CN114793068A - 电源转换器以及用于操作电源转换器的方法和控制器 - Google Patents

电源转换器以及用于操作电源转换器的方法和控制器 Download PDF

Info

Publication number
CN114793068A
CN114793068A CN202210038195.3A CN202210038195A CN114793068A CN 114793068 A CN114793068 A CN 114793068A CN 202210038195 A CN202210038195 A CN 202210038195A CN 114793068 A CN114793068 A CN 114793068A
Authority
CN
China
Prior art keywords
phase
pull
push
voltage
current
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202210038195.3A
Other languages
English (en)
Inventor
亚历山德罗·扎法拉纳
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Semiconductor Components Industries LLC
Original Assignee
Semiconductor Components Industries LLC
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Semiconductor Components Industries LLC filed Critical Semiconductor Components Industries LLC
Publication of CN114793068A publication Critical patent/CN114793068A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/3353—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having at least two simultaneously operating switches on the input side, e.g. "double forward" or "double (switched) flyback" converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/083—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the ignition at the zero crossing of the voltage or the current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H02M1/34—Snubber circuits
    • H02M1/342—Active non-dissipative snubbers
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33573—Full-bridge at primary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/337—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33571—Half-bridge at primary side of an isolation transformer

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明涉及电源转换器以及用于操作该电源转换器的方法和控制器。至少一个示例为一种方法，该方法包括：在电源转换器的初级侧的推相期间限制该电源转换器的次级侧上的相节点的推相电压偏移，通过从该相节点提取电流并将该电流存储在钳位电容器上进行该限制；在该电源转换器的该初级侧的挽相期间限制该电源转换器的该次级侧上的该相节点的挽相电压偏移，通过从该相节点提取电流并将该电流存储在钳位电容器上进行该限制；以及利用存储在该钳位电容器上的该电流来驱动该次级侧上的部件。

Description

电源转换器以及用于操作电源转换器的方法和控制器
技术领域
本专利申请涉及电源转换器的技术领域，并且具体地涉及在次级侧上具有有源钳位的电源转换器以及用于操作电源转换器的方法和控制器。
背景技术
切换电源转换器可在初级侧上实现半桥拓扑和全桥拓扑。在半桥拓扑中，使用两个晶体管来将输入电压交替地耦接到初级绕组，以驱动电流穿过初级绕组并且到达电容器，然后耦接初级绕组，使得存储在电容器上的电流沿相反方向流过初级绕组。在全桥拓扑中，使用四个晶体管来以第一极性和相反极性跨初级绕组交替地耦接输入电压。
无论采用何种拓扑，变压器的漏电感都会在次级侧上产生电流尖峰。电流尖峰的量值不仅基于漏电感的量值，而且基于变压器的匝数比。在次级侧上的有源整流的情况下，电流尖峰(和对应的电压偏移)迫使设计者使用漏极-源极击穿电压为电源转换器的电压输出数倍的晶体管。
发明内容
一个示例为一种操作电源转换器的方法，该方法包括：在电源转换器的初级侧的推相(push-phase)期间限制电源转换器的次级侧上的相节点的推相电压偏移，通过从相节点提取电流并将电流存储在钳位电容器上进行限制；在电源转换器的初级侧的挽相(pull-phase)期间限制电源转换器的次级侧上的相节点的挽相电压偏移，通过从相节点提取电流并将电流存储在钳位电容器上进行限制；以及利用存储在钳位电容器上的电流来驱动次级侧上的部件。
在示例方法中，在推相期间从相节点提取电流可进一步包括：将电流从相节点通过二极管传导到钳位电容器达第一持续时间；以及然后通过电控开关传导电流达第二持续时间，该电控开关与二极管并联耦接。在一个示例中，第二持续时间可在推相电压偏移结束之前结束。在挽相期间从相节点提取电流可进一步包括：将电流从相节点通过二极管传导到钳位电容器达第一持续时间；以及然后通过电控开关传导电流达第二持续时间。
在示例方法中，利用存储在钳位电容器中的电流可进一步包括利用钳位电容器中的电流来驱动电控开关。
在示例方法中，在推相期间从相节点提取电流可进一步包括：将电流从相节点通过二极管传导到钳位电容器达第一预定时间；以及然后通过电控开关传导电流达第二预定时间，该电控开关与二极管并联耦接。在挽相期间从相节点提取电流可进一步包括：将电流从相节点通过二极管传导到钳位电容器达第一预定时间；以及然后通过电控开关传导电流达第二预定时间。
另一示例为一种用于电源转换器的控制器，该控制器包括：推式端子(pushterminal)、挽式端子(pull terminal)、反馈端子和钳位端子；和控制器。该控制器被配置为：使推式端子以第一频率、占空比和第一相生效；使挽式端子以第一频率、占空比和不同于第一相的第二相生效；基于在反馈端子上所接收的反馈信号调整占空比；在推式端子的生效期间使钳位端子生效达第一持续时间；以及在挽式端子的生效期间使钳位端子生效达第一持续时间。
在用于电源转换器的示例控制器中，当控制器在推式端子的生效期间使钳位端子生效时，该控制器可被进一步配置为在推式端子的生效之后使钳位端子生效达第一预定持续时间。在推式端子的生效期间，该控制器可被进一步配置为在生效钳位端子之后使钳位端子解除生效达第二预定持续时间。当控制器在挽式端子的生效期间使钳位端子生效时，该控制器可被进一步配置为在挽式端子的生效之后使钳位端子生效达第一预定持续时间。在挽式端子的生效期间，该控制器可被进一步配置为在生效钳位端子之后使钳位端子解除生效达第二预定持续时间。
又一示例为一种电源转换器，该电源转换器包括：初级侧；次级侧；钳位电路；和控制器。该初级侧可包括：变压器的初级绕组，该初级绕组具有第一引线和第二引线；推高式晶体管(push-high transistor)，该推高式晶体管具有耦接到输入电压的漏极、耦接到第一引线的源极，和栅极；和挽低式晶体管(pull-low transistor)，该挽低式晶体管具有耦接到第一引线的漏极、耦接到初级侧上的参考电压的源极，和栅极。该次级侧可包括：变压器的次级绕组，该次级绕组具有第三引线和第四引线；输出电感器，该输出电感器具有限定相节点的第一引线和限定输出电压的第二引线；推式整流器，该推式整流器具有耦接到第四引线的漏极、耦接到次级侧上的参考电压的源极，和栅极；和挽式整流器，该挽式整流器具有耦接到第三引线的漏极、耦接到次级侧上的参考电压的源极，和栅极。该钳位电路可包括：二极管，该二极管具有耦接到相节点的阳极，和阴极；电控开关，该电控开关具有耦接到相节点的第一连接、耦接到阴极的第二连接，和控制输入；钳位电容器，该钳位电容器具有耦接到阴极的第一引线和耦接到次级侧上的参考电压的第二引线；当相节点上的电压超过偏移电压时，该二极管可从相节点提取电流并且将电流施加到钳位电容器。该控制器可被配置为：使推高式晶体管的栅极以第一频率和占空比生效，从而限定电源转换器的推相；使挽低式晶体管的栅极以第一频率和占空比生效，从而限定电源转换器的挽相；在推相期间使推式整流器的栅极以第一频率生效；在挽相期间使挽式整流器的栅极以第一频率生效；基于指示电压输出的信号调整占空比；当相节点上的电压超过偏移电压时，在推相期间使电控开关的控制输入生效达第一持续时间；以及当相节点上的电压超过偏移电压时，在挽相期间使电控开关的控制输入生效达第一持续时间。
在示例电源转换器中，当控制器在推相期间使电控开关的控制输入生效时，控制器可被进一步配置为：在推高式晶体管的栅极的生效之后，禁止使控制输入生效达第二持续时间；以及然后使控制输入生效达第一持续时间。在推相期间，控制器可被进一步配置为在预定持续时间之后使控制输入解除生效。当控制器在挽相期间使电控开关的控制输入生效时，该控制器可被进一步配置为：在挽低式晶体管的栅极的生效之后，禁止使控制输入生效达第二持续时间；以及然后使控制输入生效达第一持续时间。在挽相期间，控制器可被进一步配置为在预定持续时间后使控制输入解除生效。
示例电源转换器可进一步包括：栅极驱动器电路，该栅极驱动器电路限定耦接到钳位电容器的第一引线的功率输入；栅极驱动器电路，该栅极驱动器电路耦接到推式整流器的栅极，以及控制器的推高式端子；并且其中栅极驱动器电路从钳位电容器导出至少一些操作功率。
示例电源转换器的初级侧可进一步包括：推低式晶体管(push-low transistor)，该推低式晶体管具有耦接到第二引线的漏极、耦接到初级侧上的参考电压的源极和耦接到控制器的栅极；挽高式晶体管(pull-high transistor)，该挽高式晶体管具有耦接到输入电压的漏极、耦接到第一引线的源极和耦接到控制器的栅极。该控制器可被进一步配置为：在推相期间使推低式晶体管的栅极以第一频率和占空比生效；以及在挽相期间使挽高式晶体管的栅极以第一频率和占空比生效。
示例电源转换器的次级侧可进一步包括：推高式整流器，该推高式整流器具有耦接到相节点的漏极、耦接到第三引线的源极和耦接到控制器的栅极；挽高式整流器，该挽高式整流器具有耦接到相节点的漏极、耦接到第四引线的源极和耦接到控制器的栅极；其中推式整流器为推低式整流器，并且挽式整流器为挽低式整流器。该控制器可被进一步配置为：在推相期间使推高式整流器的栅极以第一频率和占空比生效；以及在挽相期间使挽高式整流器的栅极以第一频率和占空比生效。
附图说明
为了详细描述示例实施方案，现在将参照附图，在附图中：
图1示出了根据至少一些实施方案的FB-FB隔离式电源转换器的局部电气原理图、局部框图；
图2示出了根据至少一些示例实施方案的时序图；
图3示出了根据至少一些实施方案的电源转换器的简化示意图；
图4示出了根据至少一些实施方案的电源转换器的简化示意图；
图5示出了根据至少一些实施方案的各种信号都在共享时间轴上的一系列曲线图；
图6示出了根据至少一些实施方案的电源转换器的局部框图；
图7示出了根据至少一些实施方案的电源转换器的局部电气原理图、局部框图；
图8示出了根据至少一些实施方案的电源转换器的局部电气原理图、局部框图；并且
图9示出了根据至少一些实施方案的方法。
定义
各种术语用来指特定系统部件。不同公司可用不同名称来指一种部件–本文献并非意于在名称不同而功能相同的部件之间作出区分。在下面的讨论中以及在权利要求书中，术语“包括”和“包含”以开放形式使用，并且因此，这些术语应被解释成意指“包括但不限于……”。另外，术语“耦合”或“耦接”旨在意指间接连接或直接连接。因此，如果第一器件耦接至第二器件，则该连接可通过直接连接或通过经由其他器件和连接的间接连接进行。
术语“输入”和“输出”在用作名词时是指连接(例如，电连接、软件连接)，不应被解读为需要动作的动词。例如，定时器电路可限定时钟输出。示例定时器电路可在时钟输出上形成或驱动时钟信号。在直接在硬件中(例如，半导体衬底上)实现的系统中，这些“输入”和“输出”限定电连接。在软件中实现的系统中，这些“输入”和“输出”限定分别由实现功能的指令读取或写入的参数。
“生效”应意指更改布尔信号的状态。根据电路设计者的判断，布尔信号可生效为高电平或具有较高电压，并且布尔信号可生效为低电平或具有较低电压。类似地，“解除生效”应意指将布尔信号的状态更改为与生效状态相反的电压电平。
“控制器”应单独或组合地指被配置为读取输入并且响应该输入驱动输出的单个电路部件、专用集成电路(ASIC)、具有控制软件(例如，精简指令集计算(RISC)处理器内核)的微控制器、数字信号处理器(DSP)、具有控制软件的处理器、可编程逻辑器件(PLD)或现场可编程栅极阵列(FPGA)。
具体实施方式
本申请要求于2021年1月25日提交的美国临时申请63/199,788，其标题为“具有次级侧有源钳位的电源转换器的方法和系统(Method and System of a Power ConverterWith Secondary Side Active Clamp)”的权益，并且该临时申请的全部内容以引用方式并入本文，如同在下文全部再现一样。
以下讨论涉及本发明的各种实施方案。虽然这些实施方案中的一个或多个实施方案可能是优选的，但所公开的实施方案不应解释为或以其他方式用来限制包括权利要求书在内的本公开的范围。另外，本领域技术人员应当理解，以下描述具有广泛应用，并且对任何实施方案的讨论仅意指该实施方案的示例，而并非旨在表示包括权利要求书在内的本公开的范围限于该实施方案。
各种示例涉及具有次级侧有源钳位的电源转换器的方法和系统。更具体地，示例实施方案涉及在次级侧上具有有源整流器的隔离式电源转换器以及次级侧上的钳位电路，该钳位电路通过从相节点转移或提取电流并将电流引导到钳位电容器来限制次级侧的相节点上的电压偏移。更具体地，示例系统通过从相节点提取电流来限制相节点的电压偏移。示例系统利用所提取的电流来驱动次级侧上的一个或多个部件，诸如驱动钳位电路的钳位晶体管。各种实施方案是在FB-FB隔离式电源转换器的背景下发展的，因此下面的描述基于发展背景。因此，本说明书转向示例全桥到全桥(FB-FB)隔离式电源转换器来引导读者。
图1示出了示例FB-FB隔离式电源转换器(下文简称电源转换器100)的局部电气原理图、局部框图。具体地，示例电源转换器100包括变压器102，该变压器具有初级绕组104和次级绕组106。变压器102以电的方式描绘了电源转换器100的初级侧108和电源转换器100的次级侧110。示例初级侧108包括输入电压VDC。在一个示例中，电源转换器100被设计和构造用于电信系统，并且因此输入电压VDC可在38V至60V的范围内。
示例初级侧108包括全桥，并且因此包括四个电控开关，该四个电控开关用于将输入电压VDC以第一极性，然后以相反极性交替地耦接到初级绕组104。在许多情况下，电控开关为晶体管，并且在一个示例中，电控开关为场效应晶体管(FET)。在下文中，初级侧108上的电控开关作为FET进行讨论，且应理解，可使用任何合适的电控开关。变压器102的示例初级绕组104限定引线112和引线114。FET被布置成将输入电压VDC以两种极性耦接到引线112和114。在第一极性中，输入电压VDC的正端子耦接到引线112，而输入电压VDC的负端子耦接到引线114。将输入电压VDC的正端子耦接到引线112并将负端子耦接到引线114在下文中称为“推相”。
在相反极性中，输入电压VDC的正端子耦接到引线114，而输入电压VDC的负端子耦接到引线112。将输入电压VDC的负端子耦接到引线114并将正端子耦接到引线112在下文中称为“挽相”。由此可知，在示例推相中，来自输入电压VDC的电流通过初级绕组104从引线112推到引线114，而在示例挽相中，电流沿相反方向流过初级绕组104。推挽的名称是任意的，但被引入以帮助关于初级侧108上的FET的命名法，以及对次级侧110上的整流器进行命名。
示例初级侧108包括推高式FET 116，该推高式FET具有耦接到输入电压VDC的正端子的漏极、耦接到初级绕组104的引线112的源极，和栅极。示例初级侧108包括推低式FET118，该推低式FET具有耦接到初级绕组104的引线114的漏极、耦接到初级侧108上的参考电压的源极，和栅极。在示例推相中，使推高式FET 116和推低式FET 118导电，从而将输入电压VDC以第一极性耦接到初级绕组104。然后，从命名法的角度来看，FET 116和FET 118的“推”名称指示推相中的活动性或电导率，“高”名称参考示例图中的位置(例如，桥配置的上部部分)，并且“低”名称参考示例图中的位置(例如，桥配置的下部部分)。
仍然参考图1，示例初级侧108进一步包括挽高式FET 120，该挽高式FET具有耦接到输入电压VDC的正端子的漏极、耦接到初级绕组104的引线114的源极，和栅极。示例初级侧108进一步包括挽低式FET 122，该挽低式FET具有耦接到引线112的漏极、耦接到初级侧108上的参考电压的源极，和栅极。在示例挽相中，使挽高式FET 120和挽低式FET 122导电，从而将输入电压VDC以第二极性耦接到初级绕组104。再次考虑命名法，FET 120和FET 122的“挽”名称指示挽相中的活动性或电导率，并且“高”和“低”名称再次参考示例图中的位置。
变压器102的初级绕组104以等效电路形式示出，该等效电路形式包括漏电感124、磁化电感126和理想绕组128。应当理解，变压器102在物理上不包括如图所示的单独的和不同的电感和绕组；然而，变压器102的初级绕组104以这种形式示出以突出漏电感124的存在，因为漏电感124在次级侧110上产生电流尖峰和电压偏移方面起作用，如下文更详细地讨论。
仍然参考图1，变压器102的次级绕组106限定引线130和引线132，并且次级绕组106上产生的电压基于所示的“点”规定和基于输入电压VDC到初级绕组104的连接极性来使极性交替。示例次级侧110实现有源全桥整流，并且示例次级侧110对在次级绕组106上产生的电压和电流进行整流，并且将经整流的电流和电压施加到输出电感器134和输出电容器136。具体地，输出电感器134包括限定相节点137的第一引线，和限定输出电压VOUT的正端子的第二引线。输出电容器136限定耦接到输出电压VOUT的第一引线，和耦接到次级侧110上的参考电压的第二引线(考虑到由变压器102提供的隔离，参考电压有时被称为“公共电压”)。输出电感器134的第一引线被称为相节点137是基于多个电源转换器100并联实现以供应下游负载的可能性，并且有效钳位的示例相对于相节点137在每个电源转换器(例如，每个相)内执行。
在示例情况下，次级侧110上的有源全桥整流由四个电控整流器实现。在许多情况下，电控整流器为晶体管形式的电控开关，并且在一个示例中，电控开关为FET。然而，可使用任何合适的电控整流器。在下文中，电控整流器被绘制为FET，但被称为“整流器”，以避免与初级侧108上的FET混淆。具体地，示例次级侧110包括推高式整流器138，该推高式整流器具有耦接到相节点137的漏极、耦接到次级绕组106的引线130的源极，和栅极。示例次级侧110进一步包括推低式整流器140，该推低式整流器具有耦接到次级绕组106的引线132的漏极、耦接到次级侧110上的参考电压的源极，和栅极。在示例推相中，使推高式整流器138和推低式整流器140导电，从而将在次级绕组106上产生的电压耦接到相节点137。如前所述，整流器138和140的“推”名称指示推相中的活动性或电导率，“高”名称参考示例图中的位置(例如，次级桥配置的上部部分)，并且“低”名称参考示例图中的位置(例如，次级桥配置的下部部分)。
示例次级侧110进一步包括挽高式整流器142，该挽高式整流器具有耦接到相节点137的漏极、耦接到次级绕组106的引线132的源极，和栅极。示例次级侧110进一步包括挽低式整流器144，该挽低式整流器具有耦接到次级绕组106的引线130的漏极、耦接到次级侧110上的参考电压的源极，和栅极。在示例挽相中，使挽高式整流器142和挽低式整流器144导电，从而将在次级绕组106上产生的电压耦接到相节点137。如前所述，整流器142和144的“挽”名称指示挽相中的活动性或电导率，“高”名称参考示例图中的位置(例如，次级桥配置的上部部分)，并且“高”和“低”名称再次参考示例图中的位置。
仍然参考图1，示例电源转换器100进一步包括控制器146。示例控制器146可采取限定多个电端子的封装半导体器件或封装集成电路器件的形式。在示例情况下，控制器146限定推式端子148、挽式端子150、钳位端子152和反馈端子154。将存在附加端子(例如，电源端子、接地端子/公共端子)，但并未示出这些附加端子，以免附图过度复杂。反馈端子154耦接到输出电压VOUT，使得控制器146接收指示输出电压VOUT的信号。在示例中，反馈端子154直接耦接到输出电压VOUT，但在其它情况下，指示输出电压VOUT的信号可为缩放表示，诸如由分压器或使用光耦接器创建。
示例推式端子148通过示例驱动器电路160耦接到推高式FET 116的栅极和推低式FET 118的栅极。示例驱动器电路160可采取任何合适的形式，诸如可购自亚利桑那州菲尼克斯的安森美半导体(ON Semiconductor of Phoenix,Arizona)的FAN8811 FET驱动器集成电路。也就是说，来自推式端子148的单个生效信号使推高式FET 116和推低式FET 118两者的栅极生效。出于下面将变得更清楚的原因，推式端子148通过非门156和示例驱动器电路166进一步耦接到挽高式整流器142的栅极和挽低式整流器144的栅极。示例驱动器电路166同样可采取任何合适的形式，诸如FAN8811 FET驱动器集成电路。也就是说，来自推式端子148的单个生效信号还使挽高式整流器142和挽低式整流器144两者的栅极解除生效。换句话说，来自推式端子148的信号的解除生效还使挽高式整流器142和挽低式整流器144两者的栅极生效。
示例挽式端子150通过示例驱动器电路164耦接到挽高式FET 120的栅极和挽低式FET 122的栅极。驱动器电路164可采取任何合适的形式，诸如FAN8811 FET驱动器集成电路。也就是说，来自挽式端子150的单个生效信号使挽高式FET 120和挽低式FET 122两者的栅极生效。同样，出于下面将变得更清楚的原因，挽式端子150通过非门158和示例驱动器电路162进一步耦接到推高式整流器138的栅极和推低式整流器140的栅极。驱动器电路162同样可采取任何合适的形式，诸如FAN8811 FET驱动器集成电路。也就是说，来自挽式端子150的单个生效信号还使推高式整流器138和推低式整流器140两者的栅极解除生效。换句话说，来自挽式端子150的信号的解除生效还使推高式整流器138和推低式整流器140两者的栅极生效。
图2示出了由示例控制器146驱动的各种信号和所得信号(诸如由非门156和158产生)的时序图。具体地，图2示出了初级推信号200、初级挽信号202、次级挽信号204、次级推信号206和钳位信号208。顾名思义，在电源转换器100的操作期间，将初级推信号200施加到推高式FET 116和推低式FET 118的栅极。示例初级推信号200被示出为高电平生效，但在其它情况下，信号可为低电平生效。图2示出了初级推信号200的一个完整生效212和一个部分生效214。示例初级推信号200的生效发生在限定在初级推信号200的任何两个一致特征之间的周期P处。在所示示例中，周期P被限定在初级推信号200的上升沿之间，并且周期P意味着操作频率是周期的倒数(f＝1/P)。在许多情况下，控制器146以预定且固定的频率操作。
示例初级推信号200的每个生效的持续时间限定了占空比，诸如图中的生效时间T。在示例情况下，控制器146控制或调整初级推信号200(以及初级挽信号202)的占空比以控制输出电压VOUT，并且该控制可基于在反馈端子154(图1)上所接收的指示输出电压VOUT的信号。在示例实施方案中，初级推信号200的生效持续时间表示或限定上文所讨论的推相。
图2进一步示出了初级挽信号202。顾名思义，在电源转换器100的操作期间，将初级挽信号202施加到挽高式FET 120和挽低式FET 122的栅极。示例初级挽信号202被示出为高电平生效，但在其它情况下，信号可为低电平生效。图2示出了初级挽信号202的一个完整生效216。示例初级挽信号202的生效发生在与初级推信号200相同的周期P处，但图2中未具体描绘初级挽信号202的周期，以免附图过度复杂。由此可知，初级挽信号202具有与初级推信号200相同的操作频率，但相对于初级推信号200具有相移(例如，180度)。示例初级挽信号202的每个生效的持续时间限定占空比，但图2中未描绘初级挽信号202的生效216的持续时间，以免附图过度复杂。在示例情况下，控制器146控制或调整初级挽信号202的占空比以控制输出电压VOUT。在大多数情况下，初级挽信号202的占空比将与初级推信号200的占空比匹配，瞬态负载变化期间除外。在示例实施方案中，初级挽信号202的生效持续时间表示或限定上文所讨论的挽相。
图2进一步示出了次级挽信号204。顾名思义，在电源转换器100的操作期间，将次级挽信号204施加到挽高式整流器142和挽低式整流器144的栅极。示例次级挽信号204被示出为高电平生效，但在其它情况下，信号可为低电平生效。从概念上讲，在挽高式FET 120和挽低式FET 122导电时的周期期间(在挽相期间)，挽高式整流器142和挽低式整流器144是导电的。在示例系统中，挽高式整流器142和挽低式整流器144在挽相之前和之后导电延长的持续时间，如由次级挽信号204所示。具体地，在示例系统中，挽高式整流器142和挽低式整流器144在除推高式FET 116和推低式FET 118的导电时间期间之外的所有时间都是导电的。换句话说，挽高式整流器142和挽低式整流器144在除推相期间之外的所有时间都是导电的。就图2的信号而言，次级挽信号204在初级推信号200生效的同时被解除生效，并且次级挽信号204在初级推信号200解除生效的同时生效。由此可知，挽高式整流器142和挽低式整流器144的栅极以控制器146的操作频率生效，并且施加到挽高式整流器142和挽低式整流器144的栅极的信号的占空比为一减去初级挽信号202的生效的占空比(如果占空比表达为小于一的正值)。
图2进一步示出了次级推信号206。顾名思义，在电源转换器100的操作期间，将次级推信号206施加到推高式整流器138和推低式整流器140的栅极。示例次级挽信号206被示出为高电平生效，但在其它情况下，信号可为低电平生效。从概念上讲，在推高式FET 116和推低式FET 118导电时的周期期间(在推相期间)，推高式整流器138和推低式整流器140导电。在示例系统中，推高式整流器138和推低式整流器140在推相之前和之后导电延长的持续时间，如由次级推信号206所示。具体地，在示例系统中，推高式整流器138和推低式整流器140在除挽高式FET 120和挽低式FET 122的导电时间期间之外的所有时间都是导电的。换句话说，推高式整流器138和推低式整流器140在除挽相期间之外的所有时间都是导电的。就图2的信号而言，次级推信号206在初级挽信号202生效的同时被解除生效，并且次级推信号206在初级挽信号202解除生效的同时生效。由此可知，推高式整流器138和推低式整流器140的栅极以控制器146的操作频率生效，并且施加到推高式整流器138和推低式整流器140的栅极的信号的占空比为一减去初级挽信号202的生效的占空比(如果占空比表达为小于一的正值)。
图2还示出了钳位信号208。将在讨论操作期间至少部分地由漏电感124引起的相节点137的电压和/或电流偏移之后讨论钳位信号208。
返回到图1。出于解释的目的，考虑示例电源转换器100正在操作并产生输出电压VOUT。进一步考虑初级侧108处于在推相与挽相之间限定的休息相内。换句话说，考虑推高式FET 116、推低式FET 118、挽高式FET 120和挽低式FET 122都是非导电的。从图2的时序图可以看出，次级侧110上的所有整流器都是导电的。在休息相期间，没有电流流过初级绕组104。
图3示出了示例休息相中的电源转换器100的简化示意图。在图3中，FET是非导电的并且因此示出为开路，而整流器是导电的并且因此示出为粗线形式的短路。在休息相期间，通过输出电感器134的残余电流(由输出电感器134的最后一次充电引起)继续流动，并且因此输出电感器134通过任何或所有次级整流器汲取残余电流，如线300所示。因此，在休息相期间，相节点137上的电压实际上是次级侧110上的参考电压(例如，公共电压)。
现在考虑示例电源转换器100转变到推相。在推相中，使推高式FET 116和推低式FET 118导电。此外，如图2的时序图所示，进入推相导致挽高式整流器142和挽低式整流器144非导电，从而使推高式整流器138和推低式整流器140导电。
图4示出了示例推相中的电源转换器100的简化示意图。在图4中，非导电的FET被示出为开路，并且导电的FET被示出为粗线形式的短路。类似地，导电的整流器被示出为粗线形式的短路。次级绕组106具有电感部件，并且因此无法立即改变电流。由此可知，初始在推相内，通过输出电感器134的残余电流的一部分流过挽高式整流器142的体二极管(并且因此示出为二极管)，并且残余电流的另一部分流过挽低式整流器144的体二极管(并且因此示出为二极管)。因此，相节点137上的电压初始通过二极管的正向电压降(例如，约0.7V)变为负。相节点137处的负电压(下文称为Vd)跨次级绕组106反射，并且因此跨磁化电感126和理想绕组128产生经反射电压(下文称为Vr)，经反射电压与相节点137处的电压乘以匝数比成比例(例如，Vr＝n*Vd)。
仍然参考图4，现在考虑推相期间的初级侧108。具体地，由于在休息相中没有初级FET是导电的，因此在休息相期间没有电流流过初级绕组104。当推相开始时，推高式FET116和推低式FET 118如图所示变得导电。由此可知，输入电压VIN以第一极性跨初级绕组104的引线112和114施加。此外，在次级侧上产生负电压Vd的残余电流跨磁化电感126和理想绕组128产生经反射电压Vr。考虑到所施加电压的极性，跨漏电感124的电压初始为输入电压VIN和经反射电压Vr的总和。与任何电感器一样，电流不会立即流过漏电感124；相反，电流流动基于所施加电压的积分。然而，需注意，初始跨漏电感124施加的电压高于输入电压VIN。
在推相的初始部分期间，同时发生一些事情。随着时间的推移，越来越多的残余电流流过次级绕组106。通过次级绕组106的残余电流越大，初级侧108上的经反射电流越大。类似地，随着时间的推移，越来越多的电流流过漏电感124。通过漏电感124的电流越大，流过磁化电感126的净电流越大，并且因此次级绕组106上产生的可归因于初级绕组104的电压越大。最终，次级绕组106中诱导的可归因于初级绕组104的电流克服残余电流流动，并且相节点137上的电压上升。在稳定状态下，相节点137上升到大约输入电压VIN乘以变压器102的匝数比的电压。例如，如果输入电压VIN为48V并且匝数比为3:1，则一旦诱导的电流克服残余电流，相节点137上的电压就接近16V(例如，对于12V的设计输出电压VOUT)。
然而，在达到稳定状态之前并且在不存在钳位的情况下，相节点上的电压过冲，并且因此上升到高于输入电压VIN乘以匝数比的乘积。考虑到次级侧110上的电流流动而不是电压，次级绕组106将倾向于产生比能够立即流过输出电感器134的电流更多的电流。过量的电流至少部分地可归因于漏电感124。例如，在推模式的初始部分中，跨漏电感124的电压高于输入电压VIN，并且因此存储在漏电感124的场中的能量自身表现为过量电流流动。次级侧上的寄生电容可能会加剧该问题。具体地，在次级绕组106中诱导的可归因于初级绕组104的电流克服残余电流流动的时间点，相节点处的电压尝试改变极性，但在挽高式整流器142和挽低式整流器144的寄生漏极-源极电容从其负电荷放电之前，不能这样做。此外，随着相节点137处的电压的上升，必须对这些相同的寄生漏极-源极电容进行充电。因此，当相节点137处的电压达到输入电压VIN乘以匝数比的乘积时，漏电感124和寄生电容的相互作用会产生过量的电流流动，并且因此在不存在钳位电路的情况下，过量的电流产生电压尖峰。相节点137处的电压尖峰的可能性意味着电路设计者选择漏极-源极击穿电压高于预期电压尖峰的整流器(例如，以FET的形式)。在输入电压VIN范围为48V至60V、匝数比为3:1且相节点137电压为16V至20V的示例中，在相关技术中，系统设计者可选择漏极-源极击穿电压为60V或更高(在某些情况下为80V)的次级整流器(例如，FET)。
图5示出了各种示例信号都在共享时间轴上并且与推相同时出现的一系列曲线图。具体地：曲线图500示出了钳位电流；曲线图502共同绘制了相节点电压、钳位电容器电压和钳位信号的曲线图；曲线图504共同绘制了跨磁化电感的电压和跨初级绕组的电压的曲线图；曲线图506共同绘制了通过漏电感的电流和通过磁化电感的电流的曲线图；曲线图508共同绘制了通过次级绕组的电流和通过输出电感136的电流的曲线图。初始参考曲线图504。曲线图504示出了在休息相(在时间t1之前)与示例推相之间的过渡中(该过渡从时间t1开始)，跨磁化电感的电压(下文简称磁化电压510)和跨初级绕组104的引线112和114的电压(下文简称初级电压512)。应当理解，磁化电压510无法直接测量，因为这是变压器102的型号的表现。在时间t1之前，初级绕组104以电的方式浮动，因为初级侧FET是非导电的。初级侧FET的寄生漏极-源极电容导致初级绕组104上产生浮动电压。然而，在时间t1，示例推相开始于使推高式FET 116和推低式FET 118导电，以及使挽高式整流器142和挽低式整流器144非导电。因此，初级电压512上升到输入电压VIN(在此示例中为约48V)。然而，如上面所讨论的，磁化电压510初始由于残余电流流过次级侧110上的体二极管而变为负(紧接在t1之后)。然而，随着时间的推移，磁化电压510上升，最终在时间t2上升到高于初级电压512。在t1在示例推相开始与磁化电压510上升到高于输入电压VDC之间的持续时间被称为TOSS。持续时间TOSS与初级侧108上的FET和次级侧110上的整流器(也为FET)可以转变导电状态的速度相关，并且持续时间TOSS很大程度上与输入电压VDC无关。磁化电压510保持高于初级电压512达某持续时间，并且然后最终经历阻尼振荡，最终值接近初级电压512。关于曲线图506讨论磁化电压上升到高于初级电压512的原因。
曲线图506示出了通过漏电感124的电流(下文简称漏电流514)和通过磁化电感126的电流(下文简称磁化电流516)。应当理解，磁化电流516无法直接且独立地测量，因为这是变压器102的型号的表现。然而，在时间t1，示例推相如上所述开始。考虑到初级侧108的先前休息相，漏电流514从零开始。漏电流514随时间上升，并且在时间t2经历峰值。如上文所讨论的，施加到漏电感124的初始充电电压大于输入电压VIN。此外，次级侧初始表现为短路，因为次级侧110上的整流器(FET)的寄生电容被充电，从而进一步延长了漏电感124由于缺乏反电动势(EMF)而承受更高施加电压的时间。因此，所有这些因素共同作用，对漏电感124的场充电，导致漏电流514如在时间t2所示出现尖峰。在数学上，漏电感124的峰值电流可如下给出：
LPP＝IO/N+TOSS×(VDC+NVd)/LLK (1)
其中LPP为漏电流的峰值，IO为输出电感器134在时间t2的电流，N为变压器102的匝数比，TOSS为t1与t2之间的持续时间，VDC为输入电压，Vd为相节点137处由残余电压引起的负电压的量值，并且LLK为漏电感的量值。此后，漏电流514下降到较低值，并且然后经历朝向磁化电流516的阻尼振荡。本说明书现在转向次级侧110上由漏电流514中的峰值引起的表现。
曲线图508共同绘制了通过次级绕组106的电流(下文简称次级电流518)和通过输出电感器134的输出电流(下文简称电感器电流520)的曲线图。具体地，在时间t1之前的休息相中，电感器电流520随时间下降。在时间t1之前和紧接在时间t1之后的电感器电流520在上文称为残余电流。在时间t1，示例推相开始。基于变压器102的操作，漏电流514被传递到次级侧110。具体地，次级电流518通过匝数比与漏电流514相关。假设上述示例匝数比为3:1，次级电流518将是漏电流514的三倍。因此，在图5的示例情形中，漏电流514在约10A处达到峰值，并且次级电流518可在约30A处达到峰值，如图所示。通过输出电感器134的电感器电流520不能瞬时改变，因此导致次级侧110上出现过量的电流，如果过量的电流不以某种形式钳位，则可能导致相节点137出现对应的电压尖峰或电压偏移。
返回到图1。示例电源转换器100进一步包括钳位电路180。示例钳位电路180包括二极管182，该二极管具有耦接到相节点137的阳极，和阴极。在图1的示例中，二极管182为呈FET形式的电控开关(下文称为钳位FET 184)的体二极管。然而，在其它情况下，二极管182可为单独的且不同的部件。示例钳位FET 184具有第一连接或漏极(限定二极管182的阳极)、耦接到相节点137的第二连接或源极(限定二极管182的阴极)和耦接到钳位端子152的控制输入或栅极。虽然在一些情况下，钳位FET 184的栅极可直接耦接到钳位端子152，但在其它情况下，可使用中间电路，并且下文更详细地讨论了示例中间电路。示例钳位电路180进一步包括钳位电容器186，该钳位电容器具有耦接到二极管182的阴极的第一引线和耦接到次级侧110上的参考电压的第二引线。在各种示例系统中，当相节点137上的电压超过偏移电压时，二极管182从相节点137提取电流并且将电流施加到钳位电容器186。就过量电流而言，在示例系统中，二极管182从相节点137提取过量电流并且将电流存储在钳位电容器186上。在过量电流周期期间从相节点137中提取电流限制了相节点137的偏移电压，并且因此使得电路设计者能够选择具有较低漏极-源极击穿电压的整流器(例如，FET)，从而显著降低电源转换器100的成本。
再次返回图5的曲线图。曲线图500示出了示例钳位电流522。钳位电流522基于漏电流514(曲线图506)、次级电流518(曲线图508)和电感器电流520(曲线图508)或由它们引起。在示例系统中，次级侧110内的过量电流流动被提供给钳位电容器186，过量电流是次级电流518(曲线图508)与电感器电流520(曲线图508)之间的差异。在数学上，峰值钳位电流可如下给出：
ICLAMP＝NxTOSS×(VDC+NVd)/LLK (2)
其中ICLAMP为峰值钳位电流，并且其余参数如上所述。
根据各种示例，钳位电流初始流过二极管182。此后，并且在钳位电流522仍然流动时，使钳位FET 184导电。当钳位电流522流过二极管182时，相节点137上的电压比钳位电容器186上的电压高约0.7V。为了重置钳位电容器186上的电压以用于下一个操作(例如，如果当前相是推相，则即将到来的是挽相，或者如果当前相是挽相，则即将到来的是推相)，使钳位FET 184导电(例如，在时间t3)。在一些情况下，紧接在钳位电流522停止之前，使钳位FET184非导电。以此方式，在代表通过钳位FET 184的零电流流动或接近零电压切换的条件下，使钳位FET 184导电和非导电，以减少切换损耗。
最后，曲线图502示出了相节点137上的电压(下文称为相节点电压524)、钳位电容器上的电压(钳位电压526)和钳位信号528。具体地，在时间t1，示例相节点电压524由于残余电流流过次级侧110上的体二极管而变为负，如上文所讨论的。然后，相节点电压524随着次级电流518(曲线图508)的上升而上升，在时间t2达到峰值。在时间t2，相节点电压524超过钳位电压526，电流开始流过二极管182。因此，相节点电压524约限制或钳位在高于钳位电压526的二极管正向电压降。为了阻止钳位电容器186成为峰值检测器，而钳位电流522仍在流动，根据钳位信号528，在示例中在时间t3使钳位FET 184导电。示例钳位信号528被示出为低电平生效。然后，紧接在钳位电流522停止之前，使钳位FET 184非导电，诸如在时间t4使该钳位FET非导电。如曲线图502所示，使钳位FET 184导电会使相节点电压524和钳位电压526约相等，从而重置钳位电容器186以供下一次钳位使用。本说明书现在转向关于使钳位FET 184导电和非导电的时序的时序考虑。
再次返回到图1。在一些情况下，使钳位FET 184导电可响应于监测电源转换器100内的信号。例如，控制器146可限定耦接到钳位电路180内的电流变压器190的监测器端子188。通过监测流入钳位电路180的电流，控制器146可感测何时提取电流，并且因此基于所测量的电流控制使钳位FET 184导电的时序以及通过钳位FET 184传导电流的持续时间。
然而，结果表明，通过漏电感124的电流峰值的时序，以及因此通过次级绕组106的电流峰值的时序，仅与输入电压VIN和由电源转换器100承载的负载弱相关。此外，如上文所讨论的，持续时间TOSS很大程度上与输入电压VDC和由电源转换器100承载的负载不相关。由此可知，过量电流流入钳位电容器186的时间长度仅与输入电压VIN和由电源转换器100承载的负载弱相关。此外，钳位FET 184导电的持续时间与输入电压VIN或由电源转换器100承载的负载具有非常小的相关性或没有相关性。也就是说，由于使钳位FET 184导电的目标是均衡钳位电压526与相节点电压524，因此限制因素是钳位FET 184可以从非导电转变为完全导电的速度(再次在tRR提及)。因此，在一些示例系统中，钳位信号528生效的时序可以是保持在控制器146内的预定时间。此外，钳位FET 184导电的持续时间可以是预定时间，也保持在控制器146内。
同时参考图1和图5，控制器146通过使推式端子148生效来开始示例推相。推式端子148的生效使推高式FET 116和推低式FET 118导电。因此，控制器146知道并控制时间t1。控制器146初始禁止使钳位端子152生效，在推式端子148生效之后禁止达第一预定持续时间。也就是说，从时间t1开始，在漏电感124中建立电流，并且电流在时间t2达到峰值。如上文所讨论的，次级侧110上的过量电流初始流过二极管182。此外，过量电流继续流过二极管182，直到使钳位FET 184导电为止。在示例情况下，第一预定持续时间是t1与t3之间的持续时间。考虑到TOSS对其他参数的松散依赖性，在一个示例情况下，控制器146禁止使钳位端子152生效的第一预定持续时间为TOSS的持续时间的约两倍。换句话说，尽管持续时间TOSS被限定在时间t1和t2之间，但控制器146在使钳位端子152生效之前，在峰值电流点之后等待约等于持续时间TOSS的附加持续时间。此后，控制器146在时间t3使钳位端子152生效，这使钳位FET 184的栅极生效，并且均衡钳位电压526和相节点电压524。控制器146使钳位端子152生效达第二预定持续时间(例如，略长于钳位FET 184的tRR)。因此，控制器146可操作电源转换器100，包括钳位相节点137的方面，而不直接测量相节点电压524或钳位电流522。
图5的各种信号的描述都与示例推相有关。然而，除了在初级侧108上具有相反的极性并且跨次级侧110上的相反整流器之外，在挽相期间还发生了相同的问题。也就是说，由于次级侧上的整流，由漏电感124引起的过量电流在次级侧110上在挽相期间再次引起过量的电流，并且因此导致在相节点137上产生电压尖峰或电压偏移。受益于本公开的普通技术人员现在理解了在推相期间漏电感124和相节点137的相互作用，理解了在挽相期间漏电感124和相节点137的相互作用，并且因此不会过度延长说明书，不再重复关于挽相的描述。
图6示出了示例电源转换器100的局部框图。具体地，图6更详细地示出了示例钳位电路180，以及驱动器电路162和驱动器电路166。图6进一步示出了电压稳压器600。示例钳位电路180限定相节点输入602、钳位输入604、功率输入606、功率输入608和功率输出609。示例钳位电路180包括钳位FET 184，该钳位FET包括内部体二极管182。如前所述，示例钳位FET 184的漏极耦接到钳位电容器186。相节点输入602耦接到钳位FET 184的源极(和二极管182的阳极)，但相节点137本身未在图6中示出，以免附图过度复杂。另外，钳位输入604通过下文讨论的附加电路耦接到钳位FET 184的栅极。然而，图6中既未示出控制器146又未示出钳位端子152(钳位输入604耦接到该钳位端子)，同样以免附图过度复杂。
在示例系统中，钳位电路180从次级侧110上的驱动器电路162和/或驱动器电路166提供操作功率。具体地，在驱动器电路162和166各自为FAN8811的示例情况下，驱动器电路162和166中的每一者均限定HP端子或引导端子。由此可知，示例驱动器电路162限定引导端子614，并且引导端子614耦接到功率输入608。示例驱动器电路166限定引导端子616，并且引导端子616耦接到功率输入608。因此，钳位电路180可从驱动器电路162和166中的一者或两者导出操作功率。
在示例系统中，驱动到钳位端子152(图1)的钳位信号528(图5)为低电平生效信号。因此，示例钳位电路180包括附加部件，用于在钳位输入604上接收低电平生效信号，并且驱动钳位FET 184(例示性地示出为N沟道FET)的栅极。具体地，示例钳位电路180限定电源节点618，该电源节点从驱动器电路162或驱动器电路166或两者提供操作功率。由于驱动器电路162和166可在不同的时间(例如，不同的相)操作，因此二极管620防止从电源节点618到驱动器电路162和166出现反向功率流动。
示例钳位电路180进一步包括第一NPN结型晶体管610(下文简称晶体管610)，该第一NPN结型晶体管与PNP结型晶体管612(下文简称晶体管612)串联耦接。晶体管610的集电极耦接到电源节点618，并且晶体管612的发射极耦接到相节点输入602(并且因此耦接到相节点137)。晶体管610和612的发射极耦接在一起，从而限定节点。钳位FET 184的栅极耦接到晶体管610和晶体管612之间的节点(即，耦接到晶体管610的发射极和晶体管612的集电极)。当耦接的发射极接地时，晶体管610是非导电的，晶体管612是导电的，钳位FET 184的栅极上的电压约等于其源极上的电压，并且因此钳位FET 184是非导电的。相反，当电流流入耦接的发射极时，晶体管610是非导电的，晶体管612是非导电的，钳位FET 184的栅极上的电压约等于其漏极上的电压，并且因此钳位FET 184是导电的。受益于本公开的普通技术人员应理解，晶体管610和612仅仅是用于导通和关断钳位FET 184的示例驱动器电路，并且也可使用其它方法。
示例钳位信号528(图5)通过FET 622耦接到发射极。具体地，FET 622限定通过电阻器624耦接到电源节点618的漏极、耦接到次级侧110上的参考电压的源级和耦接到钳位输入604的栅极。由此可知，当钳位信号528生效(例如，在图5的时间t3和t4之间低电平生效)时，FET 622是非导电的，并且因此电源节点618上的电压耦接到晶体管610和612的发射极。电流流动到发射极使晶体管610导电，这将电源节点618上的电压施加到钳位FET 184的栅极。相反，当钳位信号528解除生效时，FET 622是导电的，并且因此晶体管610和612的发射极耦接到次级侧110上的参考电压。无电流流动到发射极使晶体管612导电，这将钳位FET184的栅极耦接到其源极，并且因此钳位FET 184是非导电的。FET 622和晶体管610和612的组合可被认为是逻辑非门。受益于本公开的普通技术人员应理解，上拉电阻器和FET 622仅仅是用于导通和关断钳位FET 184的示例驱动器电路，并且也可使用其它方法。
仍然参见图6。示例钳位电路180限定功率输出609。在一些情况下，并且如图所示，存储在钳位电容器186上的能量可再生回电源转换器100。又更具体地，在图5的示例电源转换器100中，功率输出609耦接到电压稳压器600。电压稳压器600被设计和构造成调节电压，并且将经调节的输出电压施加到其它部件。在一个示例情况下，电压稳压器600可将经调节的输出电压施加到驱动器电路162和166中的一者或两者，如虚线626所示。在此类情况下，电压稳压器可为低压差(LDO)线性稳压器或降压型切换电源转换器。在这些情况下，钳位电路被认为是自驱动的，因为驱动钳位FET 184的功率是从钳位电容器186导出的。
在其它情况下，电压稳压器600可被设计和构造成将经调节的输出电压直接施加到输出电压VOUT，如虚线628所示，以补充通过输出电感器134提供的能量。在这种情况下，电压稳压器可为降压型切换电源转换器。无论再生能量是进入驱动器电路162和166，还是直接进入输出电压VOUT，所提取的能量的量应选择为导致钳位电容器186上的电压降相对较小，以免不利地影响钳位操作。
到目前为止讨论的各种实施方案都假设初级侧108采用全桥且次级侧110采用全桥。然而，与变压器的漏电感相关联的问题也在其它相关拓扑中发生。图7示出了根据至少一些实施方案的电源转换器的局部电气原理图、局部框图。初级侧108与图1的初级侧108相同，并且操作相同。次级侧700由次级绕组702限定，该次级绕组具有耦接到输出电感器134和输出电压VOUT的中心抽头，如图所示。在使用具有中心抽头的次级侧700操作的配置中，次级整流器的数量可减少到两个，推式整流器704(在推相期间是导电的)和挽式整流器706(在挽相期间是导电的)。无论如何，初级绕组104的漏电感124都会在相节点137上产生电流尖峰，并且因此在推相和挽相两者中产生电压偏移的电势。因此，尽管次级侧700采用中心抽头式拓扑，但图7的示例电源转换器可包括钳位电路180(其为上文所讨论的各种形式中的任一种形式)，用于通过从相节点137提取电流来限制电压偏移。
图8示出了根据至少一些实施方案的电源转换器的局部电气原理图、局部框图。具体地，次级侧与图7中所述(具有推式整流器704和挽式整流器706的中心抽头式次级绕组702)相同。然而，初级侧800以半桥配置示出。具体地，初级侧800限定耦接到初级绕组104的引线112的推式FET 802，并且初级绕组的引线114耦接到推式电容器806。在推相期间，电流从输入电压VIN流过推式FET 802，流过初级绕组104，并且流到推式电容器806。在挽相期间，挽式FET 804是导电的并且推式FET 802是非导电的，并且因此电流从推式电容器806沿相反方向流过初级绕组104，并且然后流过挽式FET 804到达初级侧800上的参考电压。无论如何，初级绕组104的漏电感124都会在相节点137上产生电流尖峰，并且因此在推相和挽相两者中产生电压偏移的电势。因此，尽管初级侧800采用半桥拓扑而次级侧700采用中心抽头式拓扑，但图8的示例电源转换器可包括钳位电路180(其为上文所讨论的各种形式中的任一种形式)，用于通过从相节点137提取电流来限制电压偏移。
图9示出了根据至少一些实施方案的方法。具体地，该方法开始(框900)并且包括：在电源转换器的初级侧的推相期间限制电源转换器的次级侧上的相节点的推相电压偏移，通过从相节点提取电流并将电流存储在钳位电容器上进行限制(框902)；在电源转换器的初级侧的挽相期间限制电源转换器的次级侧上的相节点的挽相电压偏移，通过从相节点提取电流并将电流存储在钳位电容器上进行限制(框904)；以及利用存储在钳位电容器上的电流来驱动次级侧上的部件(框906)。然后，该方法结束(框908)。
附图中的许多电连接被示为没有中间器件的直接耦接，但在上面的描述中并未如此明确说明。然而，对于在附图中示出的没有中间设备的电连接，该段落应充当权利要求的先行基础，以用于引用任何电连接作为“直接耦接”。
上述讨论意在说明本发明的原理和各种实施方案。一旦完全理解了上述公开的内容，对于本领域技术人员来说许多变型形式和修改形式就将变得显而易见。以下权利要求书被解释为旨在包含所有此类变型形式和修改形式。

Claims (10)

1.一种操作电源转换器的方法，其特征在于，所述方法包括：
在电源转换器的初级侧的推相期间限制所述电源转换器的次级侧上的相节点的推相电压偏移，通过从所述相节点提取电流并将所述电流存储在钳位电容器上进行所述限制；
在所述电源转换器的所述初级侧的挽相期间限制所述电源转换器的所述次级侧上的所述相节点的挽相电压偏移，通过从所述相节点提取电流并将所述电流存储在所述钳位电容器上进行所述限制；以及
利用存储在所述钳位电容器上的所述电流来驱动所述次级侧上的部件。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，在所述推相期间从所述相节点提取电流进一步包括：
将电流从所述相节点通过二极管传导到所述钳位电容器达第一持续时间；以及然后
通过电控开关传导电流达第二持续时间，所述电控开关与所述二极管并联耦接。
3.根据权利要求2所述的方法，其中，在所述挽相期间从所述相节点提取电流进一步包括：
将电流从所述相节点通过所述二极管传导到所述钳位电容器达所述第一持续时间；以及然后
通过所述电控开关传导电流达所述第二持续时间。
4.根据权利要求1所述的方法，其中，利用存储在所述钳位电容器中的所述电流进一步包括利用所述钳位电容器中的所述电流来驱动电控开关。
5.一种用于电源转换器的控制器，其特征在于，所述控制器包括：
推式端子、挽式端子、反馈端子和钳位端子；
控制器，所述控制器被配置为：
使所述推式端子以第一频率、占空比和第一相生效；
使所述挽式端子以所述第一频率、所述占空比和不同于所述第一相的第二相生效；
基于在所述反馈端子上所接收的反馈信号调整所述占空比；
在所述推式端子的生效期间使所述钳位端子生效达第一持续时间；以及
在所述挽式端子的生效期间使所述钳位端子生效达所述第一持续时间。
6.根据权利要求5所述的控制器，其中，当所述控制器在所述推式端子的生效期间使所述钳位端子生效时，所述控制器被进一步配置为在所述推式端子的生效之后使所述钳位端子生效达第一预定持续时间。
7.根据权利要求6所述的控制器，其中，在所述推式端子的生效期间，所述控制器被进一步配置为在生效所述钳位端子之后使所述钳位端子解除生效达第二预定持续时间。
8.根据权利要求6所述的控制器，其中，当所述控制器在所述挽式端子的生效期间使所述钳位端子生效时，所述控制器被进一步配置为在所述挽式端子的生效之后使所述钳位端子生效达所述第一预定持续时间。
9.根据权利要求8所述的控制器，其中，在所述挽式端子的生效期间，所述控制器被进一步配置为在生效所述钳位端子之后使所述钳位端子解除生效达第二预定持续时间。
10.一种电源转换器，其特征在于，所述电源转换器包括：
初级侧，所述初级侧包括：
变压器的初级绕组，所述初级绕组具有第一引线和第二引线；
推高式晶体管，所述推高式晶体管具有耦接到输入电压的漏极、耦接到所述第一引线的源极，和栅极；
挽低式晶体管，所述挽低式晶体管具有耦接到所述第一引线的漏极、耦接到所述初级侧上的参考电压的源极，和栅极；
次级侧，所述次级侧包括：
所述变压器的次级绕组，所述次级绕组具有第三引线和第四引线；
输出电感器，所述输出电感器具有限定相节点的第一引线和限定输出电压的第二引线；
推式整流器，所述推式整流器具有耦接到所述第四引线的漏极、耦接到所述次级侧上的参考电压的源极，和栅极；和
挽式整流器，所述挽式整流器具有耦接到所述第三引线的漏极、耦接到所述次级侧上的所述参考电压的源极，和栅极；
钳位电路，所述钳位电路包括：
二极管，所述二极管具有耦接到所述相节点的阳极，和阴极；
电控开关，所述电控开关具有耦接到所述相节点的第一连接、耦接到所述阴极的第二连接，和控制输入；
钳位电容器，所述钳位电容器具有耦接到所述阴极的第一引线和耦接到所述次级侧上的所述参考电压的第二引线；
当所述相节点上的电压超过偏移电压时，所述二极管从所述相节点提取电流并且将所述电流施加到所述钳位电容器；
控制器，所述控制器被配置为：
使所述推高式晶体管的所述栅极以第一频率和占空比生效，从而限定所述电源转换器的推相；
使所述挽低式晶体管的所述栅极以所述第一频率和所述占空比生效，从而限定所述电源转换器的挽相；
在所述推相期间使所述推式整流器的所述栅极以所述第一频率生效；
在所述挽相期间使所述挽式整流器的所述栅极以所述第一频率生效；
基于指示电压输出的信号调整所述占空比；
当所述相节点上的所述电压超过所述偏移电压时，在所述推相期间使所述电控开关的所述控制输入生效达第一持续时间；以及
当所述相节点上的所述电压超过所述偏移电压时，在所述挽相期间使所述电控开关的所述控制输入生效达所述第一持续时间。
CN202210038195.3A 2021-01-25 2022-01-13 电源转换器以及用于操作电源转换器的方法和控制器 Pending CN114793068A (zh)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US202163199788P 2021-01-25 2021-01-25
US63/199,788 2021-01-25
US17/249,439 2021-03-02
US17/249,439 US11349401B1 (en) 2021-01-25 2021-03-02 Method and system of a power converter with secondary side active clamp

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN114793068A true CN114793068A (zh) 2022-07-26

Family

ID=81756694

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202210038195.3A Pending CN114793068A (zh) 2021-01-25 2022-01-13 电源转换器以及用于操作电源转换器的方法和控制器

Country Status (2)

Country Link
US (2) US11349401B1 (zh)
CN (1) CN114793068A (zh)

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11349401B1 (en) * 2021-01-25 2022-05-31 Semiconductor Components Industries, Llc Method and system of a power converter with secondary side active clamp
US20220399821A1 (en) * 2021-06-15 2022-12-15 Texas Instruments Incorporated Llc converter and control
US11804782B2 (en) * 2022-01-28 2023-10-31 Analog Devices, Inc. Active-clamp current-fed push-pull converter for bidirectional power transfer
US11658581B1 (en) * 2022-02-15 2023-05-23 Acbel Polytech Inc. Power converter with adjustable output voltage
US20240072641A1 (en) * 2022-08-23 2024-02-29 Raytheon Company Active clamp dc/dc converter including current sense peak control mode control

Family Cites Families (28)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4953068A (en) * 1989-11-08 1990-08-28 Unisys Corporation Full bridge power converter with multiple zero voltage resonant transition switching
US5351179A (en) * 1993-03-05 1994-09-27 Digital Equipment Corporation Lossless active snubber for half-bridge output rectifiers
US6771521B1 (en) * 2003-02-20 2004-08-03 Delta Electronics, Inc. Active snubber for synchronous rectifier
JP4430531B2 (ja) * 2004-12-28 2010-03-10 株式会社日立製作所 双方向絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ
US7606051B1 (en) * 2005-11-03 2009-10-20 Wittenbreder Jr Ernest Henry Fully clamped coupled inductors in power conversion circuits
WO2010067629A1 (ja) * 2008-12-12 2010-06-17 株式会社三社電機製作所 Ｄｃ－ｄｃコンバータ回路
US9112422B1 (en) * 2010-03-09 2015-08-18 Vlt, Inc. Fault tolerant power converter
US8363427B2 (en) * 2010-06-25 2013-01-29 Greecon Technologies Ltd. Bi-directional power converter with regulated output and soft switching
JP5472183B2 (ja) * 2011-03-31 2014-04-16 株式会社デンソー スイッチング電源装置
US8908393B2 (en) * 2011-09-14 2014-12-09 Futurewei Technologies, Inc. Soft transition apparatus and method for switching power converters
DE112013007233T5 (de) * 2013-07-11 2016-04-07 Mitsubishi Electric Corporation DC/DC-Umsetzer
CN105337503B (zh) * 2014-06-25 2017-12-01 光宝电子(广州)有限公司 直流电压转换装置及适用于直流电压转换装置的箝位电路
US9680386B2 (en) * 2014-09-23 2017-06-13 Analog Devices Global Minimum duty cycle control for active snubber
JP6203450B2 (ja) * 2015-03-24 2017-09-27 三菱電機株式会社 電力変換装置
DE102015207607A1 (de) * 2015-04-24 2016-10-27 Schmidhauser Ag Bidirektionaler Gleichspannungswandler
KR101884686B1 (ko) * 2016-05-23 2018-08-30 숭실대학교산학협력단 능동 클램프 풀브릿지 컨버터 및 그 구동방법
US10554137B2 (en) * 2016-07-19 2020-02-04 Mitsubishi Electric Corporation DC/DC converter
US10924024B2 (en) * 2016-09-02 2021-02-16 Panasonic Intellectual Property Management Co, Ltd. Regenerative power conversion system with inverter and converter
US11050353B2 (en) * 2017-06-07 2021-06-29 Hitachi Automotive Systems, Ltd. Power conversion device that generates switching signals
US10305363B1 (en) * 2018-03-29 2019-05-28 Semiconductor Components Industries, Llc Current doubling DC-DC converter with efficient sleep mode
US10250119B1 (en) * 2018-03-29 2019-04-02 Semiconductor Components Industries, Llc Fast response for current doubling DC-DC converter
CN110868071B (zh) * 2018-08-28 2021-01-26 台达电子工业股份有限公司 变换装置
JP6823634B2 (ja) * 2018-11-14 2021-02-03 矢崎総業株式会社 電源装置
US10770983B2 (en) * 2018-12-06 2020-09-08 Infineon Technologies Austria Ag Circuits and methods for secondary-side rectified voltage sensing in isolated switched-mode power converters
CN109742968B (zh) * 2019-01-31 2020-12-04 上海交通大学 二极管箝位混合三电平双有源全桥变流器及其控制方法
US10658937B1 (en) * 2019-03-12 2020-05-19 Semiconductor Components Industries, Llc Controller for closed loop control of a DCX converter and method therefor
US11128223B1 (en) * 2020-02-28 2021-09-21 Semiconductor Components Industries, Llc Methods and systems of variable delay time in power converters
US11349401B1 (en) * 2021-01-25 2022-05-31 Semiconductor Components Industries, Llc Method and system of a power converter with secondary side active clamp

Also Published As

Publication number Publication date
US20220255448A1 (en) 2022-08-11
US11349401B1 (en) 2022-05-31
US11881787B2 (en) 2024-01-23

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US9966837B1 (en) Power converter with circuits for providing gate driving
CN114793068A (zh) 电源转换器以及用于操作电源转换器的方法和控制器
US7738266B2 (en) Forward power converter controllers
JP3391384B2 (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ
US7570497B2 (en) Discontinuous quasi-resonant forward converter
US7602154B2 (en) Phase compensation driving scheme for synchronous rectifiers
KR100760085B1 (ko) 스위칭 전원 공급장치 및 스위칭 방법
US20140035627A1 (en) SiC Proportional Bias Switch Driver Circuit with Current Transformer
CN103595253A (zh) 一种降低mosfet开关损耗的新型控制方法
KR20090075465A (ko) 동기 정류 회로
JP2010536320A (ja) 二極性マルチ出力ｄｃ／ｄｃコンバータ及び電圧レギュレータ
US10615700B1 (en) Synchronous rectifier control for switched mode power supplies and method therefor
JPH09163736A (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ
US20100328971A1 (en) Boundary mode coupled inductor boost power converter
JPH05268764A (ja) 交流電流検出器および電源回路
US8981819B2 (en) Proportional bias switch driver circuit with current transformer
US10389275B2 (en) Converter with ZVS
WO2011050084A2 (en) Systems and methods of synchronous rectifier control
US6462966B1 (en) Power supply circuit and method
KR20190064963A (ko) Dc-dc 변환 시스템
US6744647B2 (en) Parallel connected converters apparatus and methods using switching cycle with energy holding state
CN115528886A (zh) 具有变压器的功率转换器电路及转换方法
US6661209B2 (en) Leading edge modulator for post regulation of multiple output voltage power supplies
JP2003299354A (ja) フライバックコンバータの同期整流回路
EP4005079B1 (en) A prestart control circuit for a switching power converter comprising a synchronous rectifier switch on the secondary side of an energy storage section

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination