JP5472052B2 - 電力変換回路の駆動制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換出力する電力変換回路の駆動制御装置に関する。

ＤＣ−ＤＣコンバータによる電力変換回路は、当該半導体スイッチング素子を高周波でスイッチングするためスイッチング損失が大きくなる傾向にある。そこで、コイル電流がゼロとなった瞬間に次のスイッチング動作に入るようにすることでターンオン損失を低減する技術が用いられる。しかし、半導体スイッチング素子の寄生キャパシタやスナバコンデンサに蓄積された電荷が半導体スイッチング素子を介して放電されるため、ターンオン時にスイッチング損失が発生し、ターンオン損失を完全にゼロとすることはできない。

この問題を解決する技術として特許文献１の技術思想が挙げられる。この特許文献１の技術思想では、ロウサイドの半導体スイッチング素子をオフし、ハイサイドの半導体スイッチング素子をオンし、コイル電流をゼロとした後、次のターンオン期間に入る前に所定期間を設けている。

コイルと寄生容量との間に共振状態を発生させることで、コイルからハイサイドの半導体スイッチング素子の寄生容量に電荷を蓄積させると共にロウサイドの半導体スイッチング素子の寄生容量から電荷を引き抜き、ロウサイドの半導体スイッチング素子のターンオン時における両半導体スイッチング素子の共通接続点の電圧をゼロとしている。

この間、コイル電流は負の値から上昇に転じており、共通接続ノードの電圧をゼロとするときにコイル電流をゼロとしている。これにより、ゼロ電流およびゼロ電圧時にロウサイドの半導体スイッチング素子をターンオンさせることができ、ターンオン損失をゼロとすることができる。しかし、この方式の場合、入出力電圧（特許文献１のＶＢＵＳ、ＶＩＮ）の関係によっては半導体スイッチング素子の共通接続ノードの電圧を完全にゼロとすることができない場合がある。

例えば、特許文献１のＶＢＵＳ電圧がＶＩＮ電圧の２倍より小さく設定されていると、-共振状態により負荷コイルに蓄積されるエネルギー（ＬＩ²／２）は、電圧ＶＩＮをゼロまで低下させるエネルギーよりも小さいため、共振状態を構成したとしてもターンオンしたいスイッチング素子の電圧をゼロにはできない。このような問題を解決するため、本願の出願人により特許文献２記載の技術が供されている。この技術思想は、ブーストコンバータ、バックコンバータ、バックブーストコンバータなどの非絶縁型コンバータを電流境界モードで動作させている。

例えば、バックブーストコンバータを適用した場合を説明する。一般的なバックブーストコンバータでは、入力電圧より出力電圧が小さく設定されている場合、出力電流が正の場合に入力側ではハイサイドのスイッチング素子のゼロボルトスイッチ（ＺＶＳ）を実現することができない。また、入力電圧より出力電圧が大きく設定されている場合であっても、出力電流が負の場合には、出力側のハイサイドの半導体スイッチング素子のゼロボルトスイッチを実現することができない。

特許文献２記載の技術では、出力端子の出力電圧が入力端子の入力電圧より低く、出力電流が正の場合、コイルの電流減少中にオフとなっている入力側の第２の半導体スイッチング素子をオンにし、コイルの通電電流のゼロクロス後に所定時間オンにし続けることでコイルに初期電流を与えることで入力側のハイサイドの第１の半導体スイッチング素子をゼロボルトスイッチング可能とし、出力端子の出力電圧が入力端子の入力電圧より高く、出力電流が負の場合、コイルの電流減少中にオフとなっている入力側の第１の半導体スイッチング素子と出力側の第４の半導体スイッチング素子とをオンとし、コイルの通電電流のゼロクロス後に所定時間オンにし続けることでコイルに初期電流を与えている。

これによりコイルに共振状態時に必要なエネルギーを与え入力側のハイサイドの第１の半導体スイッチング素子および出力側の第３の半導体スイッチング素子をゼロボルトスイッチ可能としている。その他、本願に関連する文献として特許文献３も挙げられる。

特表２００５−５１２４９１号公報 特開２００９−２１３２１５号公報 特開２００５−２２９７８３号公報

しかしながら、初期電流を与えるために必要な半導体スイッチング素子をオンにした後に再びオフするため、初期電流を与えるために使用したスイッチング素子にターンオフ損失が発生してしまう。

本発明は、上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、初期電流を与えるために使用したスイッチング素子にターンオフ損失を発生させることをなくしながら、入力電力を変換出力できるようにした電力変換回路の駆動制御装置を提供することにある。

請求項１記載の発明によれば、駆動制御手段は、第１スイッチング素子をオンし第２スイッチング素子をオフするとコイルに電流を所定方向に通電する。コイルの通電電流が所定方向に通電された状態において駆動制御手段が第１スイッチング素子をオフすると、第２ダイオードに順方向通電することで当該第２ダイオードにキャリアが蓄積される。コイルの通電電流は当該コイルの自己誘導作用により漸減するが、当該コイルの通電電流が所定方向最大値からゼロに近づきゼロクロスするタイミングまでの間に第１スイッチング素子をオフとしたまま第２スイッチング素子をオンオフすることで第２ダイオードの蓄積キャリアの量を制御する。

そして、コイルの通電電流が所定方向とは逆方向に反転すると初期電流が第２ダイオードに逆回復電流として流れることで第２ダイオードの蓄積キャリアが消滅する。そして、その初期電流に応じた共振状態が寄生キャパシタおよびコイルにより構成され、第１スイッチング素子の両端電圧をほぼゼロボルトにすることができる。第１スイッチング素子の両端電圧をほぼゼロボルトとした状態において、駆動制御手段は第１スイッチング素子をターンオンすることで、ゼロボルトスイッチングを実現することができる。

しかも、初期電流を与えるために使用した第２スイッチング素子はコイルの通電電流が反転する前にオフしているため、第２ダイオードの順方向電圧（ほぼ０Ｖ）で設定された状態で第２スイッチング素子をオフすることができ、第２スイッチング素子にターンオフ損失が発生する虞を極力抑制できる。

請求項２記載の発明によれば、駆動制御手段は、第１スイッチング素子をオフとしたまま第２スイッチング素子をオンすることで第２ダイオードに蓄積されたキャリアを消滅させ、コイルの通電電流が所定方向最大値からゼロに近づきゼロクロスするタイミングの所定時間前に第２スイッチング素子をオフしているため、寄生容量に対するキャリアの蓄積量を制御することができ、適切なタイミングにて第１スイッチング素子をターンオンすることができる。

請求項３記載の発明によれば、ゼロクロスタイミング推測手段は、コイルの通電電流がゼロクロスするタイミングを推測し、駆動制御手段は、ゼロクロスタイミング推測手段による推測ゼロクロスタイミングから第２ダイオードの蓄積キャリア量に一意に対応付けられた所定時間前に第２スイッチング素子をオフしているため、適切なタイミングにて第１スイッチング素子をターンオンすることができる。

請求項４記載の発明によれば、駆動制御手段は、ゼロクロスタイミング推測手段による推測ゼロクロスタイミングから第２ダイオードの蓄積キャリア量に一次近似して算出された所定時間前に第２スイッチング素子をオフするため、適切なタイミングにて第１スイッチング素子をターンオンすることができる。

請求項５記載の発明によれば、駆動制御手段は、第２スイッチング素子のオフタイミングから蓄積キャリア量に対応付けられたデッドタイムだけ経過したタイミングにおいて第１スイッチング素子をターンオンするため、適切なタイミングにて第１スイッチング素子をターンオンすることができる。

請求項６記載の発明によれば、駆動制御手段は、第２ダイオードの蓄積キャリア量に一次近似して算出されたデッドタイムを経過したタイミングにおいて第１スイッチング素子をターンオンするため、スイッチング素子の諸特性に合わせてオンオフタイミングを設定でき、適切なタイミングにて第１スイッチング素子をターンオンすることができる。

請求項７ないし１０記載の発明によれば、電力変換回路は第１および第２入力端子間に直流電力が与えられると第１および第２出力端子に電力を変換出力する回路を制御する場合を対象としている。

特に、請求項７記載の発明によれば、第１および第２スイッチング素子が第１および第２入力端子間に直列接続されており、第３および第４スイッチング素子が第１および第２出力端子間に直列接続されている。第１および第４スイッチング素子は同時にオンオフし、第２および第３スイッチング素子は同時にオンオフする。第１乃至第４スイッチング素子にはそれぞれ第１乃至第４ダイオードが逆並列接続されている。そして、コイルは、直列接続された第１および第２スイッチング素子間の共通接続点と、直列接続された第３および第４スイッチング素子間の共通接続点との間に接続されている。このような非反転形バックブーストコンバータに適用しても同様の作用効果が得られる。

また、特に、請求項８記載の発明によれば、第１および第２スイッチング素子が電力変換回路の第１および第２入力端子間に直列接続されており、コイルは、その一方が直列接続された第１および第２スイッチング素子間の共通接続点に接続されると共に、その他方が電力変換回路の第１出力端子に接続されている。このようなバックコンバータに適用したとしても同様の作用効果が得られる。

また、特に、請求項９記載の発明によれば、第１および第２スイッチング素子は、電力変換回路の第１および第２出力端子間に直列接続して構成されており、コイルは、電力変換回路の第１入力端子と第１および第２スイッチング素子の共通接続点に接続されている。このようなブーストコンバータに適用したとしても同様の作用効果が得られる。

また、特に、請求項１０記載の発明によれば、第１および第２スイッチング素子は、電力変換回路の第１入力端子と第１出力端子との間に直列接続されており、コイルは、共通接続された第２入力端子および第２出力端子と、直列接続された第１および第２スイッチング素子の共通接続点との間に接続されている。このような反転形バックブーストコンバータに適用したとしても同様の作用効果が得られる。

本発明の第１実施形態について示す要部の電気的構成図 システムの全体構成図 駆動制御回路の機能ブロック図 電流境界モードにおける出力電流が正の場合の電力変換回路の基本的動作説明図 電流境界モードにおける出力電流が負の場合の電力変換回路の基本的動作説明図 寄生キャパシタを考慮した基本動作説明図 本実施形態の特徴部分に係る出力電流が正の場合の詳細動作を示すタイミングチャート 本実施形態の特徴部分に係る電流経路の説明図 所定時間の導出フローチャート 出力電流が負の場合の詳細動作を示すタイミングチャート （ａ）は逆回復電流の時間依存性を示すシミュレーション結果、（ｂ）は逆回復電荷のデッドタイム依存性を示すシミュレーション結果 本発明の第２実施形態について示す要部の電気的構成図 （ａ）従来例を示すタイミングチャート、（ｂ）図７相当図 本発明の第３実施形態について示す要部の電気的構成図 （ａ）従来例を示すタイミングチャート、（ｂ）図７相当図 本発明の第４実施形態について示す要部の電気的構成図 （ａ）従来例を示すタイミングチャート、（ｂ）図７相当図 本発明の第５実施形態について示す図７相当図（その１） 図７相当図（その２）

（第１実施形態）
以下、本発明の電力変換回路として非反転形バックブーストコンバータに適用した駆動制御装置の第１実施形態について図１ないし図１１を参照しながら説明する。図２は、制御システムＡの全体構成を示しており、図１は、本実施形態の特徴部分の構成に注目して示した構成図である。図２において、電動機１はハイブリッド車の動力発生装置を示している。ここでは、電動機１は永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）を示している。この電動機１を駆動制御するため、駆動制御装置２Ａが、駆動制御回路２、３相コンバータ３を備える。

３相コンバータ３はその入力にバッテリ４が接続されている。このバッテリ４はニッケル水素蓄電池、リチウム蓄電池などの２次電池による高圧バッテリである。３相コンバータ３は電動機１の各相ごとに非反転形バックブーストコンバータによる電力変換回路５ｕ，５ｖ，５ｗを備える。

Ｕ，Ｖ，Ｗの各相の電力変換回路５ｕ〜５ｗは互いに同一構成であるため、以下、Ｕ相の電力変換回路５ｕを代表して説明し、Ｖ相の電力変換回路５ｖ，および，Ｗ相の電力変換回路５ｗは、その構成要素について、その符号を「ｕ」からそれぞれ「ｖ」「ｗ」に変更したものを図２に付してその詳細説明を省略する。

Ｕ相の電力変換回路５ｕはスイッチング回路６ｕ，コイル７ｕ，出力コンデンサ８ｕを備えたＤＣ−ＤＣコンバータにより構成されている。スイッチング回路６ｕは、電力変換回路５ｕの入力端子５ａ−５ｂ間に直列接続された半導体スイッチング素子（以下、スイッチング素子）Ｍ１，Ｍ２を備え、さらに、電力変換回路５ｕの出力端子５ｃ−５ｄ間に直列接続された半導体スイッチング素子（以下、スイッチング素子）Ｍ３，Ｍ４を備える。これらのスイッチング素子Ｍ１〜Ｍ４は、それぞれＮチャネル型のパワーＭＯＳＦＥＴにより構成され、これらのスイッチング素子Ｍ１〜Ｍ４は例えば互いに同一の諸特性を備えている。なお、本実施形態においては、スイッチング素子Ｍ１〜Ｍ４は、それぞれ第１，第２，第３，第４スイッチング素子として構成されている。

これらのスイッチング素子Ｍ１のソースとスイッチング素子Ｍ２のドレインとの共通接続点と、スイッチング素子Ｍ３のソースとスイッチング素子Ｍ４のドレインとの共通接続点との間には、コイル７ｕが接続されている。また、電力変換回路５ｕの出力端子５ｃ−５ｄ間にはコンデンサ８ｕが接続されている。

各スイッチング素子Ｍ１〜Ｍ４にはそれらのドレイン−ソース間にそれぞれ寄生ダイオードＤ１〜Ｄ４が構成される。この寄生ダイオードＤ１〜Ｄ４はパワーＭＯＳＦＥＴのボディダイオードとなり、等価回路として示すとドレイン−ソース間に逆並列接続した形態となる。本実施形態においては、寄生ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４は、それぞれ、第１，第２，第３，第４ダイオードとなる。

この制御システムＡは、バッテリ４の電圧を検出する電圧センサ９を備える。また、制御システムＡは、各相の状態を検出するため、各コンデンサ８ｕ〜８ｗの電圧をそれぞれ検出する電圧センサ１０ｕ〜１０ｗ、各コイル７ｕ〜７ｗに流れる電流をそれぞれ検出する電流センサ１１ｕ〜１１ｗを備える。また、制御システムＡは、電動機１の各相の電流を検出するため、電流センサ１２ｕ〜１２ｗを備える。

駆動制御回路２は電動機１を駆動制御する駆動制御装置（駆動制御手段）を構成している。この駆動制御回路２は前記した各センサ９，１０ｕ〜１０ｗの電圧検出値（入力電圧Ｖｉｎ，出力電圧Ｖｏｕｔ）、各センサ１１ｕ〜１１ｗ，１２ｕ〜１２ｗのそれぞれの電流検出値ｉＬｕ，ｉＬｖ，ｉＬｗ，ｉＭｕ，ｉＭｖ，ｉＭｗに基づいて電動機１を駆動制御する。

駆動制御回路２は、それぞれ矩形波状の駆動信号ｄｕ１，ｄｕ２，ｄｖ１，ｄｖ２，ｄｗ１，ｄｗ２を生成し、各相のスイッチング素子Ｍ１〜Ｍ４のゲートに印加することで、各スイッチング素子Ｍ１〜Ｍ４をオンオフ動作させチョッパ制御することでバッテリ４の電圧を所望の電圧に変換し、各相のコンデンサ８ｕ〜８ｗを介して電力変換回路５ｕ〜５ｗの出力端子５ｃ−５ｄ間からそれぞれ変換出力する。

図３は、駆動制御回路内部の機能ブロックを概略的に示している。この図３に示すように、駆動制御回路２は、スイッチ選択パルス幅演算部２１，共振初期電流演算部２２，選択スイッチ保持部２３，初期電流用所定時間演算部２４，ゼロクロスタイミング推測部（ゼロクロスタイミング推測手段）２５，およびゲート制御部２６を備える。

スイッチ選択パルス幅演算部２１は、電圧センサ９により検出された入力電圧Ｖｉｎ，電圧センサ１０（１０ｕ、１０ｖ、１０ｗ）により検出された出力電圧Ｖｏｕｔ，電流センサ１２（１２ｕ、１２ｖ、１２ｗ）により検出された出力電流（ｉＭｕ、ｉＭｖ、ｉＭｗ），および，外部の指令電圧に基いて、スイッチ選択パルス幅ｔｏｎを演算しゲート制御部２６に出力する。

また、共振初期電流演算部２２は、入力電圧Ｖｉｎおよび出力電圧Ｖｏｕｔに応じて初期電流を演算する。選択スイッチ保持部２３はスイッチ選択パルス幅演算部２１により選択されたスイッチの情報の履歴（前回、今回）を保持する。

初期電流用所定時間演算部２４は、電流センサ１１によるコイル電流の検出値（ｉＬｕ，ｉＬｖ，ｉＬｗ）、共振初期電流演算部２２による初期電流演算結果、選択スイッチ保持部２３が保持した選択スイッチの履歴、に応じて所定時間ｔ１を演算してゲート制御部２６に出力する。ここで演算される所定時間ｔ１は、コイル電流ｉＬｕ，ｉＬｖ，ｉＬｗがゼロクロスするタイミング前の初期電流用スイッチング素子のターンオフタイミングを規定する時間であり詳しくは後述する。また、ゼロクロスタイミング推測部２５はコイル電流ｉＬｕ，ｉＬｖ，ｉＬｗの検出値、コイル電流勾配（漸減度、漸増度）に基いてコイル電流ｉＬｕ，ｉＬｖ，ｉＬｗがゼロクロスするタイミングを推測する。

ゲート制御部２６は、ゼロクロスタイミング推測部２５による推測結果，スイッチ選択パルス幅演算部２１によるパルス幅の演算結果，選択スイッチ，所定時間ｔ１に応じてスイッチング素子Ｍ１〜Ｍ４のゲート信号を作成し当該スイッチング素子Ｍ１〜Ｍ４の制御信号として与える。駆動制御回路２は、このような機能ブロック構成を備える。

＜基本的動作説明＞
まず、本実施形態における動作説明に先立ち、電力変換回路の基本的動作について説明する。図４は、出力端子５ｃ−５ｄの電圧を制御するためのチョッパ制御の説明を示しており、Ｕ相の出力電流を正とする場合について基本的な動作原理を示している。

駆動制御回路２が駆動信号ｄｕ１をオン制御電圧（オン制御信号），駆動信号ｄｕ２をオフ制御電圧（オフ制御信号）として出力するとき、スイッチング素子Ｍ２，Ｍ３は共にオフした状態において、スイッチング素子Ｍ１，Ｍ４は共にオンする。すると、図４（ａ）に示すように、閉ループ回路がバッテリ４，スイッチング素子Ｍ１，コイル７ｕ，スイッチング素子Ｍ４により構成され、電流がコイル７ｕの所定方向（正方向：図示の右方向を正方向とする）に流れる。

この後、駆動制御回路２は駆動信号ｄｕ１をオフ制御信号に変更する。すると、スイッチング素子Ｍ１，Ｍ４は共にオフする。図４（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｍ１，Ｍ３がオフすると、閉ループ回路がコイル７ｕ，寄生ダイオードＤ３，コンデンサ８ｕ，寄生ダイオードＤ２に生じる。この場合、コイル７ｕの正方向通電電流によって電荷が出力端子５ｃに供給され、出力電流との差分がコンデンサ８ｕに蓄積される。これにより、出力電流よりもコイル７ｕから出力される電流の平均値が大きければ、コンデンサ８ｕが充電され出力端子５ｃ−５ｄ間の電圧が上昇する。以上が基本動作となる。

図４（ｃ）は、出力端子５ｃの出力電流が正の場合のコイル７ｕの通電電流ｉＬｕを模式的に示している。この図４（ｃ）に示すように、スイッチング素子Ｍ１，Ｍ４がオンすると（「Ａ」のタイミング），図４（ａ）に示す経路で電流が流れることでコイル７ｕの通電電流が漸増する。所定期間経過しスイッチング素子Ｍ１，Ｍ４がオフする（「Ｂ」のタイミング）と、図４（ｂ）に示す経路で電流が流れることになりコイル７ｕの通電電流は当該コイルの自己誘導作用により漸減する。

この後、コイル７ｕの蓄積エネルギー（ＬＩ＾２／２）が０となるまで図４（ｂ）に示す経路で電流が流れることになる。このようにしてコンデンサ８ｕの蓄積電荷を調整することで電力変換出力できる。以上は、出力端子５ｃの出力電流を正に制御する場合の電流境界モードの例を示している。

出力端子５ｃの出力電流を負に制御する場合の電流境界モードの例を図５（ａ）〜図５（ｃ）に示している。図５（ａ）〜図５（ｃ）に示すように、駆動制御回路２は駆動信号ｄｕ１をオフ制御電圧（オフ制御信号），駆動信号ｄｕ２をオン制御電圧（オフ制御信号）として出力する。このとき、スイッチング素子Ｍ２，Ｍ４は共にオン、スイッチング素子Ｍ１、Ｍ３は共にオフする。この後、スイッチング素子Ｍ２，Ｍ４をオフすることでコイル７ｕの通電電流ｉＬｕが漸増する。この後、コイル７ｕの蓄積エネルギーが０となるまで図５（ｂ）に示す経路で電流が流れることになる。このようにしてコンデンサ８ｕの蓄積電荷を調整することで電力変換出力できる。

以下、出力端子５ｃの出力電流が正の場合について説明する。さて、スイッチング素子Ｍ１〜Ｍ４には半導体構造上では寄生容量となる寄生キャパシタＣ１〜Ｃ４がそれぞれ存在する。図６には、スイッチング素子の寄生キャパシタを考慮したＵ相の電力変換回路の等価回路と基本的な動作説明図を示している。この寄生キャパシタＣ１〜Ｃ４の寄生容量は各半導体スイッチング素子Ｍ１〜Ｍ４の諸特性が互いに同一であればほぼ同一値となる。

この図６に示すように、寄生キャパシタＣ１〜Ｃ４を考慮する。図４（ｃ）に示す「Ａ」のタイミングにてスイッチング素子Ｍ１，Ｍ４を共にオンすると、閉ループ回路は、バッテリ４，スイッチング素子Ｍ１，コイル７ｕ，スイッチング素子Ｍ４を通じた経路に生じる。このとき、寄生キャパシタＣ２は入力電圧Ｖｉｎにより充電されると共に、寄生キャパシタＣ３はコンデンサ８ｕの充電電圧により充電される。次に、図４（ｃ）に示す「Ｂ」のタイミングにてスイッチング素子Ｍ１，Ｍ４をオフすると、全てのスイッチング素子Ｍ１〜Ｍ４がオフ状態となる。

すると、閉回路がコイル７ｕ，寄生キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４を通じて構成される。この際、コイル電流ｉＬｕにより、寄生キャパシタＣ１は充電、寄生キャパシタＣ２は放電し、寄生キャパシタＣ１の充電電圧が入力電圧Ｖｉｎ程度（入力電圧Ｖｉｎ＋寄生ダイオードＤ２の順方向電圧）になった時点で寄生ダイオードＤ２がオンする。同様に、コイル電流ｉＬｕにより寄生キャパシタＣ３は放電、寄生キャパシタＣ４は充電し、寄生キャパシタＣ４の端子電圧がコンデンサ８ｕの充電電圧程度（詳細には、コンデンサ８ｕの充電電圧＋寄生ダイオードＤ３の順方向電圧）まで上昇した時点で、ダイオードＤ３がオンする。このようにして、図６（ｂ）に示すような閉ループ回路が形成され、コイル電流ｉＬｕは漸減状態に入る。

コイル電流ｉＬｕが正方向から負方向にゼロクロスすると、図６（ｃ）に示すように、コイル７ｕ，寄生キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４を通じた共振回路が形成される。この際、寄生キャパシタＣ４の充電電荷が寄生キャパシタＣ２に放電されるようになる。この後、図６（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｍ１およびＭ４をオンすることになる。

コイル７ｕおよび寄生キャパシタＣ１，Ｃ２の合成容量（Ｃ１の容量値＋Ｃ２の容量値）と寄生キャパシタＣ３，Ｃ４の合成容量（Ｃ３の容量値＋Ｃ４の容量値）を考慮し共振状態を構成することで、コイル７ｕに負方向電流が流れたときに寄生キャパシタＣ４の全充電電荷を寄生キャパシタＣ２側に放出できる。寄生キャパシタＣ２の充電電圧が低い場合には、寄生キャパシタＣ１の充電電荷を十分に放出させることができず、寄生キャパシタＣ１に電荷が蓄積されたままスイッチング素子Ｍ１をターンオンすることになりスイッチング損失が発生してしまう。

図６（ｃ）に示す電流経路が生じているとき、寄生キャパシタＣ２の電圧をバッテリ４の入力電圧Ｖｉｎ程度とすることで、スイッチング素子Ｍ１，Ｍ４のターンオン時における寄生キャパシタＣ１の充電電圧をほぼ０とするためには、原理的には少なくとも出力電圧Ｖｏｕｔを入力電圧Ｖｉｎ以上とする必要がある。特に出力電圧Ｖｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎより小さいときには、スイッチング素子Ｍ１について損失を発生させることなくターンオンすることは基本的に難しい。

＜本実施形態のＵ相の動作説明＞
そこで本実施形態では、図７に示すタイミングによりスイッチング素子Ｍ１〜Ｍ４をオンオフすることで、寄生ダイオードＤ２およびＤ３の逆回復前の少数キャリアの蓄積量を制御し、その後、寄生ダイオードＤ２，Ｄ３の少数キャリアによる逆回復電流を流し、寄生キャパシタおよびコイル７ｕによる共振状態を構成して寄生キャパシタＣ２に充電しながら寄生キャパシタＣ１の充電電荷を放出し、スイッチング素子Ｍ１，Ｍ４のドレイン−ソース間電圧（寄生キャパシタＣ１の充電電圧）をほぼゼロボルトとしたタイミングにてスイッチング素子Ｍ１，Ｍ４をターンオンしている。またこのとき、コイル電流ｉＬｕが正方向最大電流値から自己誘導作用により漸減するときに、当該コイル電流ｉＬｕがゼロクロスするタイミングの所定時間前にはスイッチング素子Ｍ２，Ｍ３のオンオフ動作を完了するようにしている。

ＰＮ接合ダイオードは順方向バイアスを印加するとＰＮ接合部を超えてＰ型，Ｎ型の各領域に少数キャリアが注入され拡散、再結合する。この後、ダイオードに急激に逆バイアスを印加した場合には少数キャリアが再結合消滅していないため、ＰＮ接合の逆方向に短時間無視できない程度の電流が流れる。この効果は少数キャリア蓄積効果と称されているが、本実施形態では、この少数キャリア蓄積効果を積極的に利用し、コイル７ｕの電流ｉＬｕがゼロクロスした直後の負方向初期電流（共振開始時の共振初期電流）を制御する。

図８（ａ）は、図７に示すタイミングにてスイッチング素子のオンオフ切換したときの電流経路を概略的に示している。
スイッチング素子Ｍ１〜Ｍ４を全てオフにした状態からスイッチング素子Ｍ１，Ｍ４のみをオンさせると、図８（ａ）に示すように、閉ループ回路がバッテリ４，スイッチング素子Ｍ１，コイル７ｕ，スイッチング素子Ｍ４を通じて構成され、コイル７ｕの電流ｉＬｕが正方向最大値まで上昇する（図７の（０）範囲参照）。

その後、駆動制御回路２がスイッチング素子Ｍ１，Ｍ４をターンオフすると、スイッチング素子Ｍ１，Ｍ４のドレイン−ソース間電圧が急峻に上昇する（図７の（１）以降参照）。スイッチング素子Ｍ１〜Ｍ４がターンオフしている間は、コイル７ｕの電流ｉＬｕが正方向に流れ続けるようになる。

この場合、図８（ｂ）に示すように、閉ループ回路が、寄生ダイオードＤ２の順方向，コイル７ｕ，寄生ダイオードＤ３の順方向，コンデンサ８ｕを通じて構成され、寄生ダイオードＤ２，Ｄ３のＰ領域、Ｎ領域にそれぞれ少数キャリアが蓄積される。このとき、スイッチング素子Ｍ１，Ｍ４をターンオフした直後からコイル７ｕの自己誘導作用によりコイル７ｕの電流ｉＬｕは漸減する（図７の（１）以降参照）。

その後、コイル７ｕの電流ｉＬｕが正方向となっている状態において、駆動制御回路２がスイッチング素子Ｍ２，Ｍ３をターンオンすると（図７の（２）時点）、図８（ｃ）に示すように、ＭＯＳトランジスタＭ２のチャネルと寄生ダイオードＤ２とに並列の電流経路が形成されると共に、ＭＯＳトランジスタＭ３のチャネルと寄生ダイオードＤ３とに並列の電流経路が形成される。すると、寄生ダイオードＤ２，Ｄ３に対する少数キャリアの注入が抑制される。その結果、寄生ダイオードＤ２，Ｄ３内の蓄積キャリアすなわち逆回復電荷が減少する。

その後、コイル電流ｉＬｕが正方向から負方向にゼロクロスするタイミングの所定時間ｔ１前にスイッチング素子Ｍ２，Ｍ３をターンオフする（図７の（３）時点）。このターンオフタイミングは、寄生ダイオードＤ２，Ｄ３に蓄積する逆回復電荷ΔＱに応じて設定されるものであり詳しくは後述する。

図８（ｄ）に示すように、スイッチング素子Ｍ１〜Ｍ４が全てターンオフすると、閉ループ回路が寄生ダイオードＤ２，コイル７ｕ，寄生ダイオードＤ３，コンデンサ８ｕを通じて構成されるようになり、コイル電流ｉＬｕがゼロとなるまで寄生ダイオードＤ２およびＤ３に少数キャリアが蓄積される。

この後、コイル電流ｉＬｕがゼロクロスし（図７の（４）時点）、当該コイル電流ｉＬｕが負方向に増加すると、寄生ダイオードＤ２，Ｄ３に蓄積された少数キャリア蓄積効果により寄生ダイオードＤ２，Ｄ３の逆方向に電流が流れる。この間、スイッチング素子Ｍ２，Ｍ３のドレイン−ソース間電圧は上昇しないため、スイッチング素子Ｍ１のドレイン−ソース間電圧は入力電圧Ｖｉｎでほぼ一定となる。

寄生ダイオードＤ２，Ｄ３が逆回復完了すると（図７の（５）時点とする）、当該ダイオードＤ２，Ｄ３はそのＰＮ接合逆方向電流を遮断する。すると、コイル７ｕは寄生キャパシタＣ１およびＣ２の合成容量と、寄生キャパシタＣ３およびＣ４の合成容量の間で共振状態が構成され、出力側の寄生キャパシタＣ４の蓄積電荷が入力側の寄生容量Ｃ２に放出されるようになる。

この場合、駆動制御回路２は、スイッチング素子Ｍ２およびＭ３のオフタイミングを調整することで、図７に示すｔ１期間（（３）〜（４）期間）により寄生ダイオードＤ２，Ｄ３の少数キャリアの蓄積量を調整でき、よって少数キャリアの消滅に必要な時間を調整することができ、コイル７ｕおよび寄生キャパシタＣ１およびＣ２による共振状態を発生させるタイミングを制御できる。

発明者らの実験によれば、図７のｔ１期間が長ければ、少数キャリアの蓄積量を増加させることができるため、逆回復期間（ｔ２期間）を長くできることが確認されている。したがって、初期電流を増加すると共に長くするためには、所定時間ｔ１の期間を長くすることで逆回復期間（ｔ２期間）を長くすると良い。

図７中の点線は比較例を示している。この点線の比較例に示すように、スイッチング素子Ｍ２およびＭ３のオンタイミングが（２）のタイミングで且つオフタイミングがゼロクロスタイミング直前に設定されると、初期電流が不足するため、スイッチング素子Ｍ１の寄生キャパシタＣ１の充電電荷が十分に放電されないことが確認されている。この場合、スイッチング素子Ｍ１のドレイン−ソース間電圧を０にできないままターンオンすることになると、ターンオン損失が発生する（図７中の点線の（６）タイミング参照）。このため、スイッチング素子Ｍ２、Ｍ３のオフタイミング（図７の（３）のタイミング）は、コイル電流ｉＬｕのゼロクロスタイミングの所定時間ｔ１前に設定すると良い。

スイッチング素子Ｍ２，Ｍ３を適切なタイミングにてターンオフすると、寄生キャパシタＣ４の蓄積電荷を寄生キャパシタＣ２に充電することで寄生キャパシタＣ１の蓄積電荷を放電してほぼ０とすることができ、スイッチング素子Ｍ１，Ｍ４をターンオンする際の寄生キャパシタＣ１の充電電荷の放電によるスイッチング損失を抑制できる。したがって、ゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ）を実現することができる。

図９は、初期電流用所定時間演算部が行うスイッチング素子Ｍ２，Ｍ３のオフタイミングの設定方法をフローチャートにより示している。図９に示すように、初期電流用所定時間演算部２４は、出力電流を正としスイッチング素子Ｍ１，Ｍ４を選択してコイル７ｕに正方向に通電するときには（ステップＳ１：ＹＥＳ）、初期電流用スイッチをＭ２，Ｍ３とし（ステップＳ２）、逆に出力電流を負としスイッチング素子Ｍ２，Ｍ３を選択対象としてコイル７ｕに負方向に通電するときには（ステップＳ１：ＮＯ）、初期電流用スイッチをＭ１，Ｍ４とする（ステップＳ３）。初期電流用所定時間演算部２４は、初期電流用スイッチをＭ２，Ｍ３としたときには、逆回復電荷ΔＱの量（蓄積キャリア量に相当）を
ΔＱ₁ ← （Ｖｉｎ² − Ｖｏｕｔ²）・Ｃ ／ ２Ｖｏｕｔ …（１）
と設定する（ステップＳ４）。ここで、Ｖｏｕｔは出力電圧、Ｖｉｎは入力電圧、Ｃは入力寄生キャパシタの合成容量値（＝出力寄生キャパシタの合成容量値）を示している。

この場合、初期電流用所定時間演算部２４は、逆回復電荷ΔＱが０よりも小さい場合にはΔＱを０と設定し（ステップＳ５およびＳ６）、逆回復電荷ΔＱに予め対応付けられた所定時間ｔ１をゲート制御部２６に出力する（ステップＳ７）。この場合、ゲート制御部２６は、ゼロクロスタイミング推測部２５により推測されたコイル電流ｉＬｕの推測ゼロクロスタイミングから所定時間ｔ１だけ前のタイミングでスイッチング素子Ｍ２，Ｍ３をターンオフする。その後、ゲート制御部２６は、コイル電流ｉＬｕが正方向から負方向にゼロクロスした後、コイル電流ｉＬｕが再び負方向から正方向にゼロクロスしたタイミングでスイッチング素子Ｍ１，Ｍ４をターンオンする。

前述説明では、出力電流を正とする場合を示しているが、出力電流が負の場合については、スイッチング素子Ｍ１，Ｍ４のオンオフタイミングについて、スイッチング素子Ｍ２，Ｍ３のオンオフタイミングと入れ替えて制御すれば良い。

なお、図１０は、出力電流を負とした場合について、図７に対応したタイミングチャートを概略的に示している。この場合、スイッチング素子Ｍ２およびＭ３をオンオフした後、コイル電流ｉＬｕが負の最大値から漸減してゼロクロスするタイミングまでの間にスイッチング素子Ｍ１およびＭ４をオンオフすることで少数キャリアの蓄積量を制御するが、コイル電流ｉＬｕがゼロクロスするタイミングの所定時間ｔ１前にターンオフすることで、少数キャリアの蓄積量を適切な値に調整でき、スイッチング素子Ｍ２を適切なタイミングにてターンオンすることができる。

この場合、図９における初期電流用所定時間演算部が行う演算処理については、初期電流用所定時間演算部２４は、ステップＳ３において初期電流用スイッチをＭ１，Ｍ４としたときに、逆回復電荷ΔＱの量を
ΔＱ₂ ← （Ｖｏｕｔ² − Ｖｉｎ²）・Ｃ ／ ２Ｖｉｎ …（２）
と設定する（ステップＳ８）。

初期電流用所定時間演算部２４は、逆回復電荷ΔＱが０よりも小さい場合にはΔＱを０と設定し（ステップＳ９およびＳ１０）、ステップＳ７において逆回復電荷ΔＱに予め対応付けられた所定時間ｔ１をゲート制御部２６に出力する。この場合、ゲート制御部２６は、ゼロクロスタイミング推測部２５により推測されたコイル電流ｉＬｕのゼロクロス推測タイミングから所定時間ｔ１だけ前の時点でスイッチング素子Ｍ１，Ｍ４をターンオフする。その後、コイル電流ｉＬｕが負方向から正方向にゼロクロスした後、コイル電流ｉＬｕが再び正方向から負方向にゼロクロスしたタイミングでスイッチング素子Ｍ２，Ｍ３をターンオンする。

前述の（１）式、（２）式は、入力側の寄生キャパシタＣ１およびＣ２の合成容量による蓄電エネルギー（ＣＶ²／２）と、出力側の寄生キャパシタＣ３およびＣ４の合成容量による蓄電エネルギー（ＣＶ²／２）との差分が、コイル７ｕの通電電流ｉＬｕの逆回復電流のエネルギー（ＬＩ²／２）と等しくなることを考慮すると共に、寄生ダイオードＤ２の逆回復電流通電期間におけるコイル電流ｉＬｕの積分値を逆回復電荷ΔＱであると仮定すると導出できる。

図１１（ａ）は、逆回復電流の所定時間ｔ１の依存性の実験結果を示している。この図１１（ａ）には、「小」、「中」、「大」の３通りの逆回復電流特性を示している。ここでいうデッドタイムはハーフブリッジ回路での実験条件において上下アームのスイッチング素子を同時オフとするように制御する時間であり、本発明でいう所定時間ｔ１に依存した時間を示している。この図１０（ａ）におけるデッドタイムが大きければ逆回復電流Ｉの最大値が増加する傾向にあることがわかる。これは、寄生容量の少数キャリア蓄積効果により少数キャリアの蓄積量が大きければ逆回復電流Ｉが大きくなることを示している。

また、図１１（ｂ）は、逆回復電荷のデッドタイム依存性の実験結果を示している。この図１１（ｂ）に示すように、デッドタイムが「小」から「大」となる範囲では、デッドタイムが大きくなれば逆回復電荷ΔＱが増すことが確認されている。しかも、デッドタイムが「小」から「大」となる範囲では、逆回復電荷ΔＱも線形的に増加（一次近似可能）であるという特性が得られている。

したがって、スイッチング素子Ｍ１〜Ｍ４の諸特性を予め測定したりシミュレーション結果を算出し、当該結果に応じて逆回復電荷ΔＱおよび所定時間ｔ１の関係を導出し、逆回復電荷ΔＱに応じて所定時間ｔ１を一意に対応付けて駆動制御回路２の内部メモリのテーブルに記憶させたり、逆回復電荷ΔＱから所定時間ｔ１を算出可能な一次近似式を記憶させたりすると良い。すると、駆動制御回路２は、ステップＳ７において逆回復電荷ΔＱに応じた所定時間ｔ１を算出できる。逆回復電荷ΔＱは電流依存性もあるため、電流依存性を考慮した近似式を用いれば、さらに精度よく所定時間ｔ１を算出できる。電流依存性が線形の場合は、２次の近似式となる。

図７の（６）のタイミングに示すように、ゲート制御部２６が適切なタイミングでゲート信号をスイッチング素子Ｍ１にオン制御信号（オン制御電圧）を印加することで、スイッチング素子Ｍ１のドレイン−ソース間電圧をほぼゼロボルトとした状態にてスイッチング素子Ｍ１をターンオンできる。このような動作はＶ相、Ｗ相においても同様である。

要するに、本実施形態によれば、次のような特徴的な動作を示す。駆動制御回路２がスイッチング素子Ｍ２，Ｍ３をオフした状態のままスイッチング素子Ｍ１，Ｍ４をオンするとコイル電流ｉＬｕを正方向に通電する。その後、スイッチング素子Ｍ１，Ｍ４をオフすることでコイル電流ｉＬｕが当該コイル７ｕの自己誘導作用により正方向最大値からゼロに漸減し、当該コイル７ｕの通電電流ｉＬｕがゼロクロスする所定時間ｔ１前にスイッチング素子Ｍ２，Ｍ３についてオンオフ動作を完了することで、コイル電流ｉＬｕのゼロクロスタイミングまでにスイッチング素子Ｍ２，Ｍ３の寄生ダイオードＤ２，Ｄ３の蓄積キャリアの量を制御している。すると、コイル７ｕの通電電流ｉＬｕが逆方向に反転したときに、寄生ダイオードＤ２，Ｄ３の蓄積少数キャリアを消滅させる際の逆回復時間ｔ２を調整できる。

そして、この逆回復電流Ｉをスイッチング素子Ｍ２のドレイン−ソース間に流れる初期電流とすることでコイル７ｕの電流ｉＬｕを逆方向に初期通電して適切に（例えば強く多く）引くことができるため、寄生キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４並びにコイル７ｕによって適切な共振状態を形成することができる。

したがって、コイル電流ｉＬｕ（出力電流)が正の場合で、出力電圧Ｖｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎより小さい場合であっても、逆回復電流Ｉを積極的に利用することで寄生キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４並びにコイル７ｕにより適切な共振状態を形成することができ、これにより、ゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ）を実現できる。同様に、コイル電流ｉＬｕ（出力電流）が負の場合で、出力電圧Ｖｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎより大きい場合であっても、逆回復電流を積極的に利用して共振状態を構成することができ、これにより、ゼロボルトスイッチングを実現できる。

なお、特許文献２記載の技術思想では、本実施形態の出力電流が正となる場合に対応付けて説明すると、コイル電流ｉＬｕがゼロクロスしコイル電流ｉＬｕが負となったタイミング後にスイッチング素子Ｍ２、Ｍ３をターンオフしている。この場合、スイッチング素子Ｍ２，Ｍ３にコイル電流ｉＬｕが流れている状態になる。このため、スイッチング素子Ｍ２，Ｍ３のターンオフ時はハードスイッチングとなり、スイッチング素子Ｍ２，Ｍ３のターンオフ損失が発生する。

本実施形態では、コイル電流ｉＬｕがゼロクロスするタイミングの所定時間ｔ１前にスイッチング素子Ｍ２，Ｍ３をターンオフしているため、スイッチング素子Ｍ２のドレイン−ソース間電圧は寄生ダイオードＤ２の順方向電圧値でほぼ安定した状態でターンオフできる。したがって、このようなターンオフ損失が発生することもなくなる。

特に、駆動制御回路２は、ゼロクロスタイミング推測部２５がコイル電流ｉＬｕのゼロスタイミングを推測し、推測ゼロクロスタイミングから逆回復電荷ΔＱに一意に対応付けられた所定時間ｔ１前のタイミングにおいてスイッチング素子Ｍ２，Ｍ３をオフするため、所定時間ｔ１を制御することで寄生ダイオードＤ２，Ｄ３の蓄積キャリア量を制御することができ、適切なタイミングでスイッチング素子Ｍ１、Ｍ４をターンオンすることができる。

また、駆動制御回路２は、逆回復電荷ΔＱに一次近似して算出された所定時間ｔ１前にスイッチング素子Ｍ２，Ｍ３をオフすることでも適切なタイミングでスイッチング素子Ｍ１，Ｍ４をターンオンすることができる。

（第２実施形態）
図１２および図１３は、本発明の第２実施形態を示すもので、前述実施形態と異なるところは電力変換回路をバックコンバータに適用したところにある。
以下、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相について同様であるため、Ｕ相の電力変換回路に適用した例のみを示す。図１２には電力変換回路５ｕに代わる電力変換回路１５ｕの電気的構成を示している。この電力変換回路１５ｕはバックコンバータの回路構成によるものである。

図１２に示すように、電力変換回路１５ｕは、上アーム側のスイッチング素子Ｍ１および下アーム側のスイッチング素子Ｍ２を入力端子１５ａおよび１５ｂ間に直列接続すると共に、当該スイッチング素子Ｍ１およびＭ２の共通接続点をコイル７ｕの一端に接続して構成されている。なお、本実施形態においては、スイッチング素子Ｍ１，Ｍ２は、それぞれ第１、第２スイッチング素子として構成されている。コイル７ｕの他端はコンデンサ８ｕの一端に接続されると共に出力端子１５ｃに接続されている。このバックコンバータによる電力変換回路１５ｕは、半導体集積回路装置内に構成される。

このようなバックコンバータの回路形態でもほぼ同様に、特にコイル７ｕに流れる電流ｉＬｕ（出力電流）が正の場合で、且つ出力電圧Ｖｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎの１／２よりも小さいときには、図１３（ａ）の比較例に示すように、例えばコイル電流ｉＬｕがゼロクロスするタイミングにてスイッチング素子Ｍ２、Ｍ３をターンオフすると、蓄積電荷をスイッチング素子Ｍ２の寄生キャパシタに十分に充電できなくなり、スイッチング素子Ｍ１のドレイン−ソース間電圧をほぼゼロボルトにできないままスイッチング素子Ｍ１をターンオンする虞がある。

そこで、本実施形態では逆回復電荷ΔＱ₃を、
ΔＱ₃＝（（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）²−Ｖｉｎ²）・Ｃ／２Ｖｏｕｔ …（３）
と設定し、当該逆回復電荷ΔＱ₃に応じた所定時間ｔ１を設定すると良い。すると、本実施形態の動作として図１３（ｂ）に示すように、逆回復電荷ΔＱが寄生キャパシタに注入されることで、コイルｉＬｕの初期電流の負方向電流勾配、負電流最大値を増大して制御でき、これに応じてスイッチング素子Ｍ１の寄生キャパシタＣ１から放電させることができスイッチング素子Ｍ１のドレイン−ソース間電圧をほぼゼロボルトにできる。これにより、ゼロボルトスイッチングを実現できる。

同様に、コイル電流ｉＬｕ（出力電流）が負の場合で、且つ、出力電圧Ｖｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎの１／２より大きいときには、スイッチング素子Ｍ２のドレイン−ソース間電圧をほぼゼロボルトにできないままスイッチング素子Ｍ２をターンオンする虞があるため、逆回復電荷ΔＱ₄を、
ΔＱ₄＝（Ｖｏｕｔ²−（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）²）・Ｃ／２（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）
…（４）
と設定し、当該逆回復電荷ΔＱ₄に応じた所定時間ｔ１を設定すると良い。すると、スイッチング素子Ｍ２のドレイン−ソース間電圧をほぼゼロボルトとした状態でスイッチング素子Ｍ２をターンオンできる。本実施形態によれば、電力変換回路１５ｕをバックコンバータにより構成した場合であっても前述実施形態とほぼ同様に適用できる。

（第３実施形態）
図１４および図１５は、本発明の第３実施形態を示すもので、前述実施形態と異なるところは電力変換回路をブーストコンバータに適用したところにある。
以下、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相について同様であるため、Ｕ相の電力変換回路に適用した例のみを示す。図１４には電力変換回路５ｕに代わる電力変換回路２５ｕの電気的構成を示している。この電力変換回路２５ｕはブーストコンバータによるもので、電力変換回路２５ｕは半導体集積回路装置内に構成される。

電力変換回路２５ｕは、上アーム側のスイッチング素子Ｍ３および下アーム側のスイッチング素子Ｍ４を出力端子２５ｃおよび２５ｄ間に直列接続すると共に、当該スイッチング素子Ｍ３およびＭ４の共通接続点をコイル７ｕの一端に接続して構成されている。コイル７ｕの他端は入力端子２５ａに接続されている。なお、本実施形態においては、スイッチング素子Ｍ３〜Ｍ４は、それぞれ第１、第２スイッチング素子として構成されている。

このような場合には、コイル電流ｉＬｕ（出力電流）が正の場合で、出力電圧Ｖｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎの２倍より小さいときには、図１５（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｍ４をゼロボルトスイッチングできない虞があるため、本実施形態では逆回復電荷ΔＱ₅を、
ΔＱ₅＝（Ｖｉｎ²−（Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ）²）・Ｃ／２（Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ）
…（５）
と設定し、当該逆回復電荷ΔＱ₅に応じた所定時間ｔ１を設定すると良い。すると、本実施形態の動作として図１５（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｍ４をゼロボルトスイッチングできる。

同様に、コイル電流ｉＬｕ（出力電流）が負の場合で、且つ、出力電圧Ｖｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎの２倍より大きいときには、スイッチング素子Ｍ３のドレイン−ソース間電圧をほぼゼロボルトにできないままスイッチング素子Ｍ３をターンオンしてしまう虞があるため、逆回復電荷ΔＱ₆を、
ΔＱ₆＝（（Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ）²−Ｖｉｎ²）・Ｃ／２Ｖｉｎ …（６）
と設定し、当該逆回復電荷ΔＱ₆に応じた所定時間ｔ１を設定すると良い。すると、スイッチング素子Ｍ３のドレイン−ソース間電圧をほぼゼロボルトとした状態でスイッチング素子Ｍ３をターンオンできる。本実施形態によれば、電力変換回路２５ｕをブーストコンバータにより構成した場合であっても前述実施形態とほぼ同様に適用できる。

（第４実施形態）
図１６および図１７は、本発明の第４実施形態を示すもので、前述実施形態と異なるところは電力変換回路を反転形バックブーストコンバータに適用したところにある。
以下、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相について同様であるため、Ｕ相の電力変換回路に適用した例のみを示す。図１６には電力変換回路５ｕに代わる電力変換回路３５ｕの電気的構成を示している。この電力変換回路３５ｕは反転形バックブーストコンバータによる。

電力変換回路３５ｕは、入力側のスイッチング素子Ｍ５および出力側のスイッチング素子Ｍ６を入力端子３５ａおよび出力端子３５ｃ間に直列接続すると共に、当該スイッチング素子Ｍ５およびＭ６の共通接続点をコイル７ｕの一端に接続して構成されている。これらのスイッチング素子Ｍ５およびＭ６はそれぞれＮチャネル型のパワーＭＯＳＦＥＴにより構成されている。コイル７ｕの他端は入力端子３５ｂおよび出力端子３５ｄの共通接続点に接続されている。なお、本実施形態においては、スイッチング素子Ｍ５〜Ｍ６は、それぞれ第１、第２スイッチング素子として構成されている。

このような場合には、コイル電流ｉＬｕ（出力電流）が正の場合で、出力電圧Ｖｏｕｔの絶対値が入力電圧Ｖｉｎより小さいときには、図１７（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｍ５をゼロボルトスイッチングできなくなる。

そこで、本実施形態では逆回復電荷ΔＱ₇を、
ΔＱ₇＝（Ｖｉｎ²−Ｖｏｕｔ²）・Ｃ／２｜Ｖｏｕｔ｜ …（７）
と設定し、当該逆回復電荷ΔＱ₇に応じた所定時間ｔ１を設定すると良い。本実施形態の動作として図１７（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｍ５をゼロボルトスイッチングできる。

同様に、コイル電流ｉＬｕ（出力電流）が負の場合で、且つ、出力電圧Ｖｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎより大きいときには、スイッチング素子Ｍ６のドレイン−ソース間電圧をほぼゼロボルトにできないままスイッチング素子Ｍ６をターンオンする虞があるため、逆回復電荷ΔＱ₈を、
ΔＱ₈＝（Ｖｏｕｔ²−Ｖｉｎ²）・Ｃ／２Ｖｉｎ …（８）
と設定し、当該逆回復電荷ΔＱ₈に応じた所定時間ｔ１を設定すると良い。すると、スイッチング素子Ｍ６のドレイン−ソース間電圧をほぼゼロボルトとした状態でスイッチング素子Ｍ６をターンオンできる。本実施形態によれば、電力変換回路３５ｕをブーストコンバータにより構成した場合であっても前述実施形態とほぼ同様に適用できる。

（第５実施形態）
図１８および図１９は、本発明の第５実施形態を示すもので、前述実施形態と異なるところは、初期電流調整用のスイッチング素子のオンオフタイミングのバリエーションを変更しているところにある。前述実施形態と同一部分については同一符号を付して説明を省略する。

図１８および図１９は、それぞれ出力電流が正の場合について図７に対応したタイミングチャートを示している。図１８および図１９に示すように、初期電流調整用のスイッチング素子Ｍ２、Ｍ３のオンオフタイミングを調整するときには、図１８に示すように、オンタイミングを固定してオン通電期間をｔｂからｔａに変化させてオフタイミングを変更して調整しても良い。また、図１９に示すように、オンオフタイミングのオン通電期間をｔｃ＝ｔｄで一定としてオンオフタイミングのそれぞれを変更して調整しても良い。このような実施形態によれば、前述実施形態と同様の作用効果を奏すると共に、実用的に各スイッチング素子の寄生容量に対する少数キャリアの蓄積量を制御できる。

（他の実施形態）
本発明は、前記した実施形態に限定されるものではなく、例えば、以下に示す変形または拡張が可能である。
電動機１は、３相電動機に限らず、例えば、単相電動機や５相電動機を適用しても良い。この場合、各相毎にＤＣ−ＤＣコンバータによる電力変換回路を設けた形態に適用できる。前述実施形態では３相毎に１つずつ電力変換回路５ｕ，５ｖ，５ｗを設けた実施形態を示したが、電力変換回路の数は限られない。また、電動機に限らず、発電機に適用しても良い。電動機１をハイブリッド車の動力発生装置として適用したが、例えば、電気自動車の回転機の動力を発生するための装置として適用しても良い。

前述実施形態では、スイッチング素子Ｍ２の寄生ダイオードＤ２に蓄積する逆回復電荷ΔＱを考慮した（１）〜（８）式を適用し、コイル電流ｉＬｕがゼロクロスする所定時間ｔ１前にスイッチング素子Ｍ２、Ｍ３を共にターンオフする実施形態を示したが、このタイミングは実用的範囲でマージンを設定すると良い。また、前述実施形態ではコイル７ｕがゼロクロスする所定時間ｔ１前にターンオフする実施形態を示したが、寄生容量の少数キャリア蓄積量をコイル７ｕの電流ｉＬｕがゼロクロスするまでに適切に制御できれば、コイル電流ｉＬｕがゼロクロスする直前のタイミングにてオンオフして少数キャリアの蓄積量を制御しても良い。

前述実施形態では、例えば第１実施形態においては、ゼロクロスタイミング推測部２５が推測した推測ゼロクロスタイミングよりも所定時間ｔ１前に初期電流用スイッチとなるスイッチング素子Ｍ２，Ｍ３をオフすることで蓄積キャリアの量を制御する実施形態を示した。駆動制御回路２が、所定時間ｔ１を演算できれば、初期電流用スイッチとなるスイッチング素子Ｍ２、Ｍ３をオフした時点から選択対象スイッチとなるスイッチング素子Ｍ１，Ｍ４をターンオンする時点までの時間（すなわちデッドタイム）を算出できる。

このため、駆動制御回路２が、スイッチング素子Ｍ２、Ｍ３をオフしてからスイッチング素子Ｍ１、Ｍ４をターンオンするまでのデッドタイムを算出し、スイッチング素子Ｍ２、Ｍ３のオフタイミングから蓄積キャリア量に一意に対応付けられたデッドタイムだけ経過したタイミングにおいてスイッチング素子Ｍ１、Ｍ４をターンオンするような回路ブロック構成としても良い。第２実施形態以降の実施形態でも同様である。スイッチング素子は、パワーＭＯＳＦＥＴに限られずＲＣ−ＩＧＢＴを適用しても良い。

図面中、Ａは制御システム、１は電動機、２Ａは駆動制御装置、２は駆動制御回路（駆動制御手段）、３は３相コンバータ、４はバッテリ、５ｕ〜５ｗは電力変換回路、６ｕ〜６ｗはスイッチング回路、７ｕ〜７ｗはコイル、８ｕ〜８ｗはコンデンサ、１０ｕ〜１０ｗは電圧センサ、１１ｕ〜１１ｗは電流センサ、１２ｕ〜１２ｗは電流センサ、１５ｕ、２５ｕ、３５ｕは電力変換回路、２４はゼロクロスタイミング推測部（ゼロクロスタイミング推測手段）、Ｍ１〜Ｍ４はスイッチング素子、Ｄ１〜Ｄ６は寄生ダイオードを示す。

Claims (10)

1. 第１ダイオードが逆並列接続された第１スイッチング素子と、前記第１スイッチング素子に直列接続されると共に第２ダイオードが逆並列接続された第２スイッチング素子とを備え寄生キャパシタが構成されてなるスイッチング回路と、コイルと、を備えた電力変換回路についての駆動制御手段を備えた駆動制御装置であって、
   前記駆動制御手段は、
   前記第２スイッチング素子をオフ状態のまま前記第１スイッチング素子をオンすることで前記コイルに電流を所定方向に通電し、
   前記コイルの通電電流を所定方向に通電した状態において前記第１スイッチング素子をオフし、
   前記コイルの通電電流が所定方向最大値からゼロに近づき前記コイルの通電電流がゼロクロスするタイミングまでの間に前記第１スイッチング素子をオフとしたまま前記第２スイッチング素子をオンオフすることで前記第２ダイオードに通電して当該第２ダイオードの蓄積キャリアの量を制御し、
   前記コイルの通電電流が所定方向とは逆方向に反転すると前記第２ダイオードに逆回復電流が流れることで前記蓄積キャリアを消滅させ、前記寄生キャパシタおよび前記コイルにより共振状態を構成して前記第１スイッチング素子の両端電圧をほぼゼロボルトとした状態で当該第１スイッチング素子をターンオンすることを特徴とする電力変換回路の駆動制御装置。
2. 前記駆動制御手段は、
   前記第１スイッチング素子をオフとしたまま前記第２スイッチング素子をオンすることで前記第２ダイオードに蓄積されたキャリアを消滅させ、前記コイルの通電電流が所定方向最大値からゼロに近づきゼロクロスするタイミングの所定時間前に前記第２スイッチング素子をオフし、
   前記第１および第２スイッチング素子を共にオフに保持することで前記コイルの通電電流がゼロクロスするタイミングまでの間に前記第２ダイオードに通電することで当該第２ダイオードにキャリアを蓄積し当該蓄積キャリアの量を制御することを特徴とする請求項１記載の電力変換回路の駆動制御装置。
3. 前記駆動制御手段は、
   前記コイルの通電電流がゼロクロスするタイミングを推測するゼロクロスタイミング推測手段を備え、
   前記コイルの通電電流がゼロクロスするタイミングの所定時間前に前記第２スイッチング素子をオフするときには、
   前記ゼロクロスタイミング推測手段による推測ゼロクロスタイミングから前記第２ダイオードの蓄積キャリア量に一意に対応付けられた前記所定時間前に前記第２スイッチング素子をオフすることを特徴とする請求項２記載の電力変換回路の駆動制御装置。
4. 前記駆動制御手段は、
   前記ゼロクロスタイミング推測手段による推測ゼロクロスタイミングから前記第２ダイオードの蓄積キャリア量に一次近似して算出された前記所定時間前に前記第２スイッチング素子をオフすることを特徴とする請求項３記載の電力変換回路の駆動制御装置。
5. 前記駆動制御手段は、前記第２スイッチング素子のオフタイミングから蓄積キャリア量に一意に対応付けられたデッドタイムだけ経過したタイミングにおいて前記第１スイッチング素子をターンオンすることを特徴とする請求項１または２記載の電力変換回路の駆動制御装置。
6. 前記駆動制御手段は、前記第２ダイオードの蓄積キャリア量に一次近似して算出されたデッドタイムを経過したタイミングにおいて前記第１スイッチング素子をターンオンすることを特徴とする請求項５記載の電力変換回路の駆動制御装置。
7. 前記電力変換回路は、
   第１および第２入力端子間に直流電力が与えられると第１および第２出力端子に電力を変換出力する回路であって、
   前記電力変換回路の第１および第２入力端子間に前記直列接続された第１および第２スイッチング素子を備えると共に、
   前記第２スイッチング素子と同時にオンオフする第３スイッチング素子であって第３ダイオードが逆並列接続された第３スイッチング素子と、
   前記第３スイッチング素子に直列接続されると共に前記第１スイッチング素子と同時にオンオフする第４スイッチング素子であって第４ダイオードが逆並列接続された第４スイッチング素子と、を備え、
   前記直列接続された第３および第４スイッチング素子は前記第１および第２出力端子間に接続され、
   前記コイルは、前記直列接続された第１および第２スイッチング素子間の共通接続点と、前記直列接続された第３および第４スイッチング素子間の共通接続点との間に接続された非反転形バックブーストコンバータに適用したことを特徴とする請求項１ないし６の何れかに記載の電力変換回路の駆動制御装置。
8. 前記電力変換回路は、
   第１および第２入力端子間に直流電力が与えられると第１および第２出力端子間から電力を変換出力する回路であって、
   前記電力変換回路の第１および第２入力端子間に前記直列接続された第１および第２スイッチング素子を備え、
   前記コイルは、その一方が前記直列接続された第１および第２スイッチング素子間の共通接続点に接続されると共に、その他方が前記電力変換回路の第１出力端子に接続されたバックコンバータに適用したことを特徴とする請求項１ないし６の何れかに記載の電力変換回路の駆動制御装置。
9. 前記電力変換回路は、
   第１および第２入力端子間に直流電力が与えられると第１および第２出力端子に電力を変換出力する回路であって、
   前記直列接続された第１および第２スイッチング素子を前記電力変換回路の第１および第２出力端子間に接続して構成され、
   前記コイルは、前記電力変換回路の第１入力端子と前記第１および第２スイッチング素子の共通接続点に接続して構成されたブーストコンバータに適用したことを特徴とする請求項１ないし６の何れかに記載の電力変換回路の駆動制御装置。
10. 前記電力変換回路は、
    第１および第２入力端子間に直流電力が与えられると第１および第２出力端子に電力を変換出力する回路であって、
    前記電力変換回路の第１入力端子と第１出力端子との間に前記直列接続された第１および第２スイッチング素子を備え、
    前記コイルは、共通接続された前記電力変換回路の第２入力端子および第２出力端子と、前記直列接続された第１および第２スイッチング素子の共通接続点と、の間に接続された反転形バックブーストコンバータに適用したことを特徴とする請求項１ないし６の何れかに記載の電力変換回路の駆動制御装置。

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