JPS5924442B2 - パルス幅変調電圧レギユレ−タ−変換器兼パワ−変換器 - Google Patents

パルス幅変調電圧レギユレ−タ−変換器兼パワ−変換器

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JPS5924442B2
JPS5924442B2 JP51085689A JP8568976A JPS5924442B2 JP S5924442 B2 JPS5924442 B2 JP S5924442B2 JP 51085689 A JP51085689 A JP 51085689A JP 8568976 A JP8568976 A JP 8568976A JP S5924442 B2 JPS5924442 B2 JP S5924442B2
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Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、スイツチ型電圧レギユレータの安定特性の改
善に係る。
更に具体的に言うならば、本発明は、カスケードされた
ＬＣ−ＬＣフイルタ回路網を有するパルス幅変調電圧レ
ギユレータ一変換器兼パワー変換器の安定特性の改善に
係る。最近、パーフオマンス及び信頼性の点でパルス幅
変調電圧レギユレータ一変換器兼パワー変換器システム
が軍用及び民間用の装置に広く用いられている。しかし
ながら、従来のシステムでは或る幾つかの問題がある。
特に高パーフオマンスの電子計算機システムに卦ける如
くに、システムが或るレンジのバルク電圧（Ｂｕｌｋｖ
Ｏｌｔａｇｅｓ）で動作しそして複雑な静的負荷の条件
の下で動作することを要求される場合にはな訃さらであ
る。電圧レギユレータ一変換器兼パワー変換器システム
で基本的に必要なことは、負荷の変動を入カスィツチン
グ・レギユレータ（プリ・レギユレータ）へ与えつづけ
ることであり、このことはプリ・レギユレータの出力か
らスイツチング・レギユレータへ帰還を与えること、又
は出力負荷からプリ・レギユレータへ帰還を与えること
によつて行なわれる。第１図は上述の両方の型の帰還路
の接続を示す従来の電圧レギユレータ一変換器兼パワー
変換器を示す。
通常、一方の型の帰還路が電源回路に用いられる。但し
、コストを多少犠性にすれば両方を用いることが可能で
ある。このシステムは、レギユレータ一変換器部１０、
フイルタ部１２、パワー変換器部１４、パワー変換器フ
イルタ部１６及びパルス幅変調／クロツク／ロジツク・
システム制御部１８よシ成る。更に、ロード・レギユレ
ーシヨンを保つために、Ａ型帰還回路網２０若しくはＢ
型帰還回路網が設けられる。レギユレータ一変換器部１
０はレギユレータ変換器（インターステージ）変圧器２
４及びレギユレータ変換器電力トランジスタ２６を有す
る。フイルタ１２は、フライ・バツク・ダイオードＤ１
、コイルＬ１及びコンデンサＣ１を有する。又、パワー
変換器１４は、パワー変換器（インターステージ）変圧
器２８、第１及び第２のパワー変換器トランジスタ３０
及び３２並びはパワー変換器出力変圧器３４を有する。
パワー変換器フィルタ１６は、全波整流するよう接続さ
れている一対の整流ダイオードＤ２及びＤ３、コイルＬ
２及びシヤント．コンデンサＣ２（アースへ接続されて
いる）を有する。負荷インピーダンスＺ。は、この第１
図のシステムが駆動し得る種々な負荷を示している。最
初、Ａ型の帰還を用いるシステムについて考えると、パ
ルス幅変調／クロツク／ロジツク．システム制御部１８
は、スイツチング・パルスを生じ、次いでこれはパワー
・トランジスタ２６をその周波数でターン・オン及びタ
ーン・オフする。従つて、バルク電圧Ｖ１に略等しい振
幅を有しそして動作周波数にある電圧はフイルタ１２に
よジ平滑化される。コイルＬ，及びシヤント・コンデン
サＣ１の値は通常、調整電圧Ｖ２に幾らかの電圧変動即
ちリプルが存在するように選ばれる。更に、フライ・バ
ツク・ダイオードＤ１によ板コイルＬ１のインダクタン
スに基づく電圧の渡わは電力トランジスタ２６がオフの
時確実にアースにクランプされる。電圧Ｖ２の一部はＡ
型帰還回路網２０によね制御部１８へ印加され、そして
電圧Ｖ２中の変動に従つてそのスイツチング・パルスが
変調される。この制御部１８から生ぜられるスィッチン
グ。パルスは変圧器２８を介してトランジスタ３０及び
３２を交互に駆動する。調整された電圧Ｖ２はＡ型帰還
回路網に加えて出力変圧器３４のセンター・タツブにも
印加される。最終的に、出力変圧器３４の一次巻線Ｎ，
及びＮ２における電圧はステツプ・ダウンされてこれの
二次巻線Ｎ３及びＮ４へ結合される。電力変換部１４は
プツシユ。プル型で接続されて卦り、従つて二次電圧は
ダイオードＤ２及びＤ３によつて全波整流されそしてコ
イルＬ２及びコンデンサＣ２によつてフイルタされて出
力電圧３を生じる。簡単にまとめると、Ａ型の帰還路を
用いるシステムに訃いては、調整された電圧２がＡ型帰
還回路網２０によつてサンプルされた後に帰還されてこ
れにより一定電圧Ｖ２が電力変換器１４へ送られる。
電力変換器の出力変圧器３４はこの一定電圧をステツプ
．ダウンし、これをフイルタ１６でフイルタすることに
より出力電圧Ｖ３を生じる。このＡ型帰還方式を用いる
システムの欠点は、ロード．レギユレーシヨンが悪い点
である（Ａ型帰還回路網２０への入力にあ・ける帰還電
圧が出力負荷Ｚ。から絶縁されていることに主に基づき
代表＋的には １０％である。
）。しかしながら、Ａ型帰還方式を用いるシステムは、
回路解析理論によれば比較的安定なレギユレーシヨンを
与える。さて再び第１図を参照するに、Ｂ型の帰還回路
網２２は、Ａ型帰還回路網２０を用いる場合の欠点を改
善するための従来の試みを示している。Ｂ型帰還回路網
２２はフイルタ１６の出力から制御システム部１８への
ループを形成しこの中にはフイルタ１２及びフイルタ１
６が含まれている。これによつて出力レギユレーシヨン
は改善されるが、フイルタ回路網がカスケードされるた
めに（ＬｌＣｌ−Ｌ２Ｃ２）安定性の問題が生じる。更
に、システムの利得が増大するにつれてシステムは不安
定になｖがちである。Ｂ型の帰還方式の安定性の問題を
解決する試みがなされた。
これはフイルタ１２のＣ１の値を増大することを含みこ
れにより帰還利得を減衰し、そしてフイルタ１６のコイ
ルＬ２及びコンデンサＣ２の共振周波数に訃いて位相反
転が生じる前に零利得対周波数のクロス・オーバを達成
する。この試みは成功したかに見えたが或る問題点を引
き起こした。即ち、大きなコイル−コンデンサ（Ｌ１−
Ｃ１ ）及び／若しくは出力雑音レベルという新たな問
題が生じるために、例えば電子計算機システムにおける
如くに高パーフオマンスが絶体に必要であるような用途
にこの解決法を用いることはできない。更に、負荷イン
ピーダンスＺ。は通常付加的な減結合コンデンサを含ん
でお抵これがフイルタ１６のＬ２−Ｃ２の共振周波数を
下げる傾向にあり、それにより位相反転を或る低い周波
数で引き起こし、従つてこの点で位相安定性及び利得マ
ージンを折哀しなければならない。実際に卦いて、Ｂ型
の帰還を利用するシステムは、高パーフオマンス・シス
テムに対する特定の制限に加えて出力リブル電圧を生じ
てしまう４次フイルタ効果のために動的負荷への使用を
制限されてしまうことがわかつた。上述の安定性の問題
を排除するレギユレータ一変換器機能を達成する他の技
法は第１図を参照することにより想像し得る。
このシステムに訃いて′はパワー変換器１４を駆動する
ために例えば別のパルス幅変調／クロツク／ロジツク・
システム制御装置１８が付加される。
Ａ型の帰還回路網２０が図示の如くに接続されて閉帰還
ループを与えてライン・レギユレーシヨン即ちバルク電
圧Ｖ，の調整を行ない。そして付加的なＢ型の帰還回路
網がフイルタ１６の出力から新たに付加したパルス幅変
調／クロツク／ロジツク・システム制御装置へ接続され
、負荷変動に対する電力変換器レギユレーシヨンを与え
る。このシステムは安定性の問題を解決するにもかかわ
らず、根本的な欠点は、コストが高くなジ又そして必要
な制御及びバイアス機能を与えるに必要な制御及びバイ
アス供給源が必要であつて寸法が大きくなることである
。従つて、本発明の主な目的は、コスト、寸法及びバー
フオマンスの点でフイルタ回路網で折シ合うことなく、
カスケード型ＬＣフイルタ回路網を有するパルス幅変調
電圧レギユレータ一変換器兼パワー変換器システムの不
安定性をなくすることである。本発明の他の目的は、２
極閉ループ・システムの安定な特性を維持しつつ４極閉
ループ・システム（ＡｆＯｕｒｐＯｌｅｃｌＯｓｅｄｔ
ＯＯｐｓｙｓｔｅｍ）の秀れたフイルタ特性を実現する
ことである。
本発明のパルス幅変調電圧レギユレータ一変換器兼パワ
ー変換システムでは、レギユレータ変換器（インタース
テージ）変圧器の二次巻線を、コレクタがバルク即ち入
力電圧へ接続されているレギユレータ変換器パワー・ト
ランジスタへ接続している。
更に、レギユレータ変換器（インターステージ）変圧器
の一次巻線はパルス幅変調／クロツク／ロジツク・シス
テム制御装置によつて駆動される。パワー変換器フイル
タの出力から生じる帰還即ちエラー信号はパルス幅変調
／クロツク／ロジツク・システム制御装置を次のように
１駆動する。その出力に生じる変調されたロジツク信号
はレギユレータ変換器（インターステージ）変換器の一
次巻線に印加され、これの二次巻線を通してレギユレー
タ変換器パワー．トランジスタを駆動し即ちこのトラン
ジスタをターン・オン及びターン・オフする。これによ
つてスイツチされた電圧は、相互インダクタ（Ｔｒａｎ
ｓｉｎｄｕｃｔＯｒ）及びシヤント・コンデンサ（アー
スに接続されている）を有するフイルタによつて平滑さ
れる。相互インダクタの一次巻線はフイルタ動作に必要
なインダクタンスを与え、一方相互インダクタの二次巻
線はパワー変換器フイルタの入カヘフイード・フオワー
ド電圧を供給する。フイルタからの調整電圧はパワー変
換器へ印加される。更にパワー変換器は、クロツク信号
と同期してオン及びオフにスイツチされる。従つて、パ
ワー変換器からのスィツチされた電圧はパワー変換器出
力変成器を介して整流されそしてパワー変換器フイルタ
でフィルタされ調整出力電圧を生じる。相互インダクタ
の二次巻線の極性は、位相幅変調デユテイ一・サイクル
のオン部分の間パワー変換器出力変成器の二次側の電圧
と同方向、そしてオフ部分の間パワー変換器出力変成器
の二次側の電圧とは反対方向になるようにされている。
従つて、レギユレータ変換器パワー・トランジスタの導
通サイクルはパワー変換器フイルタのコイルコンデンサ
に直結され、レギユレータ変換器パワー・トランジスタ
のスイツチされた電圧と同相の出力リプル電圧を生じる
。更に、相互インダクタの二次巻線を通して導人される
ＤＣバイアスはこれのヒステリシス・ルーブの動作点を
改善し、その結果、二次巻線なしの場合より常に高い値
のインダクタンスが得られる。従つて、この改善された
パーフオマンスによシ相互インダクタ一の一次側のイン
ダクタンスは小さくされる。本発明に従うパルス幅変調
電圧レギユレータ一変換器兼パワー変換器システムの一
例が第２図に示されそしてここに含まれるのは、レギユ
レーター変換器（インターステージ）変圧器２４を含む
レギユレータ一変換器セクシヨン１０、調整された出力
電圧Ｖ３に卦ける電圧変動即ちリプル電圧の大きさに従
つて変化する変調パルスを生じるためのパルス幅変調／
クロツク／ロジツク．システム制御装置１８、レギユレ
ータ一変換器パワー．トランジスタ２６のスイツチされ
た電圧の一部分をパワー変換器フイルタ１６へ直結する
相互インダクタ５６を含む平均化フイルタ（Ａｖｅｒａ
ｇｉｎｇｆｉｌｔｅｒ） １２並びにパルス幅変調／ク
ロツク／ロジツク・システム制御装置１８からの変調さ
れないクロツク・パルスにより駆動され調整電圧Ｖ２を
調整出力電圧３にパワー変換及び電圧変換するパワー変
換器１４である。
パルス幅変調／クロツク／ロジツク・システム制御装置
１８はレギユレータ変換器駆動器５２を有する。
このレギユレータ変換器駆動器５２は変圧器２４の一次
巻線Ｎ，の一方及びスイツチングトランジスタのコレク
タの間に接続された電流制限抵抗を有している。トラン
ジスタがオフの時回路のインダクタンスによつて発生さ
れる過渡電圧をクランプするためにトランジスタのコレ
クタ及びアース電位の間にダイオードを接続することが
設計実務上必要とされる。バイアス電位を一次巻線Ｎ，
の他端へ接続しそしてスイツチング．トランジスタのエ
ミツタをアースに接続することによつて回路を完成する
。第２図を参照するに、コレクタを入力電圧（バルク電
圧）Ｖ１へ接続されているパワー．トランジスタ２６は
、変圧器２４の二次巻線Ｎ２によつて駆動される。
巻線Ｎ２の一端はトランジスタのベースに接続されそし
て他端はエミツタに接続されている。この接続は出力導
体５４を介してフイルタ１２へ接続される。フイルタ１
２は、相互インダクタ５６を有しこれの一次巻線Ｎ１の
一端は導体５４に接続され、そして他端はシヤント・コ
ンデンサＣ１を介してアースへ接続される。又、フライ
・バツク・ダイオードＤ１が導体５４及びアースの間に
接続され、トランジスタ２６がオフになつた時に相互イ
ンダクタ５６の一次巻線Ｎ，を通る電流に対する閉ルー
プを与える。周知の如く、回路のスイツチング動作及び
インダクタンスに基づき、出力導体５４に非常に大きな
過渡電圧が発生され得る。フイルタ１２の出力の電圧２
はパワー変換器変圧器３４のセンター・タツプに直接印
加される。
フイード・フオワード電圧は変圧器５６の二次巻線Ｎ２
によジ直接フイルタ１６へ送られる。二次巻線Ｎ２の一
端は導体６０によりコイルＬ２の一端へ接続される。巻
線Ｎ２の他端は整流用ダイオードＤ２及びＤ３の陰極へ
接続される。ダイオードＤ２及びＤ３の陽極は夫々変圧
器３４の二次巻線Ｎ３及ひＮ４へ接続され全波整流回路
を構成する。更に、シヤント・コンデンサＣ２がコイル
Ｌ２及びアースに接続されパワー変換器フイルタ１６を
完成する。負荷インピーダンスＺ。はこのシステムによ
り駆動されるに適する負荷を表わす。この負荷Ｚ。は、
抵抗性、誘導性、容量性又はこれらの組合わせでよい。
フイルタ１２及び１６により制御され、小さな電圧変動
即ちリプル電圧を含む調整された出力電圧Ｖ３は導体３
６を介してエラー増幅器３８の正即ち非反転入カへ印加
される。
この増幅器３８の負即ち反転入カへは基準電圧Ｖ４が印
加される。増幅器３８は差動増幅器でありこれは出力電
圧Ｖ３（リプルを含む）及び基準電圧４の間のどのよう
な差異があつても導体４０にエラー信号を生じる。同時
に、システム・クロツク４２は複数のクロツク・パルス
φ及びφを生じる。この場合、システム・クロツク４２
は、４０ＫＨ２のＲＣ発振器、２０ＫＨｚのクロツク．
パルスφを生じるためのデイバイダ、並びに１８０位相
ばずれの位相クロツク・パルスφを生じるためのインバ
ータ回路を含んでいる。クロツク．パルスφは三角波発
生器４４を駆動してその出力導体４６に三角波電圧を生
じる。
導体４６は比較器４８の正即ち非反転人カへ接続されて
いる。この実施例では三角電圧が比較器４８の動作のた
めに利用されるけれども、例えば傾斜電圧の如き他の型
の電圧がこのために利用されてよい。導体５０にふ・け
る比較器４８の出力はレギユレータ変換器駆動器５２即
ちスイツチング・トランジスタのベースを駆動する。比
較器４８の出力は負端子におけるエラー信号及び正端子
の三角電圧のクロス・オーバ点に依存して上昇若しくは
下降レベルにある。システム・クロツク４２からのクロ
ツク．パルスφ及びφはパワー変換器駆動器５８を１駆
動し、次いでこれは変圧器２８の一次巻線Ｎ１及びＮ２
を駆動する。
二次巻線Ｎ４の一端は第１のパワー変換器トランジスタ
３０のベースへ接続され、そして二次巻線Ｎ，の一端は
第２のパワー変換器トランジスタ３２のベースへ接続さ
れる。二次巻線Ｎ３の一端はトランジスタ３０のコレク
タへ接続され、そしてＮ３の他端は変圧器３４の一次巻
線Ｎ１の一端へ接続されている。又、二次巻線Ｎ６の一
端はトランジスタ３２のコレクタへ接続され、そしてＮ
６の他端は変圧器３４の一次巻線Ｎ２へ接続されている
。駆動器５８及び変換器１４は米国特許第３６７０２３
４号に示されている如きものである。パワー変換器イン
ターステージ変圧器２８は上記米国特許に卦ける電流モ
ード変圧器に対応する。第２図の実施例は、種々な値の
人力電圧Ｖ１及び種々に変る負荷インピーダンスの下に
動作し得る。
更に、変圧器５６の一次巻線Ｎ１及ひ二次巻線Ｎ２の巻
線比はクリチカルでない。しかしながら、本発明の目的
に照して、−ー次巻線Ｎ，は８０の巻数を有し約３Ａ（
７）電流を流し、そして二次巻線Ｎ２は２の巻数を有し
通常の動作状態の下で約５０Ａの電流を流す。上述の巻
線比及び電流は相互インダクタ５６のヒステリシス・ル
ープに関し磁気動作点上に、巻線Ｎ２なしに得られるよ
りも非常に高い値のインダクタンスを生じることがわか
つた。これによつて、インダクタ５６の一次巻線Ｎ１に
よつて表わされる非常に小さなフイルタ・インダクタの
使用が可能となる。以下、本発明に従う動作を第２及び
３図を参照しつつ説明する。
第２図及び第３図のタイミング図を参照するに、時刻Ｔ
。
に訃いてトランジスタ２６はオフである。従つて、導体
５４の電圧は降下レベルにある。従つて、導体６０上の
フイード・フオワード電圧も又降下レベルである。第３
図に示す如く、クロック・パルスφは上昇レベルであり
、そしてφは降下レベルである。クロツク・パルスφ及
びφは駆動器５８を駆動し次いでこれは変圧器２８を介
してパワー変換器１４を駆動するので、変圧器３４の一
次巻線Ｎ３及びＮ４並びにダイオードＤ２及びＤ３の陽
極に訃ける出力電圧はクロツク・パルスと同相である。
従つて、時刻Ｔ。においてダイオードＤ２の陽極に訃け
る電圧は上昇レベルであジ、そしてダイオードＤ３の陽
極に訃ける電圧は降下レベルである。時刻Ｔ。に卦いて
、クロツク・パルスφは上昇レベルであるので、三角波
発生器４４によつて導体４６にもたらされる三角電圧は
増大し始める。しかしながら、この時点で導体４０に卦
けるエラー電圧は導体４６の電圧よりも大きいので、導
体５０に卦ける比較器４８の出力は降下レベルにある。
この信号は駆動器５２へ印加される。，駆動器５２への
電圧が降下レベルなので変圧器２４の一次巻線Ｎ，に電
流が流れず従つて二次巻線に電圧が誘起されず、従つて
トランジスタ２６はオフである。時刻Ｔ１に訃いて、導
体４０に訃けるエラー電圧は導体４６の三角電圧よりも
小さくなる。
従つて比較器４８の出力導体５０に訃ける出力電圧は上
昇レベルになる。これによ勺駆動器５２はスイツチ・オ
ンし変圧器２４の一次巻線Ｎ１にプラスマイナスの電圧
降下を生じる。７．゜ラスの電圧はこの巻線の左側の黒
点側に生じる。
二次巻線Ｎ２の極性を表わす黒点で示されている如くに
、トランジスタ２６のベースは正のレベルとな）、これ
によりベース電流が流れてこのトランジスタをターン・
オンする。従つて、導体５４の電圧は上昇レベルである
。この電圧は相互インダクタ５６の一次巻線Ｎ１を駆動
する。この巻線のインダクタンスはシヤント・コンデン
サＣ１と共にこのスィツチされた電圧をフイルタしフイ
ルタ１２の出力に調整電圧Ｖ２を生じる。この電圧は変
圧器３４の一次巻線のセンター・タツプに送られる。又
、このスイツチされた電圧即ちフイード・フオワード電
圧の一部分は相互インダクタ５６の二次巻線Ｎ４を介し
てパワー変換器フイルタ１６へ結合される。第３図に示
される如くに、導体６０に卦けるフイード・フオワード
電圧及び導体５４の電圧は同相である。かくして、相互
インダクタ５６の二次巻線Ｎ２は、導体５４上のスイツ
チされた電圧のオン周期の間パワー変換器の二次側の電
圧と同方向で、オフ部分の間二次側電圧とは反対方向に
なるような極性でこれと結合されている。前述の如くに
、この動作はトランジスタ２６の導通サイクルをフイル
タ１６へ直接的に結合し、第３図に示す如くに導体５４
上のスイツチされた電圧と同相の出力リプル波形を生じ
る。上述の状態は、クロツク・パルスφが降下レベルに
なる時刻Ｔ２迄安定して継続する。
従つて、三角波発生器４４の出力導体４６上で最大の正
レベルに到達した出力は減少し始める。又、出力電圧Ｖ
３から引き出されそしてエラー増幅器３８で条件づけら
れる出力４０土のエラー信号は、導体６０のフイード・
フオワード電圧によつて主に影響されて上昇しつづける
。しかしながら、三角電圧が依然としてエラー電圧よ勺
も大きいので、比較器出力導体５０上の電圧は土昇レベ
ルに留まシ、従つてトランジスタはオンに留まる。時刻
Ｔ３に｝いて、導体４０上のエラー電圧は導体４６上の
三角電圧よりも大きくなる。
従つて、比較器４８の導体５０上の出力は降下レベルに
なる。従つて、時刻Ｔ。−Ｔ，に関して前に説明したよ
うにトランジスタ２６はオフとなる。従つて、このトラ
ンジスタの出力導体５４上の電圧は降下レベルとなる。
かくして、相互インダクタの二次側出力導体６０上の電
圧（即ち、フィード・フオワード電圧）は降下レベルと
なる。第３図で示す如くに、この回路状態は、比較器４
８の出力導体５０上の出力が降下レベルに留まるので安
定に留まる。時刻Ｔ４に卦いて動作サイクルが完了され
、そしてこのシステムは前述の如くに機能しつづける。
本発明における平均化フイルタ手段１２の相互インダク
タ５６は次の如くになつている。
該相互インダクタの一次巻線の一端は上記レギユレータ
手段の出力に接続され、上記一次巻線の他端はシヤント
・コンデンサを介してアース電位に接続され、上記一次
巻線のインダクタンスは上記シヤント・コンデンサと協
動して該フイルタの上記第１出力に上記フイルタされた
調整電圧を生じ、上記相互インダクタの二次巻線の一端
は上記全波整流手段の出力に接続され、上記二次巻線の
他端は上記変換器フイルタ手段の上記コイルの上記一端
に接続され、上記相互インダクタの二次巻線は、パルス
幅変調デユーティ・サイクルのオン部分の間上記全波整
流手段の出力電圧に付加され、オフ部分の間上記全波整
流手段の出力電圧を減少するような極性で結合されてい
る。
このため変換器フイルタの出力電圧Ｖ３は、クロツク・
パルスの位相において駆動された変圧器３４の出力を平
滑した電圧に加えて、トランジスタ２６の導通サイクル
に位相の合つたリプル電圧を含むものとなる。
従つてＶ３を基準電圧Ｖ４と比較して得られるエラー電
圧にはこのリプル電圧が含まれ、これが駆動器５２を介
してのトランジスタ２６のオンオフ切換えタイミングの
決定に関与する。大きなリプル振幅があれば直ちにトラ
ンジスタ２６のオンの時点が遅らされるようフイードバ
ツクされ、急速な追ずい能力をレギユレータ手段に与え
たことになる。この種のカスケード型フイルタを有する
変換器が従来有していた出力電圧変動に追ずいする能力
の不足による不安定性という欠陥が本発明によ勺とｂ除
かれた。
【図面の簡単な説明】
第１図はＡ型及びＢ型帰還回路網の使用を示す従来のパ
ルス幅変調レギユレータ一変換器兼パワー変換器システ
ムのプロツク図、第２図は本発明に従うパルス幅変調電
圧レギユレータ一変換器兼パワー変換器システムのプロ
ツク図並びに第３図は第２図のシステムの動作を表わす
種々な波形を示す図である。 １０・・・レギユレータ一変換器セクシヨン、２４・・
・レギユレータ一変器器インターステージ変圧器、１８
・・・パルス幅変調／クロツク／ロジツク．システム制
御装置、２６・・・トランジスタ、１６・・・パワー変
換器フイルタ、１２・・・平均化フイルタ、１４・・・
パワー変換器、５２・・・レギユレータ変換器駆動器、
５４，６０・・・導体、５６・・・相互インダクタ、３
４・・・パワー変換器変圧器、３８・・・エラー増幅器
、４２・・・システム・クロツク、４４・・・三角波発
生器、４８・・・比較器、５２・・・レギユレータ変換
器駆動器、５８・・・パワー変換器駆動器、３０，３２
・・・パワー変換トランジスタ、２８・・・パワー変換
器インターステージ変圧器。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １ 入力電圧を調整及び変換するパルス幅変調電圧レギ
    ュレーター変換器兼パワー変換器において、上記調整さ
    れた出力電圧に含まれるリプル電圧に応答してパルス幅
    変調した制御電圧を第１出力に発生しクロック・パルス
    を第２出力に発生する制御手段と、第１入力が上記入力
    電圧に接続されており第２入力が上記制御手段の第１出
    力に接続されており上記パルス幅変調制御電圧に応答し
    上記入力電圧をオン・オフした電圧を出力に発生するレ
    ギュレータ手段と、該レギュレータ手段の上記出力に接
    続され、第１出力に上記オン・オフされた電圧をフィル
    タし調整した電圧を生じ、第２出力に上記オン・オフさ
    れた電圧と同相のリプル電圧を生じる平均化フィルタ手
    段と、第１入力が上記フィルタ手段の第１出力に接続さ
    れており第２入力が上記制御手段の第２出力に接続され
    ていて出力に上記クロック・パルス及び上記フィルタさ
    れ調整された電圧に応答する所定のスイッチされ調整さ
    れた電圧を交互に生じる電流モードのプッシュ・プル回
    路構成の変換手段と、該変換手段の出力に接続され上記
    スイッチされ調整された電圧を整流した出力を発生する
    全波整流手段と、上記フィルタ手段の第２出力に一端が
    接続されたコイル並びに該コイルの他端に接続されたシ
    ャント・コンデンサを有し、上記全波整流手段の出力電
    圧と上記フィルタ手段の第２出力のリプル電圧を直列接
    続した後フィルタしリプル電圧を含む調整された出力電
    圧を生じる変換器フィルタ手段とを有するパルス幅変調
    電圧レギュレーター変換器兼パワー変換器。 ２ 上記平均化フィルタ手段は上記の（ａ）及び（ｂ）
    より成ることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
    パルス幅変調電圧レギュレーター変換器／パワー変換器
    。 （ａ）相互インダクタ 該相互インダクタの一次巻線の一端は上記レギュレータ
    手段の出力に接続され、上記一次巻線の他端はシャント
    ・コンデンサを介してアース電位に接続され、上記一次
    巻線のインダクタンスは上記シャント・コンデンサと協
    動して該フィルタの上記第１出力に上記フィルタされ調
    整された電圧を生じ、上記相互インダクタの二次巻線の
    一端は上記全波整流手段の出力に接続され、上記二次巻
    線の他端は上記変換器フィルタ手段の上記コイルの上記
    一端に接続され、上記相互インダクタの二次巻線の極性
    は、パルス幅変調デューティ・サイクルのオン部分の間
    上記全波整流手段の出力電圧と同極性になり上記デュー
    ティ・サイクルのオフ部分の間上記全波整流手段の出力
    電圧とは反対の極性になるように接続されている。 （ｂ）陰極が上記レギュレータ手段の上記出力に接続さ
    れ陽極がアース電位に接続され、上記レギュレータ手段
    がオフの時上記相互インダクタの一次巻線のインダクタ
    ンスに基づく過渡電圧をアース電位にクランプするダイ
    オード手段。
JP51085689A 1975-10-20 1976-07-20 パルス幅変調電圧レギユレ−タ−変換器兼パワ−変換器 Expired JPS5924442B2 (ja)

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