KR100760085B1 - 스위칭 전원 공급장치 및 스위칭 방법 - Google Patents

스위칭 전원 공급장치 및 스위칭 방법 Download PDF

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Abstract

리액터(5)를 통하여 흐르는 전류는 현재의 전류치에 해당하는 전압을 생성하는 저항(9)을 통하여 흐른다. 저항(9)에 의하여 생성된 전압이 트랜지스터(18)의 임계값보다 크거나 같아지면, 트랜지스터(18)는 ON인 상태이다. 리액터(5)를 통해 흐르는 전류가 감소하고 저항(9)에 의하여 생성된 전압이 트랜지스터(18)의 임계값보다 작아지면, 트랜지스터(18)는 OFF되고 NMOS(16)는 ON된다. 따라서, NMOS(7)의 게이트 전압은 다이오드(14)에 의해 감소되고, 변압기(2)의 2차 권선(2b)을 통해 흐르는 전류가 0이 되기 이전에 NMOS(7)가 OFF되게 한다.
스위칭전원공급장치, 변압기, 스위칭, 동기, 정류, 플라이백

Description

스위칭 전원 공급장치 및 스위칭 방법{Switching Power Supply Device and Switching Method}
본 발명의 목적 및 장점은 이하의 상세한 설명 및 첨부하는 도면으로부터 보다 명확하게 될 것이다.
도 1은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 스위칭 전원 장치를 도시하는 회로도;
도 2A 내지 2H는 스위칭 전원 장치의 작동을 설명하기 위한 파형 차트;
도 3은 본 발명의 제 2 실시예에 따른 스위칭 전원 장치를 도시하는 회로도;
도 4은 본 발명의 제 3 실시예에 따른 스위칭 전원 장치를 도시하는 회로도;
도 5는 본 발명의 제 4 실시예에 따른 스위칭 전원 장치를 도시하는 회로도;
도 6은 본 발명의 제 5 실시예에 따른 스위칭 전원 장치를 도시하는 회로도;
도 7은 본 발명의 제 6 실시예에 따른 스위칭 전원 장치를 도시하는 회로도;
도 8은 본 발명의 제 7 실시예에 따른 스위칭 전원 장치를 도시하는 회로도;
도 9는 본 발명의 제 8 실시예에 따른 스위칭 전원 장치를 도시하는 회로도;
도 10은 본 발명의 제 9 실시예에 따른 스위칭 전원 장치를 도시하는 회로도;
도 11은 본 발명의 제 10 실시예에 따른 스위칭 전원 장치를 도시하는 회로도;
도 12는 본 발명의 제 11 실시예에 따른 스위칭 전원 장치를 도시하는 회로도; 및
도 13은 통상적인 스위칭 전원 장치를 도시하는 회로도이다.
본 발명은 스위칭 전원 공급 장치 및 이에 의한 스위칭 방법에 관한 것이다.
일반적인 스위칭 전원 공급(스위치-모드 전원 공급) 장치는 미심사청구 일본 특허 출원 공개 공보 제 2004-135415호에 개시된다.
도 13은 상기 공보에 제시된 통상적인 스위칭 전원 공급 장치를 도시하는 회로도를 도시한다.
스위칭 전원 공급 장치는 주 스위칭 부재(Q1), 동기 정류 스위칭 부재(Q2), 직렬 회로(26), 및 동기 스위칭 제어회로(27)를 포함한다.
주 스위칭 부재(Q1)는 변압기(T1)의 1차 권선(LP)을 통해 흐르는 전류를 스위칭한다(ON 및 OFF로 전환한다). 동기 정류 스위칭 부재(Q2)는 변압기(T1)의 2차 권선(LS)과 부하 사이에 접속된다. 직렬 회로(26)는 동기-정류-인덕턴스 부재(L1) 및 다이오드(D1)를 포함하고, 변압기(T1)의 2차 권선(LS)에 병렬로 접속된다. 동기 정류 스위칭 제어회로(27)는 다이오드(D2), 커패시터(C51), 및 트랜지스터(Q5)를 포함한다.
동기 정류 스위칭 부재(Q2)는 주 스위칭 부재(Q1)의 ON 기간 동안 OFF되고, 변압기(T1) 및 동기-정류-인덕턴스 부재(L1)에 전력을 저장 또는 축적시킨다. 한편, 동기 정류 스위칭 부재(Q2)는 주 스위칭 부재(Q1)의 OFF 기간 동안 ON되고, 저장된 전력이 방출되도록 한다. 변압기(T1)에 저장된 전력의 방출이 완료되기 이전에, 다이오드(D1)의 동작은 동기-정류-인덕턴스 부재(L1)이 저장된 전력의 방출을 완료하게 한다. 동기-정류-인덕턴스 부재(L1)와 다이오드(D1) 사이의 노드(A)에서의 전압에 따라서, 동기 정류 제어회로(27) 내의 다이오드(D2)는 동기-정류-인덕턴스 부재(L1)의 저장된 전력이 방출되었는지를 검출하고, 동기 정류 스위칭 부재(Q2)를 OFF한다.
스위칭 전원장치에서, 변압기(T1)의 저장된 전력의 방출이 완료된 경우에도, 노드(A)에서 전압은 즉시 강하하지 않을 수 있다. 보다 자세하게는, 동기-정류-인덕턴스 부재(L1)의 인덕턴스 및 동기 정류 제어회로(27)의 커패시티, 또는 동기-정류-인덕턴스 부재(L1)의 기생 커패시티의 효과 때문에 노드(A)에서 전압은 변압기(T1)로부터의 저장된 전력의 방출이 완료된 이후에 즉시 강하하지 않을 수 있다. 노드(A)에서 전압 감소의 지연은 변압기(T)의 저장된 전력의 방출이 완료된 이후에 동기 정류 스위칭 부재(Q2)를 계속 ON이 되도록 할 수 있다. 이는 효율을 저하시키고 부재를 손상시킬 수 있다.
따라서, 본 발명의 목적은 정류 스위치가 정확한 시간에 ON 및 OFF시키는 스위칭 전원 공급장치를 구체화하는 것이다.
목적을 달성하기 위하여, 본 발명은 스위칭 전원 공급장치는:
1차 및 2차 권선(2a, 2b)을 가진 변압기(2);
1차 권선(2a)을 통해 흐르는 전류를 스위칭하는 주 스위칭 부재(3);
주 스위칭 부재(3)의 동작을 제어하는 제어기(4);
평활 회로(6);
2차 권선(2b)과 평활 회로(6) 사이를 접속 및 단락시키는 정류 스위칭 부재(7); 및
정류 스위칭 부재를 구동하고,
2차 권선(2b)에 병렬로 접속되고, 주 스위칭 부재(3)의 ON 기간 동안 에너지를 저장하며, 1차 스위칭 부재(3)의 OFF 기간 동안 저장된 에너지를 방출하는 리액터(5), 및
리액터(5)를 통해 흐르는 현재의 전류치를 검출하고, 리액터를 통해 흐르는 전류가 소정값보다 크거나 같을 때 주 스위칭 부재의 OFF 기간 동안 정류 스위칭 부재를 ON시키며, 리액터를 통해 흐르는 전류가 소정값보다 작을 때 정류 스위칭 부재를 OFF시키는 구동부(2c, 8-15, 18)를 포함하는 정류-부재 구동회로(2c, 5, 8-33)를 포함한다.
이러한 구조를 사용함에 있어서, 정류 스위칭 부재는, 변압기의 2차 권선에 병렬로 접속된 리액터를 통해 흐르는 전류가 소정값보다 크거나 같을 때, 구동회로에 의하여 ON된다. 정류 스위칭 부재는 리액터를 통해 흐르는 전류가 소정값보다 작게 될 때 OFF된다. 이는 정류 스위칭 부재가 필요 이상으로 길게 ON 기간으로 되는 것을 방지하는 것을 가능하게 한다.
구동부는 리액터(5)를 통해 흐르는 현재 전류치를 검출하는 전류 검출회로를 포함할 수 있다. 전류 검출회로는 일단이 리액터(5)에 접속되고 타단이 2차 권선(2b)에 접속된 전류 검출 저항(9), 및 제어 전극(베이스), 및 제어 전극으로 공급되는 신호에 기초하여 전도 상태를 변화시키는 제 1 및 제 2 전도 전극(이미터, 콜렉터)을 가지고, 제어 전극(베이스)은 리액터(5)에 접속되고, 제 1 전도 전극(이미터)은 2차 권선에 접속된 트랜지스터(18)를 포함할 수 있고, 그리고
구동부는 리액터(5)를 통해 흐르는 전류에 기인한 전류 검출 저항(9)에서 전압 강하가 트랜지스터(18)의 임계값보다 낮게 되었을 때, 트랜지스터(18)의 제 2 전도 전극에서 전압에 기초하여, 정류 스위칭 부재(7)를 OFF시킬 수 있다.
트랜지스터(18)는 베이스, 이미터, 및 콜렉터가 각각 제어 전극, 제 1 전도 전극, 및 제 2 전도 전극에 해당하는 바이폴러 트랜지스터일 수 있다. 트랜지스터(18)는 게이트, 소스, 및 드레인이 각각 제어 전극, 제 1 전도 전극, 및 제 2 전도 전극에 해당하는 MOS 트랜지스터일 수 있다.
구동부는 일단(소스)이 2차 권선(2b)에 접속되고, 타단(드레인)은 정류 스위칭 부재(7)의 제어 단자에 접속되는 전류 경로를 가진 OFF-제어 스위치(16)를 포함하고, 트랜지스터(18)가 OFF되었을 때, 트랜지스터(18)의 2차 권선(2b)에 직렬로 접속되고 보조 권선(2c)에 접속된 제어 단자(게이트) 및 제 2 전도 전극(콜렉터)은 정류 스위칭 부재(7)의 제어 단말에서 전압을 감소시키며 ON될 수 있다.
구동부는 양극과 음극은 각각 리액터(5) 및 트랜지스터의 제 2 전도 전극에 접속된 전류 바이패스 다이오드(20)를 포함할 수 있다.
구동부는, 저항 및 다이오드를 포함하고, 리액터(5)와 OFF-제어 스위치(16)의 전류 경로의 타단 사이에 접속되며, 그리고 OFF-제어 스위치의 ON 기간 동안 리액터를 통해 흐르는 전류가 OFF-제어 스위치를 통해 일부 흐르도록 하는 히스테리시스 회로(23)를 포함할 수 있다.
구동부는, 현재의 전류 검출회로로 보조 권선(2c)으로부터 또는 정류 스위칭 부재의 제어 단말로부터 저항(26, 27)을 거쳐 흐르도록 하는 바이어스 회로(25)를 포함할 수 있다.
정류-부재 구동회로는, 정류 스위칭 부재(7)의 제어 단말과 보조 권선(2c) 사이에 접속되고, 정류 스위칭 부재의 제어 단말에서 전압 강하 기능, 또는 정류 스위칭 부재를 구동 기능 및 전압-강하 기능을 가지는 커패시터를 포함할 수 있다.
구동부는 이미터, 베이스, 및 콜렉터가 각각 정류 스위칭 부재(7)의 제어 단말, OFF-제어 스위치의 주 단말의 타단, 및 보조 권선에 접속되는 구동 트랜지스터(13)를 포함할 수 있고, 저항(12) 및 제너 다이오드(36)는 구동 트랜지스터의 베이스와 콜렉터 사이에 접속된다.
구동부는, 리액터(5) 및, 주 스위칭 부재가 OFF되었을 때 전류 검출회로의 검출 결과의 출력신호에 기초하여 정류 스위칭 부재를 ON 및 OFF하는 NOR 회로와 같은 게이트 회로를 통해 흐르는 현재 전류치를 검출하는 전류 검출회로를 포함할 수 있다.
전류 검출회로는
일단은 리액터(5)에 접속되고 타단은 2차 권선에 접속되는 전류 검출 저항(9), 및
전류 검출 저항에 의하여 생성된 전압을 소정 전압과 비교하는 비교 회로(40)를 포함할 수 있고,
구동부는 주 스위칭부재가 OFF되었을 때 비교 회로(40)의 출력 신호에 기초하여 정류 스위칭 부재를 ON 및 OFF할 수 있다.
목적을 달성하기 위하여, 본 발명에 따른 스위칭 방법은:
변압기(2)의 1차 권선(2a)에 전류를 단속적으로 공급하는 단계; 및
1차 권선을 통해 전류가 흐르지 않는 기간내 및 변압기의 2차 권선에 병렬로 접속된 리액터(5)를 통해 흐르는 현재 전류치가 소정값보다 크거나 같을 때, 리액터를 통해 흐르는 전류에 기초하여, 변압기의 2차 권선(2b)의 출력을 평활회로로 정류 스위칭 부재를 거쳐 공급하기 위하여 정류 스위칭 부재를 ON시키거나, 리액터를 통해 흐르는 현재 전류치가 소정값보다 작을 때 정류 스위칭 부재를 OFF하는 단계;를 포함한다.
본 발명에 따르면, 리액터를 통해 흐르는 전류가 소정값보다 작을 때, 정류 스위칭 부재는 OFF된다. 그러므로, 정류 스위칭 부재가 ON인 동안 시간이 필요 이상으로 길게 되는 것이 방지될 수 있고, 효율이 개선된다.
(제 1 실시예)
도 1은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 스위칭(스위치-모드) 전원장치를 도시 하는 회로도이다.
본 스위칭 전원장치는 직류(DC) 전원(1)에 접속된 변압기(2)를 포함하는 플라이백 변환기이다.
변압기(2)의 1차 권선(2a)의 핫(hot)측은 DC 전원(1)의 양극에 접속된다. 1차 권선(2a)의 콜드(cold)측은 주 스위칭 부재인 N-채널형 MOS(산화 금속 반도체) 트랜지스터(이하, “NMOS”)(3)의 드레인에 접속된다. 제어기(4)는 NMOS(3)의 게이트에 접속되고, 게이트로 제어신호를 공급한다. NMOS(3)의 소스는 DC 전원(1)의 음극에 접속된다.
변압기(2)는 코어를 통하여 1차 권선(2a)에 전자기적으로 결합된 2차 권선(2b) 및 보조 권선(2c)을 더 포함한다. 보조 권선(2c)은 2차 권선(2b)의 콜드측에 직렬로 접속된다.
2차 권선(2b)의 핫측은 리액터(5)의 일단, 평활 커패시터(6)의 음극, 및 그라운드(GND)에 접속된다. 2차 권선(2b)의 콜드측은 동기-정류 스위칭 부재로 사용되는 NMOS(7)의 소스에 접속된다. NMOS(7)의 드레인은 평활 커패시터(6)의 양극에 접속된다. 출력 단말(Tout)은 평활 커패시터(6)의 양극에 접속된다. 출력 전압(Vo)은 출력 단말(Tout)로부터 미도시된 부하로 공급된다.
리액터(5)의 타단은 역류방지용 다이오드(8)의 양극에 접속된다. 다이오드(8)의 음극은 전류-검출 저항(9)의 일단에 접속된다. 전류 검출 저항(9)의 타단은 2차 권선(2b)의 콜드측에 접속된다. 따라서, 리액터(5), 다이오드(8), 및 저항(9)의 직렬 회로는 제 2 권선(2b)에 병렬로 접속된다.
2차 권선(2b)에 접속된 보조 권선(2c)의 콜드측은 다이오드(10)의 양극에 접속된다. 다이오드(10)의 음극은 저항(11 및 12)의 일단, 및 NPN 트랜지스터(13)의 콜렉터에 접속된다.
저항(12)의 타단은 트랜지스터(13)의 베이스에 접속된다. 트랜지스터(13)의 이미터는 다이오드(14)의 양극 및 저항(15)의 일단에 접속된다. 다이오드(14)의 음극은 트랜지스터(13)의 베이스에 접속된다. 저항(15)의 타단은 NMOS(7)의 게이트에 접속된다.
트랜지스터(13)의 타단은 다이오드(17)의 양극에 접속된다. 다이오드(17)의 음극은 NMOS(16)의 게이트 및 NPN 트랜지스터(18)의 콜렉터에 접속된다. 트랜지스터(18)의 베이스는 다이오드(8)와 저항(9) 사이의 노드에 접속된다. 트랜지스터(18)의 이미터는 2차 권선(2b)의 콜드측에 접속된다. NPN 바이폴라 트랜지스터는 NMOS(16) 대신에 사용될 수 있다. 이러한 경우, NMOS(16)를 대체하는 NPN 트랜지스터의 콜렉터, 베이스, 이미터는 각각 NPN 트랜지스터(13)의 베이스, 다이오드(17)의 음극, 및 2차 권선(2b)의 콜드측에 접속된다.
다음으로, 도 1에서 도시되는 스위칭 전원장치의 작동이 설명될 것이다.
도 2A 내지 2H는 스위칭 전원장치의 작동을 설명하기 위한 파형 차트이다.
NMOS(3)는 제어기(4)로부터 공급되는 제어 신호에 따라 ON 및 OFF된다. NMOS(3)가 ON 상태인 기간에, 즉 도 2A에서 도시되는 NMOS(3)의 드레인-소스 전압(Vds)가 (거의) 0 볼트인 때, 주 전류(Id)는 도 2B에서 도시되는 바와 같이 변압기(2)의 1차 권선(2a)을 통해(가로질러) 흐른다.
NMOS(3)가 ON인 동안인 ON 기간의 길이는 Ton, 1차 권선(2a)의 인덕턴스는 Lp, 그리고 DC 전원(1)의 출력 전압은 Vin으로 주어지면, 변압기(2)는 NMOS(3)의 ON 기간에 (Vin2/2Lp)Ton의 에너지를 저장한다.
도 2C에서 도시되는 바와 같이, 2차 권선(2b)은 NMOS(3)의 ON 기간 동안 그 핫측으로부터 전압(VT)을 생성하고, 핫측에서 전압은 콜드측에서 전압보다 높게 된다. 보조 권선(2c)은 그 핫측으로부터 전압을 생성하고, 핫측에서 전압은 콜드측에서 전압보다 높게 된다. 보조 권선(2c)의 핫측에서 전압이 보조 권선(2c)의 콜드측에서 전압보다 높아짐에 따라, 트랜지스터(13)는 OFF 상태로 조정된다. 따라서, 도 2H에서 도시되는 바와 같이, NMOS(7)의 게이트-소스 전압(Vgs)은 생성되지 않고, NMOS(7)는 OFF 상태로 조정된다.
변압기(2)의 1차 권선(2a)의 권수는 np, 그리고 2차 권선(2b)의 권수는 ns로 주어지면, NMOS(3)의 ON 기간 동안 2차 권선(2b)에서 생성된 전압(VT)은 [수학식 1]과과 같이 표현될 수 있다:
VT = (ns / np) Vin.
2차 권선(2b)의 핫측에서 전압이 콜드측에서 전압보다 높아짐에 따라, 전류(IL)는 도 2E에서 도시되는 바와 같이 리액터(5)로부터 다이오드(8) 및 저항(9)으로 흐른다. 전류(IL)는 NMOS(3)의 ON 기간 동안 증가한다.
저항(9)을 통한 전류의 흐름에 기인하여 저항(9)에 걸린 전압 강하가 트랜지 스터(18)의 임계값보다 크게 될 때, 트랜지스터(18)는 ON 상태로 된다. 따라서, 저항(9)에 걸린 전압 강하는 도 2F에서 도시되는 바와 같이 변화한다. 다이오드(8)의 순방향 전압과 저항(9)에 걸린 전압 강하(VR) 또는 트랜지스터(18)의 베이스-이미터 전압(VR)의 합이 ΔV(t)가 되면, VT - ΔV(t)의 전압이 리액터(5)에 인가된다.
NMOS(3)가 제어기(4)의 제어신호에 기초하여 OFF되었을 때, 변압기(2)의 2차 권선(2b) 및 보조 권선(2c)은 콜드측으로부터 핫측으로의 전압보다 높은 전압을 생성한다. 변압기(2)의 2차 권선(2b)에서 전압 때문에, 커패시터(6)는 NMOS(7)의 기생 다이오드를 통해 충전된다.
NMOS(3)가 OFF된 후 즉시, 트랜지스터(18)는 ON 상태이고 NMOS(16)는 OFF 상태이며, 따라서 보조 권선(2c)의 콜드측에서 전압은 보조 권선(2c)의 핫측에서 전압보다 높게 된다. 이는 저항(12)을 통해 트랜지스터(13)의 베이스 전압을 증가시키고, 트랜지스터(13)를 ON시킨다.
트랜지스터(13)의 ON 활동은 NMOS(7)가 ON이 되게 한다. NMOS(7)가 ON되면서, 변압기(2)에 저장된 에너지는 도 2D에서 도시되는 바와 같이 NMOS(7)를 통해 2차 전류(IT)로서 방출된다. 커패시터(6)는 2차 전류(IT)에 의하여 충전된다.
2차 전류(IT)는 시간에 따라 감소한다. 2차 전류(IT)에서 감소 기울기는 (Vo2/2LS)t2로 표현될 수 있다. 여기서, LS는 2차 권선(2b)의 인덕턴스를 표시한다.
1차 및 2차 권선(2a 및 2b)의 권수(np 및 ns), 1차 권선(2a)의 인덕턴스(LP) 및 2차 권선(2b)의 인덕턴스(LS)는 다음의 [수학식 2]로 표현되는 관계를 가진다:
LS = (ns2 / np2) LP.
따라서, 2차 전류(IT)가 흐르는 것을 멈출 때까지의 시간(t)은 다음 식으로 표현될 수 있다:
t = (nsVin / npVo) Ton.
NMOS(3)가 OFF되었을 때 리액터(5)는 NMOS(3)의 ON 기간 동안 저장된 에너지를 다이오드(8)를 거쳐 방출한다. 다이오드(8)의 순방향 전압 및 저항(9)에서 전압 강하 또는 트랜지스터(18)의 베이스-이미터 전압의 합이 V(t)on, 그리고 리액터(5)의 인덕턴스는 L, NMOS(3)의 ON 기간은 Ton으로 주어진다면, NMOS(3)의 ON 기간의 마지막에 리액터(5)를 통해 흐르는 전류(IL)는 다음 식으로 표현될 수 있다:
IL = (VT - ΔV(t)on) Ton / L.
리액터(5)를 통해 흐르는 전류(IL)는 NMOS(3)가 OFF된 OFF 기간 동안에 감소한다.
다이오드(8)의 순방향 전압 및 저항(9)에 걸린 전압 강하 또는 트랜지스터(18)의 베이스-이미터 전압의 합이 ΔV(t)off로 주어진다면, 리액터(5)를 통해 흐르는 전류(IL)가 0이 되는 동안의 시간은 다음 식으로 표현될 수 있다:
t = (VT - ΔV(t)on) Ton / (Vo + ΔV(t)off)
= ((ns/np)Vin - ΔV(t)on)Ton / (Vo + ΔV(t)off)
ΔV(t)on 및 ΔV(t)off는 2차 권선(2b)에 의해 생성되는 전압(V2) 및 전압(Vo)보다 충분히 작은 값이다. 따라서, 도 2D 및 2E에서 도시되는 바와 같이, 리액터(5)를 통해 흐르는 전류(IL)는 2차 전류(IT)보다 약간 빠르게 0이 된다.
리액터(5)를 통해 흐르는 전류(IL)가 감소하고 저항(9)에 걸린 전압 강하(VR)가 트랜지스터(19)의 임계값보다 작아짐에 따라, 트랜지스터(18)는 OFF된다. 따라서, NMOS(16)의 게이트는 저항(11) 및 다이오드(17)를 통해 (고전압이 인가되어) 활성화되고, NMOS(16)가 ON되게 한다. NMOS(16)의 ON 동작은 트랜지스터(13)를 OFF 상태로 하고, 그리하여 전하는 NMOS(7)의 게이트로부터 다이오드(14)를 거쳐 방출된다. 이는 NMOS(7)의 게이트-소스 전압(Vgs)가 떨어지게 하고, 따라서 NMOS(7)를 OFF시킨다.
리액터(5)를 통해 흐르고 NMOS(7)를 OFF하는 시간을 판단하는 전류(IL)는 다음과 같은 식으로 조정될 수 있다:
IL = VBE / R9
여기서 VBE는 트랜지스터(18)의 베이스-이미터 전압이고, R9는 저항(9)의 저항값이다.
저항값(R9)을 증가시키는 것은 리액터(5)를 통한 전류(IL)가 0이 되기 바로 이전에 NMOS(7)가 OFF되는 시간을 조정하는 것을 가능하게 만든다. 따라서, [수학식 5]에 의해 표현된 관계 때문에, NMOS(7)는 2차 전류(IT)가 0이 되기 전에 OFF된다. NMOS(7)가 OFF된 이후, NMOS(7)의 기생 다이오드는 정류를 수행한다. 2차 전류(IT)는 기본적으로 삼각파이므로, 전류(IL)이 기생 다이오드에 의해 정류되는 경우에도, 전류 및 그 기간 동안의 시간의 결과물은 전체 전류의 수 %에 불과하고, 손실에 근본적으로 영향을 주지 않는다.
도 1에서 도시되는 방식에서와 같이 2차 권선(2b)에 접속된 리액터(5)에 걸린 전압은, 리액터(5) 내의 에너지가 방출되는 기간에는 (Vo + ΔV)이고, 에너지의 방출이 종료된 후에 0으로 된다. 리액터(5)에 걸린 전압을 검출하는 것은 2차 전류(IT)가 0이 되기 바로 이전에 NMOS(7)를 OFF하는 것을 가능하게 만든다. 그러나, 리액터(5)의 인덕턴스 및 전압 검출회로의 커패시티, 또는 리액터(5)의 기생 커패시티 때문에 리액터(5)에 걸린 전압은 순간적으로 강하하지 않는다. 이러한 지연 때문에, 2차 전류(IT)가 0이 된 이후에 NMOS(7)가 ON되는 음성적인 가능성이 있다.
이러한 지연의 관점에서 전원장치를 설계하는 것은, 리액터(5)에 직렬로 접속된 저항(9)의 저항값이 증가하고, 다수의 다이오드(8)가 직렬로 접속되는 것을 필요로 한다. 전압 강하가 부하 및 온도에 의하여 변화되기 때문에, 동기 정류 기간은 더 단축하게 설계되어야 한다. 리액터(5)의 인덕턴스(L)를 감소시키는 것은 리액터(5)에 걸린 전압의 저하 속도를 증가시키지만, 따라서 전류(IL)는 증가하고, 그리하여 손실을 증가시킨다.
NMOS(7)가 리액터(5)에 걸린 전압에서 변화에 기초하여 OFF된 때, 그러므로, 손실은 증가될 수 있고 포장 공간은 증가될 수 있으며, 비용 절감을 달성하기 어렵게 만든다. 대조적으로, 본 실시예의 스위칭 전원장치는 저항(9)의 수단으로 리액터(5)를 통해 흐르는 전류치(IL)를 측정하고, 그 전류치에 기초하여 NMOS(7)를 OFF시킨다. 따라서, 리액터(5)의 인덕턴스에 기인한 지연에 영향 받지 않고 2차 전류(IT)가 0이 되기 이전에 NMOS(7)를 쉽게 OFF하는 것이 가능하다. 이는 저가에 효율적인 스위칭 전원장치를 실현하는 것을 가능하게 만든다.
(제 2 실시예)
도 3은 본 발명의 제 2 실시예에 따른 스위칭 전원장치를 도시하는 회로도이고, 도 1의 제 1 실시예와 공통되는 구성 요소는 같은 참조 번호로 표시될 것이다.
본 스위칭 전원장치는 도 1에서 도시되는 구조와 함께 전류-바이패스 다이오드(20)를 포함한다. 나머지 구조는 제 1 실시예의 스위칭 전원장치와 동일하다.
다이오드(20)의 양극은 리액터(5)의 일단과 다이오드(8)의 양극 사이의 노드에 접속된다. 다이오드(20)의 음극은 트랜지스터(18)의 콜렉터에 접속된다.
본 스위칭 전원장치의 기본 작동은 제 1 실시예와 동일하다. 그러나, 트랜지스터(18)가 ON된 후 리액터(5)를 통해 흐르는 전류(IL)는, 다이오드(20)가 리액터(5)의 일단과 트랜지스터(18)의 콜렉터 사이에 장치되기 때문에, 트랜지스터(18)의 콜렉터로 흐르는 동시에 그 베이스로도 흐른다.
제 1 실시예의 스위칭 전원장치에서, 리액터(5)를 통해 흐르는 전류(IL)는 전부 트랜지스터(18)의 베이스 전류가 된다. 일반적으로, 트랜지스터의 베이스 전류의 절대 최대 정격은 그 콜렉터 전류보다 작고, 작은 신호를 가진 제어 트랜지스 터는 리액터(5)를 통해 흐르는 전류(IL)를 증가시킬 수 없다.
리액터(5)의 인덕턴스(L)를 증가시켜 기준 내로 리액터(5)를 통해 흐르는 전류치(IL)을 제한하는 것은 가능하다. 그러나, 너무 많은 제한은 트랜지스터(18)에서 충분한 전류 증폭율을 회득하지 못하게 할 수 있다. 따라서, 리액터(5)의 전류(IL) 전부가 트랜지스터(18)의 베이스로 흐르게 하는 것은 바람직하지 않다.
본 실시예의 스위칭 전원장치에서, 리액터(5)를 통해 흐르는 전류(IL) 일부는 트랜지스터(18)의 콜렉터로 흐른다. 이는 트랜지스터(18)의 베이스 전류가 절대 최대 정격을 초과하는 것을 방지하는 것을 가능하게 만든다. 이러한 경우에, 트랜지스터(18)는 트랜지스터(18)의 콜렉터-이미터 전압이 그 베이스-이미터 전압과 같게 되는 방식과 같은 클래스 A 작동을 수행한다. 따라서, NMOS(16)가 낮은 임계값을 가지거나, 바이폴라 트랜지스터가 NMOS(16)를 대신하여 사용되는 경우, 전압-분할 저항 등을 사용하여 트랜지스터(18)의 콜렉터 전압을 분할하고, 분할된 전압을 NMOS(16)의 게이트 또는 바이폴라 트랜지스터의 베이스로 인가하는 것이 필요하다.
(제 3 실시예)
도 4는 본 발명의 제 3 실시예에 따른 스위칭 전원장치를 도시하는 회로도이고, 도 3의 제 2 실시예와 공통되는 부품은 같은 참조 번호로 표시될 것이다.
본 스위칭 전원장치는 제 2 실시예의 트랜지스터(18)를 NMOS(21)로 대체한다. 나머지 구조는 제 2 실시예의 스위칭 전원장치와 동일하다.
NMOS(21)의 게이트는 다이오드(8)의 음극과 저항(9) 사이의 노드에 접속되고, NMOS(21)의 드레인은 다이오드(17, 20) 및 NMOS(16)의 게이트로 접속된다. NMOS(21)의 소스는 변압기(2)의 2차 권선(2b)의 콜드측에 접속된다.
본 스위칭 전원장치에서, 리액터(5)로부터 흐르는 전류(IL)에 기인한 저항(9)에서 전압 강하가 NMOS(21)의 임계값보다 높은 경우, NMOS(21)는 ON된다. 전류(IL)에 기인한 저항(9)에서 전압 강하가 NMOS(21)의 임계값보다 낮게 되는 경우, NMOS(21)는 OFF된다. NMOS(21)가 OFF될 때, NMOS(16)는 ON된다. 따라서, NMOS(7)는 OFF되고, 동기 정류는 중단된다.
NMOS(21)의 게이트 전압은 트랜지스터(18)의 베이스-이미터 전압과 다르고, NMOS(21)가 ON 상태인 경우에도 일정한 전압으로 고정되지 않는다. 따라서, [수학식 5]에 의하여, 리액터(5)로부터 흐르는 전류(IL)의 증가 및 저항(9)에서 전압 강하는, 2차 권선(2b)을 통해 흐르는 2차 전류(IT)와 비교하여 리액터(5)로부터 흐르는 전류(IL)가 0이 되기까지의 시간을 상당하게 줄인다. NMOS(21)가 ON된 이후 리액터(5)로부터의 전류(IL)는 NMOS(21)의 드레인으로 흐르면서, 다이오드(20)는 전류-검출 저항(9)에서 전압 강하를 1 ~ 2 V 이내로 또는 NMOS(21)의 임계값에 접근하도록 억제하는 기능을 한다. 그러므로, 전류(IL)가 0이 될 때까지의 시간을 크게 단축하는 것은 2차 전류(IT)와 비교하여 방지될 수 있다. 이러한 경우는 또한, NMOS(16)가 작은 임계값을 가지거나, 바이폴라 트랜지스터가 NMOS(16) 대신에 사용될 때, 전압-분할 저항 등을 사용하여 NMOS(21)의 드레인 전압을 분할하고, NMOS(16)의 게이트 또는 바이폴라 트랜지스터로 분할된 전압을 인가하는 것이 필요하다.
(제 4 실시예)
도 5는 본 발명의 제 4 실시예에 따른 스위칭 전원장치를 도시하는 회로도이다. 도 3의 제 2 실시예와 공통되는 부품은 같은 참조 번호로 표시될 것이다.
본 스위칭 전원장치는 다이오드(23) 및 저항(24)을 포함한다. 나머지 구조는 제 2 실시예의 스위칭 전원장치와 동일하다.
다이오드(23)의 양극은 리액터(5)의 일단, 다이오드(8, 20)의 양극에 접속된다. 다이오드(23)의 음극은 저항(24)의 일단에 접속되고, 저항(24)의 타단은 트랜지스터(13)의 베이스와 NMOS(16)의 드레인 사이의 노드에 접속된다.
플라이백 변조기에서, 주 스위칭 부재가 OFF 상태이고 변압기에서 에너지의 방출이 완료되었을 때 링잉(ringing)이 생성된다. 제 2 실시예의 스위칭 전원장치에서, NMOS(3)가 OFF 상태이고 변압기(2)에서 에너지의 방출이 완료되었을 때 링잉이 생성되고, 출력 전압(Vo)과 동일한 사인파 전압이 2차 권선(2b)에서 생성된다. 리액터(5)는 또한 사인파 전압에 의한 에너지를 저장하고 방출한다.
동기 정류를 최대로 수행하기 위하여, 리액터(5)를 통해 흐르는 전류(IL)가 0이 되기 바로 전에 NMOS(7)를 ON 상태로 유지하는 방식으로 저항(9)의 저항값을 조정하는 것은 트랜지스터(18)를 링잉의 기간 동안 ON 상태로 유지되게 할 수 있고, NMOS(7)는 ON되도록 구동될 수 있다.
본 발명의 본 실시예의 스위칭 전원장치는 플라이백 변조기와 같은 스위칭 전원장치의 문제를 해결할 수 있다.
변압기(2)에서 에너지의 방출이 완료되고, 2차 권선(2b)로부터 흐르는 2차 전류가 0이 된 때, 리액터(5)로부터 흐르는 전류(IL) 또한 0이 된다. 이는 트랜지 스터(18)는 OFF되고 NMOS(16)는 ON되게 한다. 계속적으로, 링잉의 생성 때문에, 링잉 전압에 의해 리액터(5)를 통해 다시 전류(IL)이 흐르는 중에, 전류(IL)은 저항(9)에 추가하여 다이오드(23) 및 저항(14)을 거쳐 NMOS(16)로 흐를 수 있다.
예를 들면, NMOS(16)의 ON 저항이 200 mΩ이고, NMOS(16)를 통해 흐르는 전류가 최대 50 mA로 주어지는 경우, NMOS(16)으 드레인-소스 전압은 10 mV이고, 트랜지스터(18)의 베이스와 이미터 사이의 임계값 약 0.6 V보다 매우 작다. 따라서, NMOS(16)의 드레인-소스 전압을 무시하고, 다이오드(8)의 순방향 전압이 다이오드(23)과 같게 하여, 저항(9) 및 저항(24)의 합성 저항에 기인한 전압 강하가 트랜지스터(18)의 임계값보다 낮게 될 때 트랜지스터(18)는 ON될 것이다. 실제로는, 저항(9) 및 저항(24)의 저항값이 각각 R9 및 R24이고, 전류 IL이 다음과 같을 때,
IL2 = VBE(R9 + R24)/(R9·R24)
트랜지스터(18)는 ON될 것이다.
NMOS(16)의 게이트와 소스 사이의 커패시턴스 때문에, NMOS(16)의 게이트 전압은 트랜지스터(18)가 켜질 때까지 유지되고, IL2가 링잉에 기인한 리액터를 통해 흐르는 전류보다 크게 되도록 저항(24)의 저항값(R24)을 조정하는 것은 NMOS(7)가 링잉 기간 내에 ON되도록 구동되는 것을 방지한다.
바이폴라 트랜지스터가 NMOS(16) 대신에 사용되는 경우에, 커패시터를 다이오드(17)의 음극과 2차 권선(2b)의 콜드측 사이에 접속하고 커패시터에 의해 바이 폴라 트랜지스터의 베이스-전압을 유지하여, 그리하여 베이스 전류를 흐르도록 유지하는 것에 의하여 유사한 효과가 얻어질 수 있다.
주 스위칭 부재로서 NMOS(3)가 ON되고 전류(IL)가 리액터(5)를 통해 흐르는 전류(IL2)보다 클 때, 트랜지스터(18)는 ON되고 NMOS(16)는 OFF되며, 저항(24)을 통해 전류가 흐르지 않는다. 따라서, 저항(9)의 저항값에 의해 트랜지스터(18)가 OFF 상태일 때 리액터(5)를 통해 흐르는 전류(IL)를 조정하고, 리액터(5)를 통해 흐르는 전류(IL)가 0이 되기 바로 전에 NMOS(7)를 OFF하는 것이 가능하다.
부하의 상태를 피드백하고 주 스위칭 부재의 ON 기간의 길이를 조정하는 플라이백 변환기의 경우에, 부하가 무겁지 않은 때, 2차 권선(2b)의 2차 전류(IT)는 감소할 수 있고, 동기 정류를 수행하기 때문에 손실이 커질 수 있으며, 동기 정류를 수행하지 않는 것이 특정한 경우에 바람직하다.
본 실시예의 스위칭 전원장치에서, 가벼운 부하를 가진 NMOS(3)의 ON 기간이 짧은 때, 리액터(5)를 통해 흐르는 전류(IL)는 감소하고, 트랜지스터(18)는 ON되지 않으며, 그러므로 동기 정류를 수행하지 않는다. 그러므로, 본 실시예의 스위칭 전원장치는 가벼운 부하를 가진 손실이 감소되는 효과를 달성할 수 있다.
(제 5 실시예)
도 6은 본 발명의 제 5 실시예에 따른 스위칭 전원장치를 도시하는 회로도이고, 도 3의 제 2 실시예와 공통되는 부품은 같은 참조 번호로 표시될 것이다.
본 스위칭 전원장치는 다이오드(25), 저항(26, 27), 다이오드(28), 및 커패시터(29)를 포함하고, 저항(24)의 타단은 트랜지스터(13)의 베이스와 MNOS(16)의 드레인 사이의 노드에 접속된다.
다이오드(25)의 양극은 저항(15)의 일단과 트랜지스터(13)의 이미터 사이의 노드에 접속되고, 다이오드(25)의 음극은 저항(26)의 일단에 접속되다. 저항(26)의 타단은 저항(27)의 일단, 다이오드(28)의 양극, 및 커패시터(29)의 한 전극에 접속된다. 저항(27)의 타단은 트랜지스터(18)의 베이스에 접속된다. 다이오드(28)의 음극은 트랜지스터(18)의 콜렉터에 접속된다. 커패시터(29)의 타전극은 변압기(2)의 2차 권선(2b)의 콜드측에 접속된다.
본 스위칭 전원장치는 제 4 실시예의 스위칭 전원장치와 유사한 효과를 달성하고, 링잉이 생성되고 부하가 무겁지 않은 때 NMOS(7)가 ON되는 것을 방지한다.
주 스위칭 부재인 NMOS(3)가 ON 상태이거나, 링잉 기간 동안 전압이 동기 정류 NMOS(7)의 게이트에 인가되지 않는 때, 리액터(5)를 통해 흐르는 전류(IL)만이 저항(9)으로 흐른다. 이런 조건에서 트랜지스터(18)가 ON되었을 때 리액터(5)를 통해 흐르는 전류(IL)의 값(IL3)을 트랜지스터(18)의 베이스-이미터 전압(VBE) 및 저항(9)의 저항값(R9)으로 표시하면, IL3는 다음과 같이 표시될 수 있다:
IL3 = VBE / R9
따라서, 링잉 기간 및 부하가 무겁지 않은 때 전류값(IL3)이 리액터(5)를 통해 흐르는 전류(IL)보다 크게 되는 방식으로 저항(9)의 저항값(R9)을 조정해서, 트랜지스터(18)가 ON되는 것을 방지하는 것이 가능하고, 그러므로 링잉 기간 및 부하 가 무겁지 않은 때 NMOS(7)가 ON되는 것을 방지한다.
대조적으로, NMOS(7)의 게이트가 구동되고 NMOS(7)가 ON 상태인 조건에서, 바이어스 전류는 NMOS(7)의 게이트로부터 다이오드(25), 및 저항(26, 27)을 거쳐 저항(9)으로 흐른다.
이 때, 다이오드(28) 때문에, 저항(26)과 저항(27) 사이의 노드에서 전압은 트랜지스터(18)의 콜렉터-이미터 전압(VCE) 및 다이오드(28)의 순방향 전압(VF)의 합이 된다. 전술한 바와 같이, 트랜지스터(18)에서, 콜렉터-이미터 전압(VCE)이 베이스-이미터 전압(VBE)과 같아짐에 따라, 저항(26)과 저항(27) 사이의 노드는 VBE + VF의 값으로 고정된다. 그러므로, 트랜지스터(18)가 ON 상태일 때, 저항(27)의 저항값이 R27이면, VF/R27의 바이어스 전류가 저항(9)을 통해 흐른다.
리액터(5)를 통해 흐르는 전류(IL) 및 저항(27)을 통해 바이어스된 전류의 합에 의해 저항(9)에서 생성된 전압이 트랜지스터(18)의 임계값보다 낮게 되는 경우, 트랜지스터(18)는 OFF된다. 트랜지스터(18)가 OFF되었을 때 리액터(5)를 통해 흐르는 전류(IL)의 값은 IL4로 주어지면, 다음 식을 만족하도록 스위칭 전원장치를 조정함으로서:
IL4 + VF / R27 = VBE / R9
즉, R27 = VF(IL3 - IL4),
링잉이 생성되고 부하가 무겁지 않은 때 NMOS(7)가 ON되는 것을 억제하는 것이 가능하다.
트랜지스터(18)가 OFF된 후 NMOS(16)가 ON되고 NMOS(7)의 게이트 전압이 하강하기까지의 짧은 기간에 저항(26, 27)의 노드에서 전압이 증가하고, 저항(9)에서 바이어스가 증가하며, 그리하여 트랜지스터(18)를 다시 ON하는 우려가 있지만, 커패시터(29)는 저항(26, 27)의 노드에서 전압의 증가를 지연시키고, 이는 트랜지스터(18)가 다시 ON되는 것을 방지하는 것을 가능하게 한다.
저항(9)으로 흐를 바이어스 전류를 안정화시키지 않고 저항 및 다이오드를 사용하여 NMOS(7)의 게이트 또는 보조 권선(2c)으로 직접 바이어스 전류가 흐르는 것이 가능하지만, 그러나 이러한 경우에 보조 권선(2c)에서 생성된 전압의 변화 및 트랜지스터의 온도 특성의 관점에서 바이어스를 조정하는 것이 필요하다.
(제 6 실시예)
도 7은 본 발명의 제 6 실시예에 따른 스위칭 전원장치를 도시하는 회로도이고, 도 5의 제 4 실시예와 공통되는 부품은 동일한 참조 번호로 표시될 것이다.
본 스위칭 전원장치는 다이오드(30), 커패시터(31), 저항(32), 및 제 4 실시예의 스위칭 전원장치와 동일한 구조를 포함한다.
다이오드(30)의 양극은 다이오드(14)의 음극에 접속되고, 다이오드(30)의 음극은 커패시터(31)의 한 전극에 접속된다. 커패시터(31)의 타전극은 변압기(2)의 보조 권선(2c)의 콜드측에 접속된다. 저항(32)은 커패시터(31)의 양 말단 사이에 접속된다.
예를 들면 시작 기간 동안 출력 전압(Vo)이 낮을 때 플라이백 변환기는 보조 권선(2c)의 콜드측으로부터 NMOS(16)의 게이트를 구동하기 위한 전압을 생성하지 않을 수 있다. 따라서, 리액터(5)를 통해 흐르는 전류가 0이 되고 트랜지스터(18)가 OFF된 경우에도, 소정의 전압이 NMOS(16)의 게이트에 생성되지 않고, 이는 NMOS(7)의 불확정 게이트 전압으로 귀착한다. 이러한 방식으로, 주 스위칭 부재로서 NMOS(3)가 ON되고, NMOS(7)의 소스에서 전압이 NMOS(7)의 게이트에서 전압이 불확정한 NMOS(7)의 드레인에서 전압에 비하여 낮게 되는 경우에, 입력 커패시턴스는 NMOS(7)의 피드백 커패시턴스를 통해 충전되고, 전압은 NMOS(7)의 게이트에서 생성된다. 이러한 게이트 전압 때문에, NMOS(7)는 ON되고 통과 전류가 흐를 우려가 있다.
대조적으로, 본 실시예의 스위칭 전원장치에서, NMOS(16)가 OFF 상태이고 NMOS(3)가 ON된 경우에, NMOS(7)의 소스에서 전압은 그 드레인에 비해 낮아지게 되고, 보조 권선(2c)의 콜드측의 전기 포텐셜은 NMOS(7)의 소스의 전기 포텐셜에 비하여 더 낮아지게 된다. 따라서, NMOS(7)의 피드백 커패시턴스는 다이오드(14), 다이오드(30), 및 커패시터(31)를 통해 충전된다. 다이오드(14)의 음극의 전기 포텐셜이 NMOS(16)의 기생 다이오드의 순방향 전압에 의하여 NMOS(7)의 소스에 비하여 낮아지게 되면서, NMOS(7)의 게이트 전압은 거의 0V가 되고, ON되지 않는다. 또한, 음의 과부하 전압이 인가되지 않는다.
(제 7 실시예)
도 8은 본 발명의 제 7 실시예에 따른 스위칭 전원장치를 도시하는 회로도이 고, 도 7의 제 6 실시예와 공통되는 부품은 같은 참조 번호로 표시될 것이다.
본 스위칭 전원장치는 제 6 실시예의 스위칭 전원장치의 저항(32) 대신에 다이오드(33)를 포함한다. 다이오드(33)의 양극은 다이오드(30)의 음극과 커패시터(31) 사이의 노드에 접속되고, 다이오드(33)의 음극은 트랜지스터(13)의 콜렉터에 접속된다.
제 6 실시예에서는, NMOS(3)의 ON 기간에 커패시터(31)에 저장된 전하는 저항(32)에 의해 방출되지만, 본 실시예의 스위칭 전원장치에서는, 커패시터(31)에 저장된 전하는 트랜지스터(13)의 콜렉터를 통해 NMOS(7)의 게이트로 공급된다. 즉, 커패시터(31)에 저장된 전하는 NMOS(7)를 구동하기 위하여 사용되고, 이는 전하의 효율적인 사용으로 귀착한다.
(제 8 실시예)
도 9는 본 발명의 제 8 실시예에 따른 스위칭 전원장치를 도시하는 회로도이고, 도 7의 제 6 실시예와 공통되는 부품은 같은 참조 번호로 표시될 것이다.
본 스위칭 전원장치는 제 6 실시예의 스위칭 전원장치에서 트랜지스터(13), 및 다이오드(10, 14)를 제거하고, 다이오드(34, 35)를 포함한다.
커패시터(31)의 한 전극은 저항(15)을 거쳐 NMOS(7)의 게이트로 접속되고, 커패시터(31)의 타전극은 보조 권선(2c)의 콜드측에 직접 접속된다. 다이오드(34)의 양극은 커패시터(31)의 한 전극에 접속되고, 다이오드(34)의 음극은 저항(24)과 NMOS(16)의 드레인 사이의 노드로 접속된다. 다이오드(35)의 양극은 NMOS(7)의 소스로 접속되고, 다이오드(35)의 음극은 NMOS(7)의 게이트로 접속된다.
본 스위칭 전원장치에서, 동기 정류 NMOS(7)는 커패시터(31)에 의해 구동된다. 주 스위칭 부재로서 NMOS(3)가 ON된 때 커패시터(31)는 다이오드(35)를 통해 보조 권선(2c)에 유도된 전압에 의해 충전된다. 주 스위칭 부재로서 NMOS(3)가 OFF되고 보조 권선(2c)에서 전압이 역전된 때, NMOS(7)는 커패시터(31)에 저장된 전하 및 보조 권선(2c)에 유도된 전압에 의해 ON된다. 커패시터(31)는 NMOS(7)의 게이트를 구동할 수 있을 정도로 충분하고, 그러므로 커패시터(31)의 커패시턴스는 작은 값이 될 수 있다.
리액터(5)를 통해 흐르는 전류(IL)가 감소하고 NMOS(16)가 ON됨에 따라, NMOS(16)는 ON된다. 그러므로, NMOS(7)가 OFF되도록 전하는 NMOS(7)의 게이트로부터 다이오드(34)를 통해 방출된다. 따라서, 커패시터(31)의 한 전극은 보조 권선(2c)의 핫측에 접속된 상태가 되고, 역충전된다. 커패시터(31)의 전하는 커패시터(31)의 전하 전압이 보조 권선(2c에 의해 생성된 전압과 같아질 때까지 유지된다. 그 이후, 전류는 보조 권선(2c)를 통해 흐르지 않는다. 그러므로, 전력의 손실은 작다. 또한, 커패시터(31)의 커패시턴스는 상대적으로 작을 수 있고, 그러므로 보조 권선(2c)를 통해 흐르는 전류의 값은 작다.
다이오드(34)는 리액터(5)를 통해 흐르는 전류(IL)가 커패시터(31)의 한 전극으로 되돌아 흐르는 것을 방지한다.
상술한 스위칭 전원장치에서, 트랜지스터(13)는 제거될 수 있고, NMOS(7)는 트랜지스터(13)보다 저렴한 커패시터(31)에 의해 구동될 수 있다. 다이오드 및 저항 부품의 수를 감소시키는 것이 가능하고, 그리하여 스위칭 전원장치의 가격을 감 소시킨다.
(제 9 실시예)
도 10은 본 발명의 제 9 실시예에 따른 스위칭 전원장치를 도시하는 회로도이고, 도 8의 제 7 실시예와 공통되는 부품은 같은 참조 번호로 표시될 것이다.
본 스위칭 전원장치는 제너 다이오드(36)를 포함한다.
제너 다이오드(36)의 음극은 다이오드(10)의 음극에 접속되고, 제너 다이오드(36)의 양극은 저항(12)의 일단에 접속되며, 저항(12)의 타단은 트랜지스터(13)의 베이스에 접속된다.
본 스위칭 전원장치에서, 시작 등의 동안에 출력 전압(Vo)이 낮고 보조 권선(2c)에 의해 생성된 전압이 낮은 경우에, 제너 다이오드(36)는 베이스 전류가 트랜지스터(13)로 흐르는 것을 방지한다. 이는 시작 등의 동안에 발생하기 쉬운 불안정한 작동을 억제하는 것을 가능하게 만든다.
(제 10 실시예)
도 11은 본 발명의 제 10 실시예에 따른 스위칭 전원장치를 도시하는 회로도이고, 도 5의 제 4 실시예와 공통되는 부품은 같은 참조 번호로 표시될 것이다.
본 스위칭 전원장치는 DC 전원(1), 변압기(2), 주 스위칭 부재인 NMOS(3), 및 NMOS(3)의 ON/OFF 작동을 제어하는 제어기를 포함한다. DC 전원(1) 및 NMOS(3)는 제 1 내지 제 9 실시예와 유사한 방식으로 변압기(2)에 접속된다.
변압기(2)의 2차 권선(2b)의 콜드측은 저항(11)의 일단 및 커패시터(6)의 한 전극에 접속된다. 커패시터(6)의 타전극은 그라운드(GND)에 접속된다.
2차 권선(2b)의 핫측은 저항(37)의 일단, 보조 권선(2c)의 콜드측, 및 동기 정류 NMOS(7)의 드레인에 접속된다. 저항(37)의 타단은 저항(38)의 일단에 접속되고, 저항(38)의 타단은 NMOS(7)의 소스에 접속된다. NMOS(7)의 소스는 그라운드(GND)에 접속된다.
보조 권선(2c)의 핫측은 리액터(5)의 일단에 접속된다. 리액터(5)의 타단은 다이오드(8, 20, 및 23)의 양극에 접속된다. 다이오드(8)의 음극은 저항(9)을 거쳐 그라운드(GND)에 접속되고, 트랜지스터(18)의 베이스로 접속된다.
다이오드(20)의 음극은 트랜지스터(18)의 콜렉터로 접속되고, 트랜지스터(18)의 이미터는 그라운드(GND)로 접속된다. 다이오드(17)의 양극은 저항(11)의 타단에 접속되고, 다이오드(17)의 음극은 트랜지스터(18)의 콜렉터로 접속된다.
다이오드(17)의 음극은 또한 NMOS(16)의 게이트로 접속된다. 다이오드(23)의 음극은 저항(24)의 일단에 접속되고, 저항(24)의 타단은 NMOD(16)의 드레인으로 접속된다. NMOS(16)의 소스는 그라운드(GND)로 접지된다.
저항(37)과 저항(38) 사이의 노드는 2-입력 NOR 회로(39)의 한 입력 단말로 접속된다. NOR 회로(39)의 다른 입력 단말은 트랜지스터(18)의 콜렉터로 접속된다. NOR 회로(39)의 출력 단말은 저항(15)을 거쳐 NMOS(7)의 게이트로 접속된다.
상술한 바와 같이 접속된 스위칭 전원장치에서, 리액터(5)는 보조 권선(2c)에 의해 생성된 전압에 따라 에너지를 저장하고 방출한다. 저항(9)은 리액터(5)를 통해 흐르는 전류(IL)를 검출하고, 제 1 내지 제 9 실시예의 스위칭 전원장치와 유사하게, 트랜지스터(18)는 리액터(5)를 통해 흐르는 전류에 기초하여 ON된다.
트랜지스터(18)의 ON 작동은 저-레벨 신호가 NOR 회로(39)의 다른 입력 단말로의 입력이 되게 한다. 트랜지스터(18)의 OFF 작동은 고-레벨 신호가 NOR 회로(39)의 다른 입력 단말로의 입력이 되게 한다.
직렬인 저항(37 및 38)은 NMOS(7)의 소스와 드레인 사이에 접속된다. 그러므로, NMOS(주 스위치)(3)가 ON되었을 때, 2차 권선(2b)에 걸린 전압 및 출력 전압(Vo)는 저항(37 및 38)에 인가된다. NMOS(3)가 OFF되었을 때, NMOS(7)의 기생 다이오드는 순방향-바이어스된다. 그러므로, 낮은 전압이 저항(37, 38)에 인가된다. 그러므로, 저항(37, 38) 사이의 접속 노드, 즉 NOR 회로(39)의 한 입력 단말은 NMOS(3)가 ON일 때 높은 전압이고, NMOS(3)가 OFF일 때 낮은 전압이다.
그러므로, 소정의 전류 레벨보다 큰 전류가 리액터(5)를 통해 흐를 때 트랜지스터(18)를 ON하고 주 스위치로서 NMOS(3)를 OFF하기 위하여 NOR 회로(39)는 고-전압 레벨 신호를 출력한다. NOR 회로(39)로부터 고-전압 레벨 출력 신호는 NMOS(7)를 구동하고 킨다.
제 1 내지 제 9 실시예의 스위칭 전원장치에서는, NMOS(7)의 게이트가 보조 권선(2c)에 의해 생성된 전압에 의해 구동되어, 보조 권선(2c)에 의해 생성된 전압을 낮은 레벨로 조정하는 것은 매우 어려웠지만, 본 실시예에서는, 보조 권선(2c)은 리액터(5)의 에너지를 저장하고 방출하기 위하여만 사용되어, 권수(ns)를 감소시키는 것이 가능하고, 이는 리액터(5)를 작고 저렴한 것으로 대체하는 것을 가능하게 만든다.
(제 11 실시예)
도 12는 본 발명의 제 11 실시예에 따른 스위칭 전원 공급 장치를 도시하는 회로도이고, 도 11의 제 10 실시예와 공통되는 부품은 같은 참조 번호로 표시될 것이다.
본 스위칭 전원장치는, 다이오드(20, 27), 저항(11), 트랜지스터(18), NMOS(16), 및 NOR 회로(39)를 삭제하고, 비교 회로(40), 기준 전압 생성기(41), 다이오드(42), 인버터(43), 및 AND 회로(44)를 포함하는 제 10 실시예에 따른 스위칭 전원장치이다.
양극이 리액터(5)의 타단에 접속된 다이오드(8)는 제 10 실시예에서와 같이 저항(9)의 타단에 접속되고, 비교 회로(40)의 일 입력 단말에 접속되며, 그리고 다이오드(42)의 양극에 접속된다. 다이오드(42)의 음극은 저항(9)의 타단 및 그라운드(GND)에 접속된다. 기준 전압 생성기(41)에 의해 생성된 기준 전압은 비교 회로(40)의 다른 입력 단말로 입력된다. 기준 전압은 다이오드(42)의 순방향 전압보다 낮다.
양극이 리액터(5)의 타단에 접속된 다이오드(23)의 음극은 저항(24)의 일단에 접속되고, 저항(24)의 타단은 비교 회로(40)의 출력 단말에 접속된다.
제 10 실시예에서와 같이, 저항(37, 38)의 직렬 회로는 NMOS(7)의 드레인과 그 소스 사이에 접속된다. 인버터(43)의 입력 단말은 저항(37)과 저항(38) 사이의 노드에 접속되고, 인버터(43)의 출력 단말은 AND 회로(43)의 한 입력 단말에 접속된다. AND 회로(43)의 다른 입력 단말은 비교 회로(40)의 출력 단말에 접속된다. AND 회로(43)의 출력 단말은 저항(15)을 거쳐 NMOS(7)의 드레인에 접속된다.
본 스위칭 전원장치에서, 비교 회로(40)는 저항(9)에서 전압 강하를 기준 전압 생성기(41)에 의해 생성된 기준 전압과 비교하고, 저항(9)에서 전압 강하가 기준 전압보다 클 때, 즉 소정의 레벨보다 큰 전류가 리액터(5)를 통해 흐를 때, 하이 레벨 신호를 AND 회로(44)의 한 입력 단말로 출력한다. 저항(37, 38)은 NMOS(7)의 드레인과 소스 사이에 직렬로 접속된다. 그러므로, 주 스위치(3)가 ON일 때 저항(37, 38) 사이의 접속 노드는 하이 레벨이고, 주 스위치가 OFF일 때 로우 레벨이다. 저항(37 및 38) 사이의 접속 노드는 인버터 회로(43)를 통해 AND 회로(44)의 다른 입력 단말에 접속된다. 그러므로, 주 스위치가 ON이고 소정의 전류 레벨보다 큰 전류가 리액터(5)를 통해 흐르고 있을 때, AND 회로(44)는 하이 레벨 신호를 출력하고, NMOS(7)를 켠다. 다이오드(42)는 비교 회로(40)를 보호하기 위하여 저항(9)에서 전압 강하를 순방향으로 고정한다. 본 실시예에서, 리액터(5)를 통해 흐르는 전류의 검출은 저항(9)에서 전압 강하와 기준 전압을 비교하여 수행된다. 기준 전압은 트랜지스터의 베이스-이미터 전압과 비교하여 온도 변화에 따라 작은 변화를 가진다. 따라서, 비교 회로(40)의 비교 결과는 안정된다. 그러므로, 온도 변화에 따른 NMOS(7)의 ON/OFF 시간에서 변화는 억제될 수 있다.
다양한 실시예 및 변경이 본 발명의 광의의 요지 및 경계를 벗어나지 않고 만들어질 수 있다. 전술한 실시예들은 본 발명을 설명하기 위한 것으로, 본 발명의 경계를 제한하기 위한 것이 아니다. 본 발명의 경계는 실시예들보다는 첨부된 특허청구범위에 의하여 보여진다. 본 발명의 청구항들의 동등물의 의미 내에서 그리고 청구항들 내에서 만들어진 다양한 변경은 본 발명의 경계 내인 것으로 여겨질 것이다.
삭제

Claims (14)

1차 및 2차 권선(2a, 2b)을 가진 변압기(2);
상기 1차 권선(2a)을 통해 흐르는 전류를 스위칭하는 주 스위칭 부재(3);
상기 주 스위칭 부재(3)의 동작을 제어하는 제어기(4);
평활 회로(6);
상기 2차 권선(2b)과 상기 평활 회로(6) 사이를 접속 및 단락시키는 정류 스위칭 부재(7); 및
상기 2차 권선(2b)에 병렬로 접속되고, 상기 주 스위칭 부재(3)의 ON 기간 동안 에너지를 저장하며, 상기 주 스위칭 부재(3)의 OFF 기간 동안 상기 저장된 에너지를 방출하는 리액터(5), 및 상기 리액터(5)를 통해 흐르는 현재 전류치를 검출하고, 상기 리액터(5)를 통해 흐르는 전류가 소정값보다 크거나 같을 때 상기 주 스위칭 부재(3)의 상기 OFF 기간 동안 상기 정류 스위칭 부재(7)를 ON하며, 상기 리액터(5)를 통해 흐르는 전류가 상기 소정값보다 작을 때 상기 정류 스위칭 부재(7)를 OFF하는 구동부(2c, 8-15, 18)를 포함하며, 상기 정류 스위칭 부재(7)를 구동하는 정류-부재 구동회로(2c, 5, 8-33)를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
제 1 항에 있어서,
상기 구동부(2c, 8-15, 18)는 상기 리액터(5)를 통해 흐르는 현재 전류의 전류치를 검출하는 전류 검출회로를 포함하고, 상기 전류 검출회로는 일단이 상기 리액터(5)에 접속되고 타단이 상기 2차 권선(2b)에 접속된 전류 검출 저항(9), 및 제어 전극(베이스), 및 상기 제어 전극으로 공급되는 신호에 기초하여 전도 상태를 변화시키는 제 1 및 제 2 전도 전극(이미터, 콜렉터)을 가지고, 상기 제어 전극(베이스)은 상기 리액터(5)에 접속되고, 상기 제 1 전도 전극(이미터)은 상기 2차 권선에 접속된 트랜지스터(18)를 포함하고, 그리고
상기 구동부(2c, 8-15, 18)는, 상기 리액터(5)를 통해 흐르는 전류에 기인한 상기 전류 검출 저항(9)에서 전압 강하가 상기 트랜지스터(18)의 임계값보다 낮게 되었을 때, 상기 트랜지스터(18)의 상기 제 2 전도 전극에서 전압에 기초하여, 상기 정류 스위칭 부재(7)를 OFF하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
제 2 항에 있어서, 상기 트랜지스터(18)는 베이스, 이미터, 및 콜렉터가 각각 상기 제어 전극, 상기 제 1 전도 전극, 및 상기 제 2 전도 전극에 해당하는 바이폴러 트랜지스터인 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
제 2 항에 있어서, 상기 트랜지스터(18)는 게이트, 소스, 및 드레인이 각각 상기 제어 전극, 상기 제 1 전도 전극, 및 상기 제 2 전도 전극에 해당하는 MOS 트랜지스터인 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
제 2 항에 있어서, 상기 구동부(2c, 8-15, 18)는 일단(소스)은 상기 2차 권선(2b)에 접속되고, 타단(드레인)은 상기 정류 스위칭 부재(7)의 제어 단자에 접속되는 전류 경로를 가진 스위칭 소자(16)를 포함하고, 상기 트랜지스터(18)가 OFF되었을 때, 상기 트랜지스터(18)의 상기 2차 권선(2b)에 직렬로 접속되고 보조 권선(2c)에 접속된 제어 단자(게이트) 및 상기 제 2 전도 전극(콜렉터)은 상기 정류 스위칭 부재(7)의 상기 제어 단말에서 전압을 감소시키며 ON되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
제 2 항에 있어서, 상기 구동부(2c, 8-15, 18)는 양극 및 음극이 각각 상기 리액터(5) 및 상기 트랜지스터의 상기 제 2 전도 전극에 접속된 전류 바이패스 다이오드(20)를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
제 5 항에 있어서, 상기 구동부(2c, 8-15, 18)는, 저항 및 다이오드를 포함하고, 상기 리액터(5)와 상기 스위칭 소자(16)의 상기 전류 경로의 상기 타단 사이에 접속되며, 그리고 상기 스위칭 소자의 ON 기간 동안 상기 리액터를 통해 흐르는 전류가 상기 스위칭 소자를 통해 일부 흐르도록 하는 다이오드(23)를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
제 5 항에 있어서, 상기 구동부(2c, 8-15, 18)는, 상기 보조 권선(2c)으로부터 또는 상기 정류 스위칭 부재의 상기 제어 단말로부터 저항(26, 27)을 거쳐 상기 전류 검출회로로 전류가 흐르도록 하는 다이오드(25)를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
제 5 항에 있어서, 상기 정류-부재 구동회로는, 상기 정류 스위칭 부재의 상기 제어 단말과 상기 보조 권선 사이에 접속되고, 상기 정류 스위칭 부재의 상기 제어 단말에서 전압을 감소시키는 기능을 가지는 커패시터를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
제 5 항에 있어서, 상기 정류-부재 구동회로는, 상기 정류 스위칭 부재(7)의 상기 제어 단말과 상기 보조 권선(2c) 사이에 접속되고, 상기 정류 스위칭 부재의 상기 제어 단말에서 전압을 감소시키는 기능, 및 상기 정류 스위칭 부재를 구동하는 기능을 가지는 커패시터를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
제 5 항에 있어서, 상기 구동부(2c, 8-15, 18)는 각각 상기 정류 스위칭 부재(7)의 상기 제어 단말, 상기 스위칭 소자의 주 단말의 타단, 및 상기 보조 권선에 접속되는 이미터, 베이스, 및 콜렉터를 갖는 구동 트랜지스터(13)를 포함하고, 상기 구동 트랜지스터의 상기 베이스와 상기 콜렉터 사이에는 저항(12) 및 제너 다이오드(36)가 접속되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
제 1 항에 있어서, 상기 구동부(2c, 8-15, 18)는 상기 리액터(5) 및 NOR 회로(39)를 통해 흐르는 상기 현재 전류치를 검출하는 전류 검출회로를 포함하고, 상기 NOR 회로(39)는 상기 주 스위칭 부재(3)가 OFF되었을 때 상기 전류 검출회로의 상기 검출 결과에 기초하여 상기 정류 스위칭 부재(7)를 ON 및 OFF하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원장치.
삭제
변압기(2)의 1차 권선(2a)에 전류를 단속적으로 공급하는 단계; 및
상기 1차 권선을 통해 전류가 흐르지 않는 기간내 및 상기 변압기의 2차 권선에 병렬로 접속된 리액터(5)를 통해 흐르는 현재 전류치가 소정값보다 크거나 같을 때, 상기 리액터를 통해 흐르는 전류에 기초하여, 상기 변압기의 상기 2차 권선(2b)의 출력을 평활 회로로 정류 스위칭 부재를 거쳐 공급하기 위하여 정류 스위칭 부재를 ON하거나, 상기 리액터를 통해 흐르는 현재의 전류치가 상기 소정값보다 작 을 때 상기 정류 스위칭 부재를 OFF하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 방법.
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