CN115528886A - 具有变压器的功率转换器电路及转换方法 - Google Patents

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Abstract

一种具有变压器(T)的功率转换器电路(100)，包括：缓冲电路(CSn、DSn,S3、DSn,S4)，用于抑制该变压器(T)次级侧的电压尖峰，该变压器(T)包括缓冲电容(Csn)；以及辅助直流转换器(101)，具有的第一输入与该缓冲电容(Csn)连接，具有的第一输出与该功率转换器电路(100)的第一输出(Vout)连接。该电路提高了电转换效率，并减少了热损耗。

Description

具有变压器的功率转换器电路及转换方法
技术领域
本发明涉及一种具有变压器的功率转换器电路，包括用于抑制变压器次级侧上的电压尖峰的缓冲电路，该变压器包括缓冲电容。此外，本发明涉及一种用于转换电压的方法，包括利用包括缓冲电容的缓冲电路抑制变压器次级侧上的电压尖峰的步骤。
背景技术
文献US 1011/009516 A1公开了一种有源箝位正激转换器，用于降低箝位电容的充电电压以及施加到开关元件的电压。有源箝位正激转换器包括第一和第二FET，分别将变压器初级线圈的第一端和第二端连接到直流电源的正极端子和负极端子，还包括第三和第四FET，分别将第一端和第二端经由电容连接到直流电源的负极端子和正极端子，其中第一和第二FET对以及第三和第四FET对夹在两对都关断的时段的左右，交替地导通和截止。
文献US 10,461,626 B1公开了一种有源箝位电路，其包括具有漏极节点和源极节点的有源箝位开关、与有源箝位开关串联耦合的有源箝位电容、延迟电路、以及耦合到有源箝位开关和延迟电路的有源箝位控制器电路。有源箝位控制器电路被配置为：基于跨有源箝位开关的漏极节点和源极节点产生的电压，接收有源箝位开关电压；基于有源箝位开关电压的电压幅度，启用有源箝位开关；以及根据延迟电路产生的延迟信号，禁用有源箝位开关。
由于在高阻断电压下有低损耗的特性，基于碳化硅的开关使有源箝位正激转换器(Active Clamped Forward Converter，ACFC)成为适合电动汽车的车载400V-12V功率转换器。考虑到输出电流较大，同步整流是在次级侧使用硅MOSFET完成的。然而，这些MOSFET具有的输出电容不可忽略。由于整流直接放置在变压器次级侧，故输出电容与变压器漏感谐振，产生高压过冲。可以观察到，这个过冲比稳态阻断电压高约2.5倍，这是电压依赖于电容的结果。此外，电压尖峰超过同步整流器的100V电压限制，导致大的雪崩损耗。因此，转换器无法在高负载甚至中等负载条件下运行。这种电压尖峰通常用RCD缓冲这类耗散缓冲进行箝制。然而，储存在漏感中的大量能量会导致20W的功率被缓冲给耗散掉。这会导致缓冲电阻剧烈发热，并降低ACFC的效率。
次级阻断电压的振铃不仅仅是ACFC的问题。尽管无损缓冲拓扑已被广为知晓，但这些方法都不适用于大功率ACFC。虽然可以在功率路径中使用其他组件，但通常会遇到组件数量多且缓冲电容放电可能性有限的问题。
发明内容
本发明的目的是限制功率转换器电路的同步整流器上的电压过冲。
本发明的解决方案由具有各实施例特征的功率转换器电路界定。
根据本发明，该解决方案通过具有变压器的功率转换器电路实现，该功率转换器电路包括：缓冲电路，用于抑制该变压器次级侧的电压尖峰，该变压器包括缓冲电容；以及辅助直流转换器，具有的第一输入与该缓冲电容连接，具有的第一输出与该功率转换器电路的第一输出连接。这为ACFC创建了一个再生缓冲拓扑，也可应用于各种其他基于PWM的功率转换器。该功率转换器利用辅助直流转换器来控制次级侧缓冲电容的再生缓冲电压，从而控制最大反向阻断电压。此外，与其他拓扑相比，组件数量更少。因此，可以用较少数量的组件对储存在缓冲电容中的能量进行再生。
在功率转换器电路的优选实施例中，该功率转换器电路是直流转换器或基于PWM的直流转换器。直流转换器是一种将直流(DC)电源从一个电压电平转换为另一个电压电平的电子电路。它是一种电功率转换器。功率电平的范围可以从极低(例如小型电池)到非常高(例如高压输电)。PWM转换器(脉宽调制转换器)是一种电子电路，其通过将电信号高效地分解成离散部分，从而降低电信号提供的平均功率。这些电路产生的技术优势在于，可以相应地高效转换电压。
在功率转换器电路的另一个优选实施例中，该功率转换器电路是有源箝位正激转换器。有源箝位电路设置在变压器的初级侧，从而形成有源箝位正激转换器。有源箝位电路是用于可控地储存来自变压器漏感的能量的电路。电感的有源箝位用于吸收低侧开关的关断引起的反电动势能量。这种有源箝位可以消除对将反电动势能量返还到电源的续流二极管(freewheeling diode，FWD)的需要。这产生的技术优势在于，可以通过变压器电感的有源箝位来提高电路的效率。
在功率转换器电路的另一优选实施例中，辅助直流转换器是降压转换器(buck-converter)。降压转换器是一种直流功率转换器，可降低电压，同时从输入到输出之间汲取更少的平均电流。这类开关模式电源(switched-mode power supply，SMPS)通常包括至少两种半导体器件，例如二极管和三极管。这产生的技术优势在于，可以使用较少数量的电气组件实现缓冲能量的有效再生。
在功率转换器电路的另一个优选实施例中，降压转换器包括用于控制电感中的电流的三极管和二极管。这产生的技术优势也在于可以用很少的电气组件实现缓冲的有效再生。
在功率转换器电路的另一个优选实施例中，降压转换器是包括同步整流器的同步降压转换器。同步降压转换器是基本降压转换器电路拓扑的修改版本，其中用第二个开关代替了二极管进行整流。这产生的技术优势在于，可以进一步提高电路效率。另一方面，由于第二个有源开关取代了无源二极管，同步降压转换器的过压尖峰降低，带来了鲁棒性。
在功率转换器电路的另一个优选实施例中，降压转换器是多相降压转换器，其中，在其输入和输出之间，并联放置了多个降压转换器电路。在多相降压转换器这种电路拓扑结构中，在输入和输出之间并联放置基本的降压转换器电路。n个相中的每一个在开关周期内以相等的间隔开启。该电路通常与同步降压拓扑一起使用。这产生的技术优势在于，可以更快地处理负载变化。
在功率转换器电路的另一优选实施例中，辅助直流转换器的第二输入与地电位连接。地电位为接地提供了一条低阻抗路径。这产生的技术优势在于，参考电压可以保持稳定。
在功率转换器电路的另一优选实施例中，辅助直流转换器的第二输出与地电位连接。这产生的技术优势也在于参考电压可以保持稳定。
在功率转换器电路的另一优选实施例中，在次级侧设置用于对功率转换器电路的输出电压进行整流的至少一个同步整流器。同步整流器通过用有源控制开关(通常是功率MOSFET或功率双极结型三极管)代替二极管来提高整流效率。普通半导体二极管的压降大致固定在0.5-1伏左右，而有源整流器的行为方式则类似电阻，可以具有任意低的压降。这产生的技术优势在于，可以进一步提高电路效率。
根据本发明，本解决方案还通过一种转换方法实现，包括以下步骤：用包括缓冲电容的缓冲电路，对变压器的次级侧上的电压尖峰进行抑制；以及通过辅助直流转换器，将来自所述缓冲电容的能量返还到功率转换器电路的第一输出，所述辅助直流转换器具有的第一输入与所述缓冲电容连接，并且具有的第一输出与所述功率转换器电路的所述第一输出连接。通过这种方法，可以获得与上述功率转换器电路相同的技术优势。
在该方法的优选实施例中，转换器电路是有源箝位正激转换器。以这种方式，来自变压器漏感的能量由变压器初级侧的可控有源箝位电路储存。这产生的技术优势也在于可以通过对变压器主电感的有源箝位来提高电路的效率。
在该方法的另一优选实施例中，缓冲电容的电压由辅助直流转换器控制。这产生的技术优势在于，可以有效抑制电压尖峰。
在该方法的另一优选实施例中，辅助直流转换器的电感中的电流由三极管和整流器控制。这产生的技术优势也在于可以用很少的电气组件实现缓冲能量的有效再生。
在该方法的另一优选实施例中，功率转换器电路的输出电压的整流由设置在次级侧的至少一个同步整流器执行。这产生的技术优势在于，可以进一步提高电路效率。
其他有利的实施例和特征的组合可从下面的详细描述和各实施例中得出。
附图说明
各附图用于解释实施例，图中示出了：
图1示出了在次级侧具有再生缓冲的改进的ACFC电路；
图2示出了降压转换器电路图；
图3示出了再生缓冲的工作原理；
图4示出了谐振相的等效电路；
图5示出了箝位相的等效电路；
图6示出了实验测量的阻断电压尖峰；
图7示出了在给定输出电压下的示例性反向功率传输；
图8示出了反向缓冲操作的示例性电流波形；并且
图9示出了一改进的转换方法。
在各图中，相同的部件被赋予相同的附图标记。
具体实施方式
碳化硅(SiC)开关使有源箝位正激转换器能够用作大输出功率的合适拓扑。然而，这种拓扑的一个问题在于，这是一种单脉冲拓扑，其中同步整流器直接放置在变压器的次级侧。同步整流器是非理想的，具有例如显著的输出电容，会与变压器的杂散电感谐振。
在2.2kW车载直流功率转换器中，这种谐振会导致大约三倍于稳态阻断电压的过冲。此外，杂散电感中会储存大量能量，功率可达约20W。因此，出于效率和功耗的原因，不能使用一般的无源缓冲器。此外，因为有源箝位转换器是单向拓扑，所以不能反向操作。这里的问题在于：输出电感在反向操作时无法消磁。
图1示出了改进的有源箝位正激功率转换器电路100(ACFC电路)。正激转换器100是直流转换器，其使用变压器T来相对于输入电压VIn，(依赖于变压器比率N/1)增减输出电压VOut，并为负载提供电流隔离。通过使用多个输出绕组，可以同时提供较高和低较的电压输出。
ACFC电路100包括初级侧103-1和次级侧103-2。初级侧103-1包括两个输入端子105-1和105-2，其上提供有直流输入电压Vin。控制MOSFET开关S1来周期性地中断直流输入电压Vin。当S1导通时，电流iin流过变压器T的电感Ls和Lm。Ls是变压器T的漏感，引起电流iLs。漏感Ls源自非理想耦合变压器T的电气特性，其中每个绕组表现为与绕组各自的欧姆电阻常数串联的自感。
Lm是变压器的互感，引起电流imag。互感Lm是初级线圈的特性，由于其存在，初级线圈可以抵抗次级线圈中电流的变化。当初级线圈中的电流发生变化时，初级线圈中会产生磁通量，因此会在次级线圈中感应生出变化的磁通量。通过周期性地导通并关断开关S1，初级线圈产生变化的磁性。当开关S1导通时，另一个MOSFET开关S2关断。
然而，当开关S1关断时，变压器T中仍存在余磁。因此，随后通过适当的控制电路将开关S2导通，以允许箝位电流icl流动，从而对线圈进行消磁，并对电容Ccl充电。该箝位电流icl是由变压器T的初级线圈的自感在线圈本身的电流因为关断S1而停止时被引发的。在自感的情况下，由线圈本身变化的电流产生的磁场会在电路中感生出电压。以这种方式，当S1关断时，电容Ccl获得来自变压器T的能量，从而使箝位电容Ccl两端的电压vCl上升。
电感Ls和Lm的有源箝位是一种保护功能，用于吸收低侧开关S1关断引起的反EMF(反电动势，back-EMF)能量。有源箝位还消除了对将反EMF能量返回到电源的续流二极管(freewheeling diodes，FWD)的需要，提高了功率转换器电路的效率。
ACFC电路100的次级侧103-2连接变压器T的次级线圈。次级侧103-2包括两个输出端子107-1和107-2，其上提供有ACFC电路100的直流输出电压VOut。次级侧103-2还包括输出电感Lg和输出电容Cout，二者组合形成低通滤波器。开关S3和S4构成同步整流器，在ACFC电路100的次级侧103-2上有效充当二极管。同步整流器通过用有源控制的开关S3和S4(通常是功率MOSFET或功率双极结型三极管)替换二极管来提高整流效率。普通半导体二极管的压降大致固定在0.5-1伏左右，而有源整流器则表现为电阻，并且可以具有任意低的压降。这产生的技术优势在于，可以进一步提高电路效率。
当开关S1导通时，直流输入电压Vin施加到初级绕组，同时变压器T次级绕组上出现缩放后的电压，电流itr'流过次级线圈，电流iLg流入电感Lg。两个绕组的同名端侧(dottedsides)都具有正极性。同步整流器S3与次级绕组串联，并且将缩放后的输入电压施加到包括输出电感Lg和输出电容Cout的低通滤波器。初级绕组电流通过其同名端(dotted end)进入，而次级电流从同名端流出，其大小幅度与其匝数比成反比。
当开关S1关断时，初级和次级绕组电流突降到零。然而，通过输出电感Lg的电流和输出电压VOut继续，没有任何突变。同步整流器S4为该电流IOut启用续流路径。在续流期间，输出电感Lg的电流IOut趋于衰减，但因为存在较大的输出电容Cout，故仍保持几乎恒定的输出电压VOut，并使输出电压中的纹波保持在较低水平。需要选择较高的电源开关频率，应足以使得开关S1的下一次导通发生在输出电感Lg的电流显著衰减之前。
在传统的有源箝位正激转换器100中，输出电感Lg实质上使得正激转换器100的输出处的电容Cout与整流器开关S3和S4的寄生输出电容去耦。这会导致阻断电压出现较大的过冲，因此开关S3和S4中的MOSFET需要针对更大的阻断电压进行设计。Vrev,S3表示开关S3的稳态阻断电压。阻断电压的过冲可达固定阻断电压的三倍。当应用额外的RC或RCD缓冲来减少这些过冲时，过冲的能量会转移到缓冲电容Csn。然后，缓冲电容Csn可以在整流器的导通阶段通过电阻器放电。然而，这将导致大的热损耗。
然而，这里使用了变压器T的次级侧103-2上的再生缓冲电路CSn、DSn,S3、DSn,S4与电流耦合辅助直流转换器101。二极管DSn,S3、DSn,S4与缓冲电容CSn相连。缓冲电容CSn有助于抑制尖峰电压，并最大限度地减少振铃。辅助直流转换器101具有两个输入端子DC-DCIn,1和DC-DCIn,2以及两个输出端子DC-DCOut,1和DC-DCOut,2。
辅助直流转换器的输入DC-DCIn,1连接到缓冲电容Csn，并且辅助直流转换器的输出DC-DCOut,1连接到有源箝位正激转换器100的输出。因此，整流器电压被有效地箝位到辅助直流转换器101的输出电压VOut，并且振荡能量被再生地传递到有源箝位转换器100的输出。
该电路使用的组件数较少，如两个低功率MOSFET和单个电感，并且不依赖有源箝位转换器100的功率路径中的组件。大箝位电容可用于减轻振荡，以便可以应用阻断电压较小的整流器开关。这种再生缓冲拓扑使用了有源组件，能够将正激转换器100的效率提高多达0.2％，同时，与之前使用的100V的MOSFET相比，允许使用具有80V阻断电压的经济高效的同步整流器。
图2示出了作为辅助直流转换器的降压转换器电路101的示意图。降压转换器电路101是直流功率转换器，其降低输入电压Vi，同时从其输入到其输出汲取更少的平均电流。降压转换器电路101包括续流二极管D、开关S和具有电感L和电容C的低通滤波器。如果在一个换向周期中，通过电感L的电流IL始终不降到零，则降压转换器电路101以连续模式工作。输入电压Vi由充当电压源的缓冲电容CSn提供。
当开关S闭合时，电感两端的电压为VL＝Vi-VO。只要压降几乎恒定，则通过电感L的电流IL近似线性上升。由于二极管D被电压源Vi反向偏置，因此没有电流经过。VD是二极管D两端的压降。
当开关S打开时，二极管D正向偏置。电感L两端的电压为VL＝-VO(忽略二极管压降)，电流IL减小。
尽管辅助直流转换器101被描述为常规降压转换器电路101，但许多其他直流转换器电路也是可以使用的。例如，辅助直流转换器101可以是包括同步整流器而非二极管D的同步降压转换器，或者可以是其中多个降压转换器电路并联放置在其输入和输出之间的多相降压转换器。
图3示出了再生缓冲的工作原理，在再生缓冲的模拟行为中使用开关S3作为示例。工作可分为两个区间——谐振相和箝位相。在谐振相，电流IDSn等于零。在箝位相，IDSn急剧下降再线性上升回零。
图4和图5示出了这两个区间的等效电路。Vrev,S3表示开关S3的稳态阻断电压，而vrev,S3(t)表示瞬态阻断电压。由于缓冲电容CSn的电容很大，因此可以将Vsn建模为电压源。
当S1关断且S2导通时，由于S3和S4同时导通的时间很短，次级电流itr(t)迅速下降。一旦电流达到0A，S3就会关断。这启动了谐振相Tres,1，其中变压器漏感Ls'与S3的输出电容Coss,S3谐振。为了获得该相期间的电压和电流，必须求解非线性微分方程(1)。因此，引入了Rtr来模拟变压器T的阻尼。
Figure BDA0003687090560000081
由于MOSFET的输出电容依赖于电压，因此电荷Qoss成为vrev,S3(t)的函数。因此，方程(1)必须迭代求解。一旦反向阻断电压达到值Vsn+VDsn,on，二极管Dsn就会导通，从而箝制反向阻断电压。在此箝位相Tcl期间，二极管电流由方程(2)确定。
Figure BDA0003687090560000082
因此，电流增加并最终变为零，从而结束箝位相。由于可以从方程(1)的解中求得的电流itr(t＝tcl,0)是最大二极管电流
Figure BDA0003687090560000083
因此选择的缓冲二极管要承受该尖峰电流。在箝位相期间，得自方程(3)的电荷ΔQsn,S3转移到Csn。
Figure BDA0003687090560000084
Figure BDA0003687090560000085
将CSn的电荷Q0＝CSnVsn增加ΔQSn,S3所需的能量为
Figure BDA0003687090560000086
因此，缓冲在每个开关周期都必须从电容中汲取等效量的能量。这就得到Psn,S3＝Eel,S3 fsw的部分缓冲输出功率，其中fsw表示ACFC的开关频率。同理，也可以计算出对S4的输出功率的贡献Psn,S4。因此，缓冲的总输出功率为Psn＝Psn,S3+Psn,S4。对于图6中的特定工作点，该计算得出的预期总输出功率约为15W。
图6示出了在没有再生缓冲和有再生缓冲电路的情况下实验测量的阻断电压尖峰。该图示出了用于相同操作的改进的功率转换器电路100的次级阻断电压。再生缓冲能够将次级阻断电压的电压尖峰箝位在约48V的预定值。因此，再生缓冲使得次级阻断电压降低了大约50％。
这实现了在同步整流器的限制内实现恰当的ACFC工作。事实上，现在甚至可以使用额定电压为80V的同步整流器S3和S4，而不是以前使用的100V的型号。这些MOSFET具有较低的成本和较低的导通电阻，因此提高了ACFC电路100的整体效率。由于缓冲的再生特性，实现了整体效率的进一步提高。由于谐振能量不会在变压器T中耗散，因此可以测量到大约0.2％的效率提高。与次级三极管雪崩工作相比，效率提升更大。测得的缓冲传输功率与模拟结果的拟合度接近5％。振铃和过冲显著减少。
图7示出了输出电压Vout＝8V和50μF输入电容的示例性反向功率传输。在功率传输中，缓冲电压被控制在60V。缓冲电流isnub用于控制缓冲电压Vsnub，即输出电感Lg的消磁电压。此外，还示出了与时间相关的Vin和Ds2和Ds3。如果使用大缓冲电压的缓冲，则缓冲也充当消磁器，使得反向功率传输是可能的。缓冲电流isnub就是降压转换器的电流。
图8示出了反向缓冲工作的示例性电流波形。随时间t示出了S2和S3的开关周期相比电流iLg和iLs的关系。
图9示出了一种改进的转换方法。该方法包括步骤S101：用包括缓冲电容Csn的缓冲电路Csn、Dsn,S3、Dsn,S4，对变压器T的次级侧上的电压尖峰进行抑制。此外，该方法包括步骤S102：通过辅助直流转换器101，将来自缓冲电容Csn的能量返还到功率转换器电路100的第一输出Vout，该辅助直流转换器101具有的第一输入与该缓冲电容Csn连接，并且具有的第一输出与功率转换器电路100的第一输出Vout连接。
这种新颖的再生缓冲拓扑允许箝制次级侧的阻断电压，使得2.2kW的ACFC电路100可正常操作。此外，还允许使用阻断电压较低的成本和功率上更具效益的同步整流MOSFET。由于再生缓冲提供了对电压尖峰的无损抑制，并且组件数量较少，因而是一种高效的拓扑，适用于多种应用。
总之，要注意的是，本发明能够提供一种用于提高电转换效率和减少热损耗的方法和电路。

Claims (15)

1.一种具有变压器的功率转换器电路，包括：
缓冲电路，用于抑制所述变压器次级侧的电压尖峰，所述变压器包括缓冲电容；以及
辅助直流转换器，具有的第一输入与所述缓冲电容连接，具有的第一输出与所述功率转换器电路的第一输出连接。
2.根据权利要求1所述的功率转换器电路，其中，所述功率转换器电路是直流转换器或基于PWM的直流转换器。
3.根据权利要求2所述的功率转换器电路，其中，所述功率转换器电路是有源箝位正激转换器。
4.根据权利要求1所述的功率转换器电路，其中，所述辅助直流转换器是降压转换器。
5.根据权利要求4所述的功率转换器电路，其中，所述降压转换器包括开关和二极管，用于控制电感中的电流。
6.根据权利要求5所述的功率转换器电路，其中，所述降压转换器是包括同步整流器的同步降压转换器。
7.根据权利要求4至6中任一项所述的功率转换器电路，其中，所述降压转换器是多相降压转换器，其中，在其输入和输出之间，并联放置有多个降压转换器电路。
8.根据权利要求1所述的功率转换器电路，其中，所述辅助直流转换器的第二输入与地电位连接。
9.根据权利要求1所述的功率转换器电路，其中，所述辅助直流转换器的第二输出与地电位连接。
10.根据权利要求1所述的功率转换器电路，其中，在所述次级侧设置有用于对所述功率转换器电路的输出电压进行整流的至少一个同步整流器。
11.一种转换方法，包括以下步骤：
用包括缓冲电容的缓冲电路，对变压器的次级侧上的电压尖峰进行抑制；以及
通过辅助直流转换器，将来自所述缓冲电容的能量返还到功率转换器电路的第一输出，所述辅助直流转换器具有的第一输入与所述缓冲电容连接，并且具有的第一输出与所述功率转换器电路的所述第一输出连接。
12.根据权利要求11所述的方法，其中，所述功率转换器电路是有源箝位正激转换器。
13.根据权利要求11或12所述的方法，其中，所述缓冲电容的电压由所述辅助直流转换器控制。
14.根据权利要求11所述的方法，其中，所述辅助直流转换器的电感中的电流由三极管和整流器控制。
15.根据权利要求11所述的方法，其中，通过设置在所述次级侧上的至少一个同步整流器，对所述功率转换器电路的输出电压进行整流。
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