JP2011130571A - 電力変換回路の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】パワースイッチング素子Ｓｉのオン・オフ操作の繰り返しによってコイルを流れる電流の絶対値を増減させることで直流電源の電圧を変換して出力するに際し、オンすべき期間が短い場合に、オン時間の制御性が低下すること。
【解決手段】パワースイッチング素子Ｓｉのゲートには、コンデンサ５８の電圧が印加される。コンデンサ５８の電圧は、パワースイッチング素子Ｓｉを今回オン操作するに先立ち、今回のオン操作期間に流れる電流の最大値を予測し、この予測値が閾値以上であるか否かに応じて可変設定される。
【選択図】 図２

Description

本発明は、電圧制御形のスイッチング素子のオン・オフ操作の繰り返しによってコイルを流れる電流の絶対値を増減させることで直流電源の電圧を変換して出力する電力変換回路について、その出力電圧を制御する電力変換回路の制御装置に関する。

回転機に対する指令電圧とキャリアとの大小比較に基づきインバータのスイッチング素子を操作することが周知である。これによれば、回転機の端子に、擬似的に正弦波形状の指令電圧を印加することができる。ただし、この場合には、インバータの出力電圧が２値的に激しく変動することに起因して、回転機の中性点電圧が大きく変動してコモンモードノイズが発生したり、サージが大きくなったりする等の不都合が生じる。

そこで従来、例えば下記特許文献１の図１９等に見られるように、電源電圧に対してコンデンサの電圧を所望に変換するＤＣＤＣコンバータに３相回転機の各相の端子を接続することも提案されている。上記文献には、これによって、３相回転機の各相に正弦波形状の電圧が印加されるために、サージ電圧を抑制することができると記載されている。

なお、従来の電力変換回路としては、他にも例えば下記特許文献２に記載されているものがある。

特開２００６−１３６１２５号公報 特開２００１−１２８４５４号公報

ところで、通常、ＤＣＤＣコンバータとして利用されるコンバータに回転機を接続することでコンバータおよび回転機間に交流電流を流す場合には、コンデンサの電圧を迅速に変化させる必要が生じる。そしてこの際の電圧の制御性を高くするためには、コンバータのスイッチング素子のスイッチング周波数が高くなるため、スイッチング状態の切り替え速度についてもこれを高速化することが望まれる。

ただし、上記スイッチング周波数を上昇させていくと、特にオン状態からオフ状態への切替（ターンオフ）に要する時間がオン状態とされる期間の割りに長くなるため、オン状態となる期間を高精度に制御することができなくなることが発明者らによって見出されている。

なお、上記に限らず、電圧制御形のスイッチング素子のオン・オフ操作の繰り返しによってコイルを流れる電流の絶対値を増減させることで直流電源の電圧を変換して出力するものにあっては、スイッチング素子のオン期間が短くなることに起因してオン状態となる期間を高精度に制御することができなくなるおそれのあるこうした実情も概ね共通したものとなっている。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、電圧制御形のスイッチング素子のオン・オフ操作の繰り返しによってコイルを流れる電流の絶対値を増減させることで直流電源の電圧を変換して出力するものにあって、オン期間が縮小されてもオン状態となる期間の制御性を高く維持することのできる電力変換回路の制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、電圧制御形のスイッチング素子のオン・オフ操作の繰り返しによってコイルを流れる電流の絶対値を増減させることで直流電源の電圧を変換して出力する電力変換回路について、その出力電圧を制御する電力変換回路の制御装置において、
前記スイッチング素子のスイッチング周波数の上昇および低下を周期的に繰り返すことで前記コイルを流れる電流の最大値を周期的に減少および増加させるようにして前記スイッチング素子を操作する操作手段を備え、該操作手段は、前記スイッチング素子をオンすべき期間が閾値以下の場合には前記閾値よりも長い場合と比較して、前記スイッチング素子のオフ状態への切り替え開始時点における前記スイッチング素子の導通制御端子の充電電圧を低下させる低下手段を備えることを特徴とする。

充電電圧が低いほど、スイッチング状態をオン状態からオフ状態へと切り替えるのに要する所要時間が短くなる。上記発明では、この点に鑑み、オンすべき期間が短くなる場合に充電電圧を低下させるために、オフ状態への切替に要する時間がオン状態となる期間に対して過度に長くなる事態を好適に回避することができる。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記操作手段は、前記コイルを流れる電流がゼロとなることで前記スイッチング素子をオフ状態からオン状態へと切り替えるものであり、前記低下手段は、前記スイッチング素子を流れる電流の最大値が閾値以下の場合には前記閾値よりも大きい場合と比較して前記オフ状態への切り替え開始時点における前記充電電圧を低下させることを特徴とする。

上記発明では、スイッチング素子の電流の最大値が小さい場合には大きい場合と比較してスイッチング素子がオン状態となる期間が短くなることに着目し、最大値が小さい場合に充電電圧を低下させる。

請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記スイッチング素子の今回のオン操作に先立ち、前記電力変換回路の入力電圧、出力電圧および出力電流に基づき、前記今回のオンすべき期間においてスイッチング素子に流れる電流の最大値を予測する予測手段を更に備え、前記低下手段は、前記予測手段による予測結果に基づき前記今回のオン操作の後の前記オフ状態への切り替え開始時点における前記充電電圧を設定することを特徴とする。

上記発明では、予測手段を備えることで、今回のオン操作の後のオフ状態への切替開始時点における充電電圧を、予め予測手段によって予測された値に基づき迅速に設定することができる。このため、スイッチング周波数が高くなる状況であっても、充電電圧の可変設定を確実に行うことができる。

請求項４記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記操作手段は、前記スイッチング素子をオンすべき期間を設定した後に該設定された期間にわたって前記スイッチング素子をオン状態とする操作を行うものであり、前記低下手段は、前記設定されたオンすべき期間に基づき、当該オン操作の後のオフ状態への切り替え開始時点における前記充電電圧を設定することを特徴とする。

上記発明では、設定されるオンすべき期間に基づき上記充電電圧を設定することで、オン操作時間の制御性の低下をいっそう好適に抑制することができる。

請求項５記載の発明は、請求項１〜４のいずれか１項に記載の発明において、前記スイッチング素子をオン操作すべく前記導通制御端子に印加する電圧を生成する電圧生成手段を更に備え、前記低下手段は、前記オンすべき期間が閾値以下の場合には該閾値よりも長い場合と比較して、前記電圧生成手段によって生成される電圧を低下させることを特徴とする。

請求項６記載の発明は、請求項１〜４のいずれか１項に記載の発明において、前記低下手段は、前記スイッチング素子のオンすべき期間の途中で前記スイッチング素子の導通制御端子の電圧を低下させることを特徴とする。

なお、前記電圧を低下させる指令タイミングは、前記スイッチング素子をオフする指令を出すタイミングよりも所定時間だけ前とすることが望ましく、この所定時間を、上記指令タイミングから前記スイッチング素子が実際にオフ状態となるまでの所要時間以上とすることが望ましい。

請求項７記載の発明は、請求項１〜６のいずれか１項に記載の発明において、前記電力変換回路の出力電圧は、回転機の端子に印加されるものであることを特徴とする。

上記発明では、スイッチング素子のスイッチング周波数が特に高くなる場合がある。このため、請求項１〜６にかかる発明の利用価値が特に大きい。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかる駆動回路の回路構成を示す回路図。 同実施形態にかかるチョッパ制御の態様を示す回路図。 同実施形態にかかるチョッパ制御に関する処理を示すブロック図。 同実施形態にかかる出力指令値ｉＣｃの設定手法を示すタイムチャート。 同実施形態にかかるパルス幅算出部の処理の詳細を示すブロック図。 同実施形態にかかるチョッパ制御の処理手順を示す流れ図。 同実施形態にかかるターンオフ速度の低下処理の手順を示す流れ図。 同実施形態にかかるチョッパ制御の態様を示すタイムチャート。 同実施形態にかかるパワースイッチング素子のオン、オフ操作の追従性を示すタイムチャート。 同実施形態にかかるパワースイッチング素子のゲート電圧、ドレイン電流、ならびにソースおよびドレイン間の電圧の関係を示す図。 第２の実施形態にかかる駆動回路の回路構成を示す回路図。 第３の実施形態にかかる駆動回路の回路構成を示す回路図。 第４の実施形態にかかる駆動回路の回路構成を示す回路図。 同実施形態にかかるゲート電圧の推移を示すタイムチャート。 第５の実施形態にかかるターンオフ速度の低下処理の手順を示す流れ図。 上記各実施形態の変形例におけるゲート印加電圧の推移を示すタイムチャート。 上記第３，４の実施形態の変形例を示す回路図。 上記各実施形態の変形例におけるコンバータの回路構成を示す回路図。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる電力変換回路の制御装置をハイブリッド車の動力発生装置に接続される電力変換回路の制御装置に適用した第１の実施の形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態の制御システムの全体構成を示す。

電動機１０は、ハイブリッド車の動力発生装置であり、ここでは、永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）を例示している。電動機１０は、電力変換回路（ＥＰＣ１４）を介して、高電圧バッテリ１２に接続されている。ここで、高電圧バッテリ１２は、ニッケル水素蓄電池やリチウムイオン蓄電池等の蓄電池である。

上記ＥＰＣ１４は、電動機１０の各相に接続される各別のコンバータを備えて構成され、各相に印加する電圧を連続的に調節することが可能なものである。詳しくは、本実施形態にかかるＥＰＣ１４は、各相毎に、非反転形バックブーストコンバータを備えて構成されている。すなわち、Ｕ相については、上記高電圧バッテリ１２に並列接続されるパワースイッチング素子Ｓｕ１およびパワースイッチング素子Ｓｕ２の直接接続体と、電動機１０のＵ相およびグランド間に接続されるコンデンサＣｕと、コンデンサＣｕに並列接続されるパワースイッチング素子Ｓｕ３およびパワースイッチング素子Ｓｕ４の直接接続体と、上記２つの直列接続体の接続点間を接続するコイルＬｕとを備えるコンバータを有する。ここで本実施形態では、パワースイッチング素子Ｓｕ１，Ｓｕ２，Ｓｕ３，Ｓｕ４として、パワーＭＯＳＦＥＴを例示している。これら各パワースイッチング素子Ｓｕ１，Ｓｕ２，Ｓｕ３，Ｓｕ４には、ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２，Ｄｕ３，Ｄｕ４が並列接続されている。詳しくは、ダイオードＤｕ１，Ｄｕ２，Ｄｕ３，Ｄｕ４は、ボディーダイオードである。そして、ＥＰＣ１４は、Ｖ相、Ｗ相についても、同様の構成を有するコンバータを備えて構成されている。

上記制御システムは、その内部の各種状態を検出するための手段として、次のものを備えている。まず、高電圧バッテリ１２の電圧を検出する電圧センサ２０を備えている。またＥＰＣ１４のＵ相部分については、コイルＬｕを流れる電流を検出する電流センサ２２と、コンデンサＣｕの電圧を検出する電圧センサ２４とを備えている。一方、ＥＰＣ１４のＶ相部分については、コイルＬｖを流れる電流を検出する電流センサ２６と、コンデンサＣｖの電圧を検出する電圧センサ２８とを備えている。また、ＥＰＣ１４のＷ相部分については、コイルＬｗを流れる電流を検出する電流センサ３０と、コンデンサＣｗの電圧を検出する電圧センサ３２とを備えている。更に、電動機１０に関する状態としては、各相の電流を検出する電流センサ３４，３６，３８を備えている。

一方、制御装置４０は、電動機１０を制御対象とする制御装置であり、上記各種センサの検出値を取り込み、これらに基づき、ＥＰＣ１４を操作する。詳しくは、ＥＰＣ１４の各パワースイッチング素子Ｓｕ〜Ｓｕ４，Ｓｖ１〜Ｓｖ４、Ｓｗ１〜Ｓｗ４のそれぞれを、駆動回路Ｄｒを介して操作する。そして、これらを用いてチョッパ制御を行うことで、高電圧バッテリ１２の電圧を所望に変換して各コンデンサＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗの電圧とする。

図２に、上記駆動回路Ｄｒの回路構成を示す。なお、これ以降の記載においては、原則として、電動機１０の各相を示すアルファベットを削除する。このため、例えば、パワースイッチング素子Ｓｕｉ，Ｓｖｉ，Ｓｗｉ（ｉ＝１〜４）を、パワースイッチング素子Ｓｉと記載する。

図示されるように、駆動回路Ｄｒは、トランス５０を備えている。トランス５０の１次側コイル５０ａには、電源５２が直列接続されており、１次側コイル５０ａおよび電源５２を備えるループ回路がスイッチング素子５４によって開閉される。トランス５０の２次側コイル５０ｂには、ダイオード５６を介してコンデンサ５８が並列接続されている。このコンデンサは、パワースイッチング素子Ｓｉの導通制御端子（ゲート）に電圧を印加する手段である。コンデンサ５８には、充電用スイッチング素子６０および放電用スイッチング素子６２の直列接続体が並列接続されており、これらの接続点にゲート抵抗６３を介してパワースイッチング素子Ｓｉのゲートが接続されている。

上記スイッチング素子６０，６２は、駆動制御回路６４によって操作される。すなわち、駆動制御回路６４は、入力される操作信号ｇｉに基づき、充電用スイッチング素子６０や放電用スイッチング素子６２を操作することで、パワースイッチング素子Ｓｉをオンオフ操作する。詳しくは、操作信号ｇｉがオン操作指令である場合、充電用スイッチング素子６０をオン状態として且つ放電用スイッチング素子６２をオフ状態とすることでパワースイッチング素子Ｓｉのゲートにコンデンサ５８の電圧を印加する。一方、操作信号ｇｉがオフ操作指令である場合、充電用スイッチング素子６０をオフ状態として且つ放電用スイッチング素子６２をオン状態とすることでパワースイッチング素子Ｓｉのゲートをソース電位に引き下げる。

コンデンサ５８の電圧は、制御装置４０から出力される電圧値指令信号ｓｃに応じて２値的に可変設定される。ここで、コンデンサ５８の電圧を可変設定する手段について説明する。コンデンサ５８には、抵抗体６７，６８の直列接続体が並列接続されており、抵抗体６７，６８の接続点の電圧がＰＷＭ処理部６９、アイソレータ７０およびフィルタ７１を介してエラーアンプ６６に印加されている。ここで、アイソレータ７０は、フォトカプラ等によって構成されている。一方、ＰＷＭ処理部６９は、上記抵抗体６７，６８の接続点の電圧（アナログ値）を２値信号によって表現することで、アナログ値をアイソレータを介して出力することを可能とするものである。また、フィルタ７１は、アイソレータ７０の出力する２値信号をアナログ信号に変換する。

一方、エラーアンプ６６は、閾値切替部７２の出力する閾値電圧とフィルタ７１の出力電圧との差に応じた信号を出力する手段である。エラーアンプ６６の出力信号は、ＰＷＭコンパレータ７４の非反転入力端子に印加される。ＰＷＭコンパレータ７４の反転入力端子には、キャリア信号が印加されており、ＰＷＭコンパレータ７４では、エラーアンプ６６の出力信号とキャリア信号との大小に応じてスイッチング素子５４をオン・オフする。これにより、スイッチング素子５４は、コンデンサ５８の電圧を閾値切替部７２によって設定される閾値電圧に応じた閾値にフィードバック制御すべくオンオフの１周期に対するオン時間の比率（時比率）が操作されることとなる。

次に、本実施形態にかかるチョッパ制御について、図３を用いて説明する。なお、図３においては、ＥＰＣ１４を構成する３つのコンバータのうちの１つを示す。なお、図３においては、説明の便宜上、コンデンサＣおよびこれに接続される電動機１０の端子間の電荷の流出入量が無視できるほど小さい場合を示す。以下では、コンバータのうちのコンデンサＣ以外の回路（チョッパ回路部）からチョッパ回路部およびコンデンサＣ間への出力電流の符号が正である場合を説明した後、負である場合を説明する。

まず初めに、図３(ａ)、図３（ｂ）に基づき、上記出力電流が正である場合の処理について説明する。図３（ａ）に示されるように、パワースイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオン状態とされると、高電圧バッテリ１２、パワースイッチング素子Ｓ１、コイルＬ、およびパワースイッチング素子Ｓ４を備えて構成される閉ループ回路に電流が流れる。その後、図３（ｂ）に示されるように、パワースイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオフ状態とされると、コイルＬの逆起電力によって、コイルＬ、ダイオードＤ３、コンデンサＣ，およびダイオードＤ２を備えて構成される閉ループ回路に電流が流れる。これにより、コンデンサＣが充電される。

次に、図３（ｃ）、図３（ｄ）に基づき、上記出力電流が負である場合の処理について説明する。図３（ｃ）に示されるように、パワースイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオン状態とされると、コンデンサＣ、パワースイッチング素子Ｓ３、コイルＬ、およびパワースイッチング素子Ｓ２を備えて構成される閉ループ回路に電流が流れる。これにより、コンデンサＣの電荷が放出される。その後、図３（ｄ）に示されるように、パワースイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオフ状態とされると、コイルＬの逆起電力によって、コイルＬ，ダイオードＤ１、高電圧バッテリ１２、およびダイオードＤ４を備えて構成される閉ループ回路に電流が流れる。

このように、チョッパ制御によって、直流電源（高電圧バッテリ１２）の電圧を変換して出力することで、換言すればコンデンサＣの電圧を調節することで、電動機１０に印加する電圧値をアナログ値とすることができる。ただし、実際には、コンデンサＣおよび電動機１０間での電荷の流出入に起因して、コンデンサＣの電圧の上昇および低下のそれぞれと、上記チョッパ回路部からの出力電流の符号とが１対１に対応しない。本実施形態では、こうした状況にあっても、コンデンサＣの電圧を適切に制御することができるように、上記操作信号ｇｉを生成する。図４に、上記操作信号ｇｉの生成処理を示す。

指令電圧設定部８０では、電動機１０の各相の電流ｉＭｕ，ｉＭｖ，ｉＭｗ（コンバータの出力電流Ｉｏｕｔ）と、要求トルクとに基づき、コンバータに対する出力電圧の指令値(指令電圧Ｖｃ）を設定する。この処理は、周知の電流フィードバック制御によって行えばよい。すなわち、相電流ｉＭｕ，ｉＭｖ，ｉＭｗを２相変換して得られるｄｑ軸上の実電流を要求トルクに応じて算出されるｄｑ軸上の指令電流にフィードバック制御するための操作量として、電動機１０の各相の指令電圧Ｖｃを算出すればよい。ここで、フィードバック制御としては、例えば比例積分制御とすればよい。こうして設定される指令電圧Ｖｃは、正弦波等の交流信号となる。

オフセット補正部８２では、指令電圧Ｖｃに、オフセット電圧Δを加算する補正を行う。これは、指令電圧Ｖｃがゼロボルトを振幅中心とする正弦波等の交流信号であるという条件下、コンデンサＣの電圧の極性を固定するためになされるものである。このようにオフセット電圧Δを加算する補正を行うことで、コンデンサＣの電圧は、オフセット電圧Δを振幅中心として変動するように制御されることとなる。なお、コンデンサＣの極性を固定するためには、オフセット電圧Δは、指令電圧Ｖｃの振幅の最大値以上とすれば足りるが、本実施形態では、更に、振幅の最大値よりも規定電圧だけ高い電圧をオフセット電圧Δとしている。これは、チョッパ制御による電流の変化がコンデンサＣの電圧と高電圧バッテリ１２の電圧とによって定まることに鑑み、チョッパ制御の電流の変化速度を規定速度以上とするための設定である。

オフセット補正された指令電圧Ｖｃは、偏差算出部８４に取り込まれる。偏差算出部８４は、オフセット補正部８２の出力から、コンバータの出力電圧Ｖｏｕｔ（電動機１０の各相に印加される電圧ＶＣｕ、ＶＣｖ，ＶＣｗ）を減算する。偏差算出部８４の出力は、フィードバック制御部８６に取り込まれる。ここでは、比例制御がなされる。ここで、比例ゲインＫは、コンデンサＣの容量と、コンデンサＣの電圧の要求変化速度とに基づき設定されるものである。フィードバック制御部８６の出力は、フィードフォワード補正部８８に取り込まれる。フィードフォワード補正部８８では、フィードバック制御部８６の出力に上記出力電流Ｉｏｕｔを加算することで、コンデンサＣおよび電動機１０側への出力指令値ｉＣｃを算出する。この出力指令値ｉＣｃは、コンデンサＣへの供給電流量と電動機１０の端子への供給電流量との和の指令値となっている。そして、パルス幅算出部９０では、出力指令値ｉＣｃや、電圧センサ２０によって検出される高電圧バッテリ１２の電圧（入力電圧Ｖｉｎ）、出力電圧Ｖｏｕｔに基づき、コンデンサＣおよび電動機１０側への出力電流が出力指令値ｉＣｃとなるように、パワースイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のオン時間ｔｐまたはパワースイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のオン時間ｔｎを算出する。これにより、コンバータの出力電流を、出力指令値ｉＣｃに制御する。出力部９２では、オン時間ｔｐまたはオン時間ｔｎに基づき、パワースイッチング素子Ｓ１，Ｓ３の操作信号ｇ１、ｇ４またはパワースイッチング素子Ｓ２，Ｓ３の操作信号ｇ２、ｇ３を生成するとともに、上記電圧値指令信号ｓｃを生成する。

次に、図５に基づき、パルス幅算出部９０の処理について詳述する。

図５（ａ）は、出力電流ｉＣが正である場合にコイルＬに流れる電流を示している。ここで、オン時間ｔｐは、パワースイッチング素子Ｓ１、Ｓ４のオン時間を示している。図示されるように、パワースイッチング素子Ｓ１、Ｓ４がオン操作されると、先の図３（ａ）に示した回路部分に電流が流れることで、コイルＬに流れる電流が漸増する。そして、オン時間ｔｐが経過すると、パワースイッチング素子Ｓ１、Ｓ４がオフ操作されるために、先の図３（ｂ）に示した回路部分に電流が流れ、コイルＬの電流は漸減する。そして、本実施形態では、コイルＬを流れる電流がゼロとなることで、パワースイッチング素子Ｓ１、Ｓ４を再度オン状態に切り替える。

ここで、コンデンサＣおよび電動機１０側に電流が流れるのがパワースイッチング素子Ｓ１、Ｓ４がオフ状態である期間であり、また、この電流が漸減するものであるため、微視的なタイムスケールでは、この電流を出力指令値ｉＣｃとすることはできない。そこで本実施形態では、コンデンサＣおよび電動機１０側に出力される電流の所定期間における平均値を、出力指令値ｉＣｃとする。そして、この所定期間を、パワースイッチング素子Ｓ１、Ｓ４のオン・オフ操作の一周期とする。図５（ａ）では、コンデンサＣおよび電動機１０側に供給される電荷量を、斜線部分の面積として示している。この面積がパワースイッチング素子Ｓ１、Ｓ４のオン・オフの一周期にわたる出力指令値ｉＣｃの積分値に等しくなるなら、コンデンサＣおよび電動機１０側への実際の出力電流の一周期における平均値を、出力指令値ｉＣｃとすることができる。これは、オン時間ｔｐを以下のように設定することで実現することができる。

漸増および漸減を繰り返しつつコイルＬを流れるピーク電流Ｉｐｅａｋは、コイルＬのインダクタンスＬ、オン時間ｔｐおよび入力電圧Ｖｉｎを用いて、以下の式にて表現される。

Ｖｉｎ＝Ｌ・Ｉｐｅａｋ／ｔｐ …（ｃ１）
また、このピーク電流Ｉｐｅａｋは、オフ時間ｔｏｆｆと、コンデンサＣの電圧(出力電圧Ｖｏｕｔ)とを用いて、以下の式にて表現される。

Ｖｏｕｔ＝Ｌ・Ｉｐｅａｋ／ｔｏｆｆ …（ｃ２）
上記の式（ｃ１）、（ｃ２）から、オン時間ｔｐとオフ時間ｔｏｆｆとの関係が下記の式（ｃ３）となる。

Ｖｉｎ／Ｖｏｕｔ＝ｔｏｆｆ／ｔｐ …（ｃ３）
ここで、上記一周期におけるコンデンサＣおよび電動機１０側への供給電流の平均値は、下記の式（ｃ４）にて表現される。

Ｉｐｅａｋ・ｔｏｆｆ／｛２・（ｔｐ＋ｔｏｆｆ）｝
＝ｔｐ・Ｖｉｎ・Ｖｉｎ／｛２・Ｌ・（Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ）｝ …（ｃ４）
これが、出力指令値ｉＣｃと等しいとすると、下記の式（ｃ５）が得られる。

ｔｐ＝２・Ｌ・ｉＣｃ・（Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ）／（Ｖｉｎ・Ｖｉｎ） …（ｃ５）
一方、図５（ｂ）は、出力電流ｉＣが負である場合のコイルＬに流れる電流を示している。ここで、オン時間ｔｎは、パワースイッチング素子Ｓ２、Ｓ３のオン時間を示している。図示されるように、パワースイッチング素子Ｓ２、Ｓ３がオン操作されると、先の図３（ｃ）に示した回路部分に電流が流れることで、コイルＬに流れる電流の絶対値が漸増する。ただし、コンデンサＣの両電極のうちの電動機１０との接続側へ流れる方向を電流の正の向きとしているために、図５（ｂ）では、電流がゼロを下回って漸減すると記載している。そして、オン時間ｔｎが経過すると、パワースイッチング素子Ｓ２、Ｓｃ３がオフ操作されるために、先の図２（ｄ）に示した回路部分に電流が流れ、コイルＬの電流の絶対値は漸減する。そして、本実施形態では、コイルＬを流れる電流がゼロとなることで、パワースイッチング素子Ｓ２、Ｓ３を再度オン状態に切り替える。

ここでも、コンデンサＣおよび電動機１０側への出力電流の所定期間における平均値を、出力指令値ｉＣｃとすべく、オン時間ｔｎにおいてコンデンサＣおよび電動機１０側から引き抜かれる電荷量（斜線部分の面積）を、パワースイッチング素子Ｓ２、Ｓ３のオン・オフの一周期にわたる出力指令値ｉＣｃの積分値に等しくする。これは、オン時間ｔｎを以下の式（ｃ６）とすることで実現することができる。

ｔｎ
＝２・Ｌ・（−ｉＣｃ）・（Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ）／（Ｖｉｎ・Ｖｏｕｔ） …（ｃ６）
上記の式（ｃ６）においては、コンデンサＣおよび電動機１０側に電流が流れる方向を正としているため、出力指令値ｉＣｃに「−１」を乗算することで、オン時間ｔｎを正としている。上記の式（ｃ５）および式（ｃ６）からわかるように、出力指令値ｉＣｃ、入力電圧Ｖｉｎ、および出力電圧Ｖｏｕｔを入力とすることで、オン時間ｔｐ，ｔｎを算出することができる。ここで、オン時間ｔｐを用いるか、オン時間ｔｎを用いるかは、出力指令値ｉＣｃの符号によって定まる。

次に、出力部９２の処理について説明する。図６に、出力部９２の処理の詳細を示す。操作信号生成部９２ａでは、パルス幅算出部９０によって算出された上記オン時間ｔｎ，ｔｐに基づき、パワースイッチング素子Ｓｉの操作信号ｇｉを算出する。一方、ピーク電流予測部９２ｂでは、パルス幅算出部９０によって算出された上記オン時間ｔｎ，ｔｐ、入力電圧Ｖｉｎ、および出力電圧Ｖｏｕｔに基づき、今回のオン操作によってパワースイッチング素子Ｓｉを流れると予測される電流のピーク値（ピーク電流Ｉｐｅａｋ）を予測する。これは、上記の式（ｃ４）等に基づき算出されるものである。充電電圧設定部９２ｃでは、ピーク電流Ｉｐｅａｋに基づき、電圧値指令信号ｓｃを生成する。

図７に、操作信号生成部９２ａの行う処理の手順を示す。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、コイルＬに流れる電流ｉＬがゼロであるか否かを判断する。この処理は、パワースイッチング素子Ｓ１、Ｓ４またはパワースイッチング素子Ｓ２、Ｓ３をオフ状態からオン状態に切り替えるタイミングを判断するためのものである。そして、ゼロであると判断される場合には、オン状態への切り替えタイミングであることから、ステップＳ１２に移行する。ステップＳ１２においては、出力指令値ｉＣｃがゼロ以上であるか否かを判断する。この処理は、コンデンサＣおよび電動機１０側に電荷を供給すべく、パワースイッチング素子Ｓ１、Ｓ４をオン操作するか、コンデンサＣおよび電動機１０側から電荷を引き抜くべく、パワースイッチング素子Ｓ２、Ｓ３をオン操作するかを判断するものである。

出力指令値ｉＣｃがゼロ以上である場合、ステップＳ１４において、パワースイッチング素子Ｓ１、Ｓ４をオン操作すべく、操作信号ｇ１，ｇ４をターンオンする。続くステップＳ１６においては、パワースイッチング素子Ｓ１、Ｓ４がオン状態とされる時間を計時するカウンタをインクリメントする。この処理は、カウンタの値が上記オン時間ｔｐ以上となるまで継続される(ステップＳ１８)。そして、カウンタの値が上記オン時間ｔｐ以上となると(ステップＳ１８：Ｙｅｓ)、ステップＳ２０において、操作信号ｇ１、ｇ４をターンオフするとともに、カウンタをリセットする。

一方、上記ステップＳ１２において出力指令値ｉＣｃがゼロ未満と判断される場合、ステップＳ２２において、パワースイッチング素子Ｓ２、Ｓ３をオン操作すべく、操作信号ｇ２，ｇ３をターンオンする。続くステップＳ２４においては、パワースイッチング素子Ｓ２、Ｓ３がオン状態とされる時間を計時するカウンタをインクリメントする。この処理は、カウンタの値が上記オン時間ｔｎ以上となるまで継続される(ステップＳ２６)。そして、カウンタの値が上記オン時間ｔｎ以上となると(ステップＳ２６：Ｙｅｓ)、ステップＳ２８において、操作信号ｇ２、ｇ３をターンオフするとともに、カウンタをリセットする。

なお、上記ステップＳ２０，Ｓ２８の処理が完了する場合や、ステップＳ１０において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。

図８に、上記充電電圧設定部９２ｃによる処理の手順を示す。

この一連の処理では、まずステップＳ３０において、ピーク電流Ｉｐｅａｋの絶対値が閾値電流Ｉｔｈ以下であるか否かを判断する。ここで、閾値電流Ｉｔｈは、本制御システムにおける許容最大電流の「１／２」に設定されている。この許容最大電流は、例えば、制御システムとして、電動機１０に流すことを許容する最大電流値に基づき定められるものとすればよい。そして、閾値電流Ｉｔｈ以下であると判断される場合、ステップＳ３２において、例えば「１５Ｖ」から「８Ｖ」というように、コンデンサ５８の充電電圧を低下させる側に電圧値指令信号ｓｃを設定する。なお、ステップＳ３２の処理が完了する場合や、ステップＳ３０において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。

上記電圧値指令信号ｓｃを用いることで、図９に示すように、スイッチング周波数が高い場合にコンデンサ５８の充電電圧を低下させることでゲート充電電圧Ｖｇｓを低下させる処理がなされることとなる。この図９は、オン時間Ｔ１よりも短いオン時間Ｔ２については、ピーク電流ＩＬ２も小さくなり、ゲート印加電圧（コンデンサ５８の充電電圧）を電圧ＶＬに低下させる処理がなされていることを示している。

この設定は、図１０に示すように、ゲート印加電圧が高いほどオン状態からオフ状態への切り替えに要する時間が長期化することに鑑みたものである。ここで、図１０（ａ）は、操作信号の推移を示し、図１０（ｂ）は、ゲート印加電圧Ｖｇｓの推移を示し、図１０（ｃ）は、各ゲート印加電圧に対応したパワースイッチング素子Ｓｉの入力端子および出力端子間の電圧（ソース・ドレイン間電圧Ｖｄｓ）の推移を示している。詳しくは、図１０では、ゲート印加電圧Ｖｇｓが高い電圧ＶＨ（例えば「１５Ｖ」）である場合と低い電圧ＶＬ（＜ＶＨ：例えば「８Ｖ」）である場合との双方について、オン状態からオフ状態への切り替わり態様を示している。

図示されるように、時刻ｔ０にターンオフを指令する操作信号ｇが駆動回路Ｄｒに入力されると、駆動回路Ｄｒ内部での遅延を経て時刻ｔ１にゲート印加電圧Ｖｇｓが低下し、ミラー期間において電圧が略一定に保たれた後、更に低下してゼロとなる。ここで、ターンオフ指令前のゲート印加電圧Ｖｇｓが高い電圧ＶＨである場合には、低い電圧ＶＬである場合と比較して、ミラー期間の開始タイミング（ｔ２Ｈ，ｔ２Ｌ）が遅くなり、また、ゲート印加電圧Ｖｇｓがゼロとなるまでの時間が長くなる。

一方、ソース・ドレイン間電圧Ｖｄｓは、ゲート印加電圧Ｖｇｓが低下してミラー期間となった後、増加し始める。ここで、ソース・ドレイン間電圧Ｖｄｓの増加開始タイミング（ｔ３Ｈ，ｔ３Ｌ）は、ゲート印加電圧Ｖｇｓが高い電圧ＶＨである場合には低い電圧ＶＬである場合と比較して遅くなる。そして、パワースイッチング素子Ｓｉがオン状態からオフ状態に遷移するのに要する時間は、高い電圧ＶＨである場合（ΔｔＨ）の方が低い電圧ＶＬである場合（ΔＶＬ）と比較して長くなる。なお、ここでは、オン状態からオフ状態への遷移に要する時間を、ゲート電圧Ｖｇｓの低下に伴ってドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓが「９０％」上昇するまでの時間とした（ただし、ゲート電圧Ｖｇｓの低下に伴うドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓの収束値を基準「１００％」としている）。

このため、本実施形態のように、パワースイッチング素子Ｓｉのスイッチング周波数が非常に高周波（例えば、数百ｋＨｘ〜数十ＭＨｚ）となる用途では、オン状態となる時間に対するターンオフに要する時間の比が大きくなり、オン状態となる時間の制御性が低下する事態が生じうる。これを回避することが電圧値指令信号ｓｃによるゲート印加電圧の可変設定の狙いである。

ちなみに、ゲート印加電圧を低下させるとパワースイッチング素子Ｓｉがオン状態となっている期間における電力損失が増加する。しかし、本実施形態の上記可変設定による電力損失の増加は無視しえる。次にこれについて説明する。図１１に、パワースイッチング素子Ｓｉの入力端子および出力端子間の電圧Ｖｄｓと、ゲート印加電圧と、パワースイッチング素子Ｓｉを流れる電流（ドレイン電流Ｉｄ）との関係を示す。図示されるように、ドレイン電流Ｉｄの増加に応じて電圧Ｖｄｓが上昇するものの、ドレイン電流Ｉｄはゲート印加電圧に応じたある値（最大電流）になるとそれ以上大きくなることはできず、電圧Ｖｄｓのみが上昇する。また、ゲート印加電圧を上昇させるほど、上記最大電流が増加する。ここで、ドレイン電流Ｉｄを流すに際してのゲート印加電圧を、ドレイン電流Ｉｄが最大電流となる印加電圧よりも十分高くするなら、電圧Ｖｄｓをドレイン電流Ｉｄで除算した値であるオン抵抗Ｒｄ１，Ｒｄ２は、ゲート印加電圧の値にかかわらずほとんど変化しない。このため、上記電力損失の増加は無視できることとなる。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）パワースイッチング素子Ｓｉを流れる電流の最大値（ピーク電流Ｉｐｅａｋ）が小さい場合に大きい場合と比較してゲート印加電圧を低下させた。これにより、パワースイッチング素子Ｓｉがオフ状態となる期間が短くなる場合に、ゲート印加電圧を低下させることができる。

（２）今回のオン操作に先立ち、今回のオン操作の期間においてパワースイッチング素子Ｓｉに流れる電流の最大値（ピーク電流Ｉｐｅａｋ）を予測した。これにより、スイッチング周波数が高くなる状況であっても、ゲート印加電圧の可変設定を確実に行うことができる。

（３）パワースイッチング素子Ｓｉの今回のオン時間ｔｐ，ｔｎに基づき、ピーク電流Ｉｐｅａｋを予測した。これにより、ピーク電流Ｉｐｅａｋを適切に予測することができる。

（４）パワースイッチング素子Ｓｉのゲートに電圧を印加するコンデンサ５８の電圧を、パワースイッチング素子Ｓｉのオフ期間が短い場合には長い場合と比較して低下させた。この場合、パワースイッチング素子Ｓｉのオフ操作の開始時点においてコンデンサ５８の電圧を適切な値とする上では、上記ピーク電流Ｉｐｅａｋの予測に基づき、コンデンサ５８の電圧を予め設定することが特に有効である。

（５）ＥＰＣ１４の出力電圧を、電動機１０の端子に印加した。この場合、パワースイッチング素子Ｓｉのスイッチング周波数が特に高くなりやすいため、ゲート印加電圧の上記可変設定の利用価値が特に大きい。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１２に、本実施形態にかかる駆動回路Ｄｒの回路構成を示す。なお、図１２において、先の図２に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、閾値切替部７２ａが、閾値電圧を連続的に可変な構成とする。そして、閾値切替部７２ａには、上記ピーク電流Ｉｐｅａｋが入力される。これにより、今回のオン操作に先立ち、今回のオン操作によって流れるピーク電流Ｉｐｅａｋを予測し、これが大きいほどゲート印加電圧を上昇させるべく、コンデンサ５８の電圧を上昇させる処理を行う。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記各効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（６）ゲート印加電圧を連続的に可変設定することで、パワースイッチング素子Ｓｉのオフ期間に応じてゲート印加電圧をより適切に設定することができる。

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第２の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、前回のオン操作時のピーク電流Ｉｐｅａｋに応じて、今回のオン操作に際してのゲート印加電圧を可変設定する。これは、先の図９に示したように、スイッチング周波数が上昇および低下を周期的に繰り返すため、前回のピーク電流Ｉｐｅａｋが大きければ今回のピーク電流Ｉｐｅａｋもある程度大きいものとなると考えられることによる。

図１３に、本実施形態にかかる駆動回路Ｄｒの回路構成を示す。なお、図１３において、先の図１２に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、コイルＬを流れる電流ｉＬの検出値を取得するサンプルホールド回路９６を備える。サンプルホールド回路９６は、操作信号ｇｉの立ち下がりエッジに同期して入力信号を保持するものである。すなわちオン状態からオフ状態への切替タイミングにおける電流ｉＬを保持するものである。これにより、サンプルホールド回路９６では、オン期間における最大電流をホールドすることとなる。

一方、閾値切替部７２ａでは、サンプルホールド回路９６によってホールドされている値に基づき、閾値電圧を連続的に可変とする。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）、（２）、（４）、（５）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（７）前回のオン操作に際してパワースイッチング素子Ｓｉに流れた電流を記憶する手段（サンプルホールド回路９６）を備え、記憶された電流に基づき、ゲート印加電圧を可変設定した。これにより、今回のオン操作に伴ってパワースイッチング素子Ｓｉに流れる電流を予測しつつ、これに応じてゲート印加電圧を可変設定することができる。

（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、パワースイッチング素子Ｓｉのオン期間の途中で、ゲートの充電電圧を可変設定する。

図１４に、本実施形態にかかる駆動回路Ｄｒの回路構成を示す。なお、図１４において、先の図２に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、パワースイッチング素子Ｓｉのゲートとソースとの間に、抵抗体１００、ツェナーダイオード１０２およびスイッチング素子１０４の直列接続体を備える。ここで、ツェナーダイオード１０２のブレークダウン電圧は、コンデンサ５８の充電電圧よりも低電圧に設定されている。

スイッチング素子１０４は、クランプ操作部１０６によって操作される。クランプ操作部１０６では、上記電圧値指令信号ｓｃを入力とし、これに基づきスイッチング素子１０４を操作する。

図１５に、本実施形態にかかるパワースイッチング素子Ｓｉのゲート充電電圧の推移を示す。詳しくは、図１５（ａ）は、ゲート充電電圧Ｖｇｓの推移を示し、図１５（ｂ）は、コイルＬを流れる電流ｉＬの推移を示す。

図示されるように、オン期間が短くピーク電流Ｉｐｅａｋが閾値電流Ｉｔｈに届かない場合、ゲート充電電圧Ｖｇｓは、オン操作期間の途中で低下される。これは、スイッチング素子１０４がオン操作されることで、ゲートの充電電圧Ｖｇｓが、ツェナーダイオード１０２のブレークダウン電圧によってクランプされるからである。なお、ゲート充電電圧Ｖｇｓを低下させる指令は、パワースイッチング素子Ｓｉをオフ状態へと切り替える指令が出されるタイミングに対して、実際にゲート充電電圧Ｖｇｓが低下するのに要する時間ｔ０以上先行したタイミングにて出されるようにすることが望ましい。図１５では、特に、この時間ｔ０だけ先行したタイミングとする例が示されている。

以上説明した本実施形態によっても、先の第１の実施形態の上記各効果に準じた効果を得ることができる。

（第５の実施形態）
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、先の図４に示した処理によって設定されるオン時間ｔｏｎ（ｔｐ，ｔｎ）を直接用いて、ゲート印加電圧を可変設定する。

図１６に、本実施形態にかかるゲート印加電圧の可変設定の処理手順を示す。この処理は、制御装置４０によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ４０において、オン時間ｔｏｎを予測する。この処理は、出力電流ｉＣが正の場合には、上記の式（ｃ４）によって定まるオン時間ｔｐをオン時間ｔｏｎとする処理であり、また、出力電流ｉＣが負の場合には、上記の式（ｃ６）によって定まるオン時間ｔｎをオン時間ｔｏｎとする処理である。

続くステップＳ４２においては、オン時間ｔｏｎが、閾値時間ｔｔｈ以下であるか否かを判断する。この処理は、ゲート印加電圧（コンデンサ５８の充電電圧）が高い場合には、オフ状態へと移行するのに要する時間が、オンすべき時間（オン操作の開始タイミングからオフ操作の開始タイミングまでの時間）の割りに過度に長くなるか否かを判断するためのものである。そして、ステップＳ４２において肯定判断される場合、ステップＳ４４において、コンデンサ５８の充電電圧を低下させることで、ターンオフ速度を低下させる。

なお、ステップＳ４４の処理が完了する場合や、ステップＳ４２において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）、（２）、（４）、（５）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（８）オン時間ｔｏｎを予測し、これを閾値と比較することでコンデンサ５８の充電電圧を可変設定した。これにより、オン時間ｔｏｎに対するターンオフに要する時間が過度に大きくなる事態をより確実に回避することができる。すなわち、上記の式（ｃ３）に示すように、パワースイッチング素子Ｓｉに流れるピーク電流Ｉｐｅａｋとオン時間との関係は、一義的ではない。詳しくは、上記の式（ｃ３）が成立する場合にあっては、入力電圧Ｖｉｎに依存する。このためピーク電流Ｉｐｅａｋを用いる場合には、オン時間の制御精度を一定に保つ上での閾値が入力電圧Ｖｉｎに応じて変化することとなる。このため、固定された閾値電流Ｉｔｈを用いる場合、オン時間の制御精度を一定以上に保つうえでは、閾値電流Ｉｔｈの設定に際してマージンを要することとなる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・上記第１の実施形態では、閾値電流Ｉｔｈを許容最大電流の「１／２」に設定したがこれに限らず、例えば「１／２」未満の値としてもよい。特に閾値電流Ｉｔｈを小さくするほど、オン状態となる時間の制御性の低下が顕著となるときに絞って充電電圧を低下させることができる。

・上記第１の実施形態において、閾値電流Ｉｔｈを入力電圧Ｖｉｎに応じて可変設定してもよい。

・先の図２および図１３において、トランス５０の１次側をパワースイッチング素子Ｓｉと絶縁しない構成としてもよい。この場合、ＰＷＭ処理部６９、アイソレータ７０およびフィルタ７１を削除することができる。この際、エラーアンプ６６の閾値を可変するための信号を入力するに際しアイソレータが必要となるものの、閾値を切り替える信号が２値信号であることに鑑みれば、ＰＷＭ処理部等は必要ない。

・上記第３の実施形態では、検出された電流ｉＬに応じてゲート印加電圧を連続的に可変としたがこれに限らない。例えば、検出された電流ｉＬが閾値よりも大きいか否かに応じて２値的に可変としてもよい。

・ゲート印加電圧を段階的に可変とする手法としては、上記第１，２，５の実施形態のように、２値的に可変とするものに限らず、２段階以上で変更するものであってもよい。この場合、例えば、閾値の数がＮ個である場合、各閾値間の間隔を、許容最大電流の「１／（Ｎ＋１）」としてもよい。

・ゲート充電電圧としては、上記各実施形態において例示したものに限らない。例えば、図１７（ｂ）および図１７（ｃ）に示すものであってもよい。図１７（ｂ）および図１７（ｃ）は、図１７（ａ）に示す操作信号ｇｉに対応したゲート充電電圧Ｖｇｓについての互いに相違する２つのパターンを示している。すなわち、図１７（ｂ）は、ゲート充電電圧Ｖｇｓを一旦急上昇させた後、これをオン状態を維持できる所定の低電圧まで単調強減少させる例である。また、図１７（ｃ）は、ゲート充電電圧Ｖｇｓを一旦急上昇させて予め定められた長さの時間にわたって固定した後、オン状態を維持できる所定の低電圧まで単調強減少させる例である。これらは、例えば、先の第４の実施形態（図１４）に示した構成において、抵抗体１００の時定数や、スイッチング素子１０４のオンタイミングを調節することで実現可能である。

・今回のオン操作期間におけるゲート充電電圧の可変設定を、今回のオン操作期間に流れる電流の検出値に基づき行ってもよい。すなわち例えば、オン操作期間内の所定のタイミングにおける電流値が所定値以下の場合、充電電圧を低下させてもよい。

・コイルＬを流れる電流を検出する検出手段としては、上記電流センサ２２，２６，３０に限らない。例えば、図１８（ａ）に示すような磁気抵抗方式のセンサや、図１８（ｂ）に示すカレントトランス方式のセンサ等であってもよい。また、例えば図１８（ｃ）に示すように、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をセンス端子ＳＴを備えるＩＧＢＴとして且つ、センス端子ＳＴの出力する微少電流を検出する手段であってもよい。ここで、センス端子ＳＴとは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の入力端子および出力端子間を流れる電流と正の相関を有する微少電流を出力する端子のことである。もっとも、ＩＧＢＴに限らず、ＭＯＳ型電界効果トランジスタであっても、センス端子ＳＴと同様の端子を形成することは有効である。

・電力変換回路としては、先の図１に例示したものに限らない。例えば図１９（ａ）に例示されるバックブーストコンバータであってもよい。これは、コンデンサＣと、高電圧バッテリ１２の正極およびコンデンサＣの一方の電極間を接続するパワースイッチング素子Ｓ１,Ｓ２の直列接続体と、これらの接続点を高電圧バッテリ１２の負極およびコンデンサＣの他方の電極間に接続するコイルＬと、パワースイッチング素子に並列接続されるダイオードＤ１，Ｄ２とを備えて構成されている。また、図１９（ｂ）に例示されるブーストコンバータであってもよい。これは、コンデンサＣに並列接続されるパワースイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の直列接続体と、直列接続体の接続点を高電圧バッテリ１２に接続するコイルＬと、パワースイッチング素子Ｓ１，Ｓ２に並列接続されるダイオードＤ１，Ｄ２とを備えている。また、図１９（ｃ）に示す降圧コンバータであってもよい。これは、高電圧バッテリ１２に並列接続されるパワースイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の直列接続体と、直列接続体の接続点をコンデンサＣに接続するコイルＬと、パワースイッチング素子Ｓ１，Ｓ２に並列接続されるダイオードＤ１，Ｄ２とを備えている。

・ＥＰＣとしては、電動機１０の各相に接続される非絶縁型コンバータを備えるものに限らない。例えば、絶縁型のコンバータを備えるものであってもよい。

・回転機としては、３相電動機に限らず、例えば単相電動機や５相電動機であってもよい。この場合、ＥＰＣは、各相（端子）毎にコンバータを備える電力変換回路であればよい。また、電動機に限らず、発電機であってもよい。

・上記実施形態では、ハイブリッド車の動力発生装置としての回転機にＥＰＣを接続したがこれに限らず、電気自動車の回転機に接続してもよい。

・更に、ＥＰＣとしては、車両の動力発生装置としての回転機に接続されるものに限らず、例えば空調装置に搭載される電動機に接続されるものであってもよい。また、車両に限らず、例えば視聴覚情報が記憶されたディスク媒体を回転させる回転機に接続されるものであってもよい。さらに、医療機器に搭載される回転機に接続されるものであってもよい。

・ＥＰＣとしては、回転機の端子に接続されるものに限らない。例えば、交流信号を出力する無停電電源装置（ＵＰＳ）に搭載されるものであってもよい。また、交流信号を出力するものにも限らず、例えば車載回転機に接続されるインバータと高電圧バッテリとの間に接続されるＤＣＤＣコンバータであってもよい。

１０…電動機、１２…高圧バッテリ、４８…コンデンサ、Ｌ（Ｌｕ，Ｌｖ、Ｌｗ）…コイル、Ｓｉ（Ｓｕ１〜Ｓｕ４，Ｓｖ１〜Ｓｖ４，Ｓｗ１〜Ｓｗ４）…パワースイッチング素子、Ｄｒ…駆動回路。

Claims (7)

1. 電圧制御形のスイッチング素子のオン・オフ操作の繰り返しによってコイルを流れる電流の絶対値を増減させることで直流電源の電圧を変換して出力する電力変換回路について、その出力電圧を制御する電力変換回路の制御装置において、
   前記スイッチング素子のスイッチング周波数の上昇および低下を周期的に繰り返すことで前記コイルを流れる電流の最大値を周期的に減少および増加させるようにして前記スイッチング素子を操作する操作手段を備え、
   該操作手段は、前記スイッチング素子をオンすべき期間が閾値以下の場合には前記閾値よりも長い場合と比較して、前記スイッチング素子のオフ状態への切り替え開始時点における前記スイッチング素子の導通制御端子の充電電圧を低下させる低下手段を備えることを特徴とする電力変換回路の制御装置。
2. 前記操作手段は、前記コイルを流れる電流がゼロとなることで前記スイッチング素子をオフ状態からオン状態へと切り替えるものであり、
   前記低下手段は、前記スイッチング素子を流れる電流の最大値が閾値以下の場合には前記閾値よりも大きい場合と比較して前記オフ状態への切り替え開始時点における前記充電電圧を低下させることを特徴とする請求項１記載の電力変換回路の制御装置。
3. 前記スイッチング素子の今回のオン操作に先立ち、前記電力変換回路の入力電圧、出力電圧および出力電流に基づき、前記今回のオンすべき期間においてスイッチング素子に流れる電流の最大値を予測する予測手段を更に備え、
   前記低下手段は、前記予測手段による予測結果に基づき前記今回のオン操作の後の前記オフ状態への切り替え開始時点における前記充電電圧を設定することを特徴とする請求項２記載の電力変換回路の制御装置。
4. 前記操作手段は、前記スイッチング素子をオンすべき期間を設定した後に該設定された期間にわたって前記スイッチング素子をオン状態とする操作を行うものであり、
   前記低下手段は、前記設定されたオンすべき期間に基づき、当該オン操作の後のオフ状態への切り替え開始時点における前記充電電圧を設定することを特徴とする請求項１記載の電力変換回路の制御装置。
5. 前記スイッチング素子をオン操作すべく前記導通制御端子に印加する電圧を生成する電圧生成手段を更に備え、
   前記低下手段は、前記オンすべき期間が閾値以下の場合には該閾値よりも長い場合と比較して、前記電圧生成手段によって生成される電圧を低下させることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換回路の制御装置。
6. 前記低下手段は、前記スイッチング素子のオンすべき期間の途中で前記スイッチング素子の導通制御端子の電圧を低下させることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換回路の制御装置。
7. 前記電力変換回路の出力電圧は、回転機の端子に印加されるものであることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換回路の制御装置。

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