次側制御回路と、
（ｅ）出力電圧検出回路から出力された制御信号に基づいてスイッチング素子のオン・オフ動作を制御するためのパルス制御信号を出力するドライブ制御回路と、
（ｆ）出力電圧検出回路から出力された制御信号をドライブ制御回路に伝達する絶縁手段と、
（ｇ）ドライブ制御回路に伝達される制御信号に、補助電源用回路の出力を交流的に重畳する結合手段とを備え、
（ｈ）補助電源用回路の出力と結合手段とが電気的に直接に接続されていること、
を特徴とする。
【００１４】
補助電源回路を、分圧抵抗などを介さないで直接に結合手段に接続しているため、分圧抵抗の制約がなく、結合手段である結合コンデンサなどの容量を自由に設定できる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの実施の形態について添付の図面を参照して説明する。本実施形態では、絶縁型のフォワードＤＣ−ＤＣコンバータを例にして説明する。
【００１６】
図１に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ２１のトランス１には、一次コイルＮ１と二次コイルＮ２と補助電源用コイルＮ３とが設けられている。トランス１の一次コイルＮ１にはスイッチング素子Ｑとコンデンサ２とを備えた一次側回路３が接続されている。この一次側回路３には直流の入力電源４が接続される。
【００１７】
また、二次コイルＮ２にはダイオード５，６、コイル７及びコンデンサ８からなる二次側回路９が接続されており、この二次側回路９の出力側が負荷１０に接続される。さらに、補助電源用コイルＮ３にはダイオード１１，１２、コイル１３及びコンデンサ１４からなる補助電源用回路１５が接続されている。この補助電源用回路１５はドライブ制御回路１６の動作用電圧を発生するものであり、その出力側はドライブ制御回路１６に接続されている。ドライブ制御回路１６の出力側は一次側回路３のスイッチング素子Ｑに接続されている。
【００１８】
一次側回路３は、スイッチング素子Ｑのオン・オフ動作によって、入力電源４の電力をトランス１を介して二次側回路９に伝える構成を備えている。また、二次側回路９は二次コイルＮ２に発生する電圧を整流平滑し、該整流平滑した直流の電圧Ｖｏｕｔを負荷１０に出力する構成を有している。
【００１９】
さらに、補助電源用回路１５は、補助電源用コイルＮ３に発生する電圧を整流平滑する構成を有している。補助電源用コイルＮ３には、二次コイルＮ２に発生する電圧と等しい位相の電圧が発生していると見倣せる。また、二次コイルＮ２に発生する電圧の位相は、二次側回路９の出力電圧Ｖｏｕｔの位相に等しいと見倣せる。このことから、補助電源用回路１５は出力電圧Ｖｏｕｔに比例した電圧を出力する。この補助電源用回路１５から出力された電圧はリップル成分を有し、このリップル成分すなわち交流成分は一次側信号であるため位相遅れが小さい。
【００２０】
二次側制御回路１７は出力電圧Ｖｏｕｔを検出し、フォトカプラ１８を介して制御信号を一次側のドライブ制御回路１６にフィードバックする。フォトカプラ１８はＤＣ−ＤＣコンバータ２１の一次側と二次側を絶縁するもので、ここでは、二次側制御回路１７の出力する制御信号を１次側に伝達している。
【００２１】
制御信号には、補助電源用回路１５の出力信号が、抵抗などで分圧されることなく、結合手段２２を介して交流的に重畳される。結合手段２２は補助電源用回路１５の出力信号から交流分のみを取り出すための結合コンデンサ１９を含む。ドライブ制御回路１６は、制御信号に基づいて二次側回路９の出力電圧Ｖｏｕｔを安定化すべく、パルス制御信号をスイッチング素子Ｑに加える構成を備えている。パルス制御信号はスイッチング素子Ｑのオン・オフ動作を制御するための信号であり、スイッチング素子Ｑはそのパルス制御信号に従ってオン・オフ動作を行う。
【００２２】
以上のように、出力電圧制御はフォトカプラ１８を用いて行われるのであるが、フォトカプラ１８は高周波領域において位相遅れが生じる。一方、補助電源用回路１５の出力信号の交流成分は位相遅れが小さく、これを結合コンデンサ１９を介して交流成分のみ制御信号に加えることで、高周波領域における位相遅れを防止することができる。これにより、負荷変動に対する制御の応答性を上昇させることができる。
【００２３】
以上の構成からなるＤＣ−ＤＣコンバータ２１は、分圧抵抗を介さないで補助電源用回路１５を直接に結合手段２２に接続しているので、分圧抵抗の制約がなく、結合コンデンサ１９の静電容量を自由に設定できる。従って、静電容量の小さい結合コンデンサ１９で補正量を確保することができる。この結果、ＤＣ−ＤＣコンバータ２１の起動時の出力電圧Ｖｏｕｔの立ち上がり波形が急峻になり、起動時間ｔｒ２を短くできる（図２参照）。
【００２４】
また、図２に示すように起動時間ｔｒ２が短い場合には、短絡保護回路のダイオードやトランジスタにかかるストレスを減少させるためのマスク時間を短くできる。このため、ダイオードやトランジスタには安価で小型のものを使用することができる。
【００２５】
また、本実施形態では、一次側交流成分の帰還には結合コンデンサ１９を用いた結合手段２２を利用しているが、ＦＥＴを用いたソースフォロワ回路、トランジスタを用いたエミッタフォロワ回路、ＯＰアンプを用いたハイパスフィルタ回路、トランス結合回路等の他の交流的な結合回路を用いても差し支えない。
【００２６】
なお、図３（Ａ）にはＤＣ−ＤＣコンバータ２１のゲイン特性および位相特性を示す。比較のために、図３（Ｂ）にはＤＣ−ＤＣコンバータ２１において、結合コンデンサ１９を省略したときのゲイン特性および位相特性を示す。図３（Ａ）に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ２１は１０ｋＨｚ以上の高周波領域の位相が進み、ゲイン交差周波数と１０ｋＨｚ以上の領域まで高くすることができる。
【００２７】
なお、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは前記実施形態に限定するものではなく、その要旨の範囲内で種々に変更することができる。特に、本発明はフォワードＤＣ−ＤＣコンバータ（スイッチング素子がオンしている期間に二次側にエネルギが伝えられるＤＣ−ＤＣコンバータ）に限るものではない。例えばフライバックＤＣ−ＤＣコンバータ（スイッチング素子がオンしている期間にトランスにエネルギが蓄えられ、スイッチング素子がオフしている期間に二次側にエネルギが伝えられるＤＣ−ＤＣコンバータ）にも本発明を適用できる。
【００２８】
また、図４に示すように、結合手段２３において結合コンデンサ１９に直列に抵抗２０を接続したＤＣ−ＤＣコンバータ２１Ａであってもよい。これにより、結合コンデンサ１９、フォトカプラ１８および二次側制御回路１７からなる制御系の定数設計の自由度がさらに上昇する。
【００２９】
【発明の効果】
以上の説明で明らかなように、本発明によれば、補助電源回路の出力を、分圧抵抗などを介さないで直接に結合手段に接続しているため、分圧抵抗の制約がなく、結合手段である結合コンデンサなどの容量を自由に設定できるため、定数設計の自由度が上昇する。また、静電容量の小さい結合コンデンサで補正量を確保することができるため、ＤＣ−ＤＣコンバータの起動時の出力電圧Ｖｏｕｔの立ち上がり波形を急峻にし、起動時間を短くできる。
【００３０】
起動時間が短い場合には、短絡保護回路のマスク時間を短くでき、ダイオードやトランジスタにかかるストレスを減少させることができる。このため、ダイオードやトランジスタには安価で小型のものを使用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す電気回路図。
【図２】図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータの起動時の出力電圧Ｖｏｕｔの立ち上がり波形を示すグラフ。
【図３】（Ａ）は図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータのゲイン特性および位相特性を示すグラフ、（Ｂ）は図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータにおいて結合コンデンサを省略したときのゲイン特性および位相特性を示すグラフ。
【図４】図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータの変形例を示す電気回路図。
【図５】従来のＤＣ−ＤＣコンバータを示す電気回路図。
【図６】図５に示したＤＣ−ＤＣコンバータの起動時の出力電圧Ｖｏｕｔの立ち上がり波形を示すグラフ。
【符号の説明】
１…トランス
３…一次側回路
９…二次側回路
１５…補助電源用回路
１６…ドライブ制御回路
１７…二次側制御回路
１８…フォトカプラ（絶縁手段）
１９…結合コンデンサ（結合手段）
２１，２１Ａ…ＤＣ−ＤＣコンバータ
２２，２３…結合手段
Ｎ１…一次コイル
Ｎ２…二次コイル
Ｎ３…補助電源用コイル
Ｑ…スイッチング素子

Claims

スイッチング素子のオン・オフ動作により、トランスの一次コイルのエネルギーを二次コイル側に出力する一次側回路と、
前記トランスの二次コイルから出力される電圧を整流平滑して直流電圧を出力する二次側回路と、
前記トランスに設けられた補助電源用コイルから出力される電圧を整流平滑する補助電源用回路と、
前記二次側回路の直流出力電圧を検出して制御信号を出力する二次側制御回路と、
前記出力電圧検出回路から出力された制御信号に基づいて前記スイッチング素子のオン・オフ動作を制御するためのパルス制御信号を出力するドライブ制御回路と、
前記出力電圧検出回路から出力された制御信号を前記ドライブ制御回路に伝達する絶縁手段と、
前記ドライブ制御回路に伝達される制御信号に、前記補助電源用回路の出力を交流的に重畳する結合手段とを備え、
前記補助電源用回路の出力と前記結合手段とが電気的に直接に接続されていること、
を特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。