JP6350327B2 - 絶縁型ｄｃｄｃコンバータ - Google Patents

Description

トランスを備え、直流電圧の変換を実施する絶縁型ＤＣＤＣコンバータにおいて、一次側スイッチにおいてゼロボルトスイッチングを実施するものに関する。

ＤＣＤＣコンバータにおいて、スイッチング素子をオフ状態からオン状態にする際に、そのスイッチング素子の出力電圧が０Ｖに達する前にスイッチング素子に電流が流れることで、スイッチング損失が生じる。このスイッチング損失を低減する技術として、スイッチング素子の出力電圧が０Ｖに達した後にスイッチング素子をオフ状態からオン状態に切り替えるゼロボルトスイッチング（ZVC: Zero Voltage Switching）という技術が知られている。例えば、特許文献１に記載の構成では、トランスの漏れインダクタンスと補助スイッチを用いて、スイッチング素子の位相を調整し、ゼロボルトスイッチングを実現している。

国際公開第２００８／０２０６２９号

上記構成では、補助スイッチを設けることで、回路構成や制御が複雑化することや、その補助スイッチの駆動に伴う電力損失が懸念される。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、絶縁型ＤＣＤＣコンバータにおいて、簡易な回路構成で、好適にゼロボルトスイッチングを実現可能な手段を提供することを主たる目的とする。

本発明は、トランス（１１）を備え、直流電圧の変換を実施する絶縁型ＤＣＤＣコンバータ（１０）において、半導体スイッチング素子であって、前記トランスの一次コイル（１２）に接続され、開閉制御されることで前記ＤＣＤＣコンバータの出力電流又は出力電圧を調整する一次側スイッチ（ＳＷ１１，ＳＷ１２）と、半導体スイッチング素子であって、前記トランスの二次コイル（１３）に接続され、開閉制御されることで前記二次コイルから入力される電流の同期整流を行う二次側スイッチ（ＳＷ２１，ＳＷ２２）を備える同期整流回路（１５）と、前記同期整流回路に接続され、前記ＤＣＤＣコンバータの出力電流を平滑化する平滑リアクトル（Ｌ）と、を備え、前記一次側スイッチを開状態から閉状態にする際、前記同期整流回路を制御し、前記平滑リアクトルから流れる電流を反転させることで、開状態とされている前記一次側スイッチの出力容量から放電を実施する放電手段（３３，３３Ａ，３３Ｂ）を備えることを特徴とする。

本発明の構成によれば、同期整流回路を制御することで、平滑リアクトルに流れる電流を反転させ、開状態とされている一次側スイッチの出力容量から放電を実施することが可能になる。出力容量から放電を実施した後に、一次側スイッチをオフ状態からオン状態にすることで、ゼロボルトスイッチングを実施することが可能である。これにより、同期整流方式による電力損失削減の効果を得るとともに、新たに補助スイッチを設けることなく、一次側スイッチのゼロボルトスイッチングを行うことが可能となる。つまり、簡易な回路構成で、ゼロボルトスイッチングを行うことが可能となる。

同期整流方式のプッシュプル方式絶縁型ＤＣＤＣコンバータの回路図。 ＤＣＤＣコンバータの動作を表す図。 ＤＣＤＣコンバータの動作を表す図。 第１実施形態の制御部を表す機能ブロック図。 放電制御における動作を表すタイミングチャート。 スイッチ状態の変化を表すタイミングチャート。 放電制御の効果を表すタイミングチャート。 第２実施形態の制御部を表す機能ブロック図。 第３実施形態の制御部を表す機能ブロック図。

（第１実施形態）
図１に本実施形態におけるＤＣＤＣコンバータ１０の電気的構成図を示す。ＤＣＤＣコンバータ１０は、直流電源２０から入力される直流電圧を変換し、電気負荷２１に対して電力を出力する。ＤＣＤＣコンバータ１０は、トランス１１を備えるプッシュプル方式絶縁型ＤＣＤＣコンバータである。さらに、ＤＣＤＣコンバータ１０は、同期整流回路１５により同期整流を実施する。また、ＤＣＤＣコンバータ１０は、双方向プッシュプル方式の絶縁型ＤＣＤＣコンバータとしても動作し、電気負荷２１としての二次電池から直流電源２０側に電力を供給することが可能である。

トランス１１の一次コイル１２のセンタタップＣＴ１は、直流電源２０の正極に接続されている。また、一次コイル１２の両端子Ｔ１１，Ｔ１２には、一次側スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２のドレインがそれぞれ接続されている。一次側スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２のソースは、直流電源２０の負極にそれぞれ接続されている。また、直流電源２０には、平滑コンデンサ１４が接続されている。

トランス１１の二次コイル１３のセンタタップＣＴ２は、電気負荷２１の＋端子に接続されている。二次コイル１３の両端子Ｔ２１，Ｔ２２には、二次側スイッチＳＷ２１，ＳＷ２２のドレインがそれぞれ接続されている。二次側スイッチＳＷ２１，ＳＷ２２のソースは、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力電流を平滑化する平滑リアクトルＬを介して電気負荷２１の−端子に接続されている。二次側スイッチＳＷ２１，ＳＷ２２は、センタタップ型の同期整流回路１５を構成している。また、電気負荷２１には、平滑コンデンサ１６が接続されている。

一次側スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２及び二次側スイッチＳＷ２１，ＳＷ２２は、ｎ型ＭＯＳ−ＦＥＴ（半導体スイッチング素子）であり、それぞれ還流ダイオードが設けられている。スイッチＳＷ１１，ＳＷ１１の一方が「一次側第一スイッチ」であり、他方が「一次側第二スイッチ」である。また、スイッチＳＷ２１，ＳＷ２２の一方が「二次側第一スイッチ」であり、他方が「二次側第二スイッチ」である。一次側スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２は、オンオフ制御（開閉制御）されることで、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力電流を調整する。また、説明の簡略化のため、スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２，ＳＷ２１，ＳＷ２２をまとめて指し示す場合、スイッチＳＷと記載する。

図２にプッシュプル方式の絶縁型ＤＣＤＣコンバータ１０の動作状態を示す。図２（ａ）に状態Ａを、図２（ｂ）に状態Ｂを、図２（ｃ）に状態Ｃをそれぞれ示す。従来技術では、Ａ→Ｂ→Ｃ→Ｂ→Ａ→Ｂ→Ｃ→…という状態を繰り返すことで直流電源２０から入力される電力の電圧を変換して電気負荷２１に出力する。

図２（ａ）に示す状態Ａでは、スイッチＳＷ１１，ＳＷ２２がそれぞれオン状態、スイッチＳＷ１２，ＳＷ２１がそれぞれオフ状態とされている。この場合、ＤＣＤＣコンバータ１０の一次側において、直流電源２０の正極、センタタップＣＴ１、一次コイル１２の端子Ｔ１１、スイッチＳＷ１１、直流電源２０の負極の順に電流が流れる。

一次コイル１２に流れる電流によって、二次コイル１３に電流が誘導される。これにより、ＤＣＤＣコンバータ１０の二次側において、電気負荷２１の−端子、平滑リアクトルＬ、スイッチＳＷ２２、二次コイル１３の端子Ｔ２２、センタタップＣＴ２、電気負荷２１の＋端子という経路に電流が流れる。

図２（ｂ）に示す状態Ｂでは、スイッチＳＷ２１，ＳＷ２２がそれぞれオン状態、スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２がそれぞれオフ状態とされている。この場合、ＤＣＤＣコンバータ１０の一次側において電流は流れない。

ＤＣＤＣコンバータ１０の二次側において、状態Ｂとなる前の状態Ａ，Ｃにおいて、平滑リアクトルＬには電流が流れるため、平滑リアクトルＬから電流が流れ続ける。平滑リアクトルＬから流れる電流は、平滑リアクトルＬ、スイッチＳＷ２２、二次コイル１３の端子Ｔ２２、センタタップＣＴ２という経路で流れるとともに、平滑リアクトルＬ、スイッチＳＷ２１、二次コイル１３の端子Ｔ２１、センタタップＣＴ２という経路で流れる。ここで、一次コイル１２に電流が流れないため、二次コイル１３に流れる電流の総和は０となり、スイッチＳＷ２１に流れる電流の大きさとスイッチＳＷ２２に流れる電流の大きさとは等しい。

図２（ｃ）に示す状態Ｃでは、スイッチＳＷ１２，ＳＷ２１がオン状態、スイッチＳＷ１１，ＳＷ２２がオフ状態とされている。この場合、ＤＣＤＣコンバータ１０の一次側において、直流電源２０の正極、センタタップＣＴ１、一次コイル１２の端子Ｔ１２、スイッチＳＷ１２、直流電源２０の負極の順に電流が流れる。

一次コイル１２に流れる電流によって、二次コイル１３に電流が誘導される。これにより、ＤＣＤＣコンバータ１０の二次側において、電気負荷２１の−端子、平滑リアクトルＬ、スイッチＳＷ２１、二次コイル１３の端子Ｔ２１、センタタップＣＴ２、電気負荷２１の＋端子という経路に電流が流れる。

また、状態Ｂから状態Ｃへの移行時において、スイッチＳＷ２２を先にオフ状態とした後、所定のデッドタイムを設ける。その後、スイッチＳＷ１２をオン状態とする。状態Ｂから状態Ａへの移行時においても同様に、スイッチＳＷ２１を先にオフ状態とした後、所定のデッドタイムを設け、その後、スイッチＳＷ１１をオン状態とする。スイッチＳＷ１２，ＳＷ２１，ＳＷ２２がともにオン状態とされる場合、又は、スイッチＳＷ１１，ＳＷ２１，ＳＷ２２がともにオン状態とされる場合、トランス１１を介して直流電源２０を短絡する経路が生じるため、デッドタイムを設ける構成としている。

ここで、従来技術では、スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２をターンオンする（オフ状態からオン状態とする）時点で、スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２の出力容量に電荷が充電され、ドレイン・ソース間に電圧が生じている。ドレイン・ソース間に電圧が生じている状態で、スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２をターンオンすると、スイッチング損失、いわゆるターンオン損失が生じる。

本実施形態の構成では、このターンオン損失を低減するために、スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２がオフ状態とされている状況下で、平滑リアクトルＬに流れる電流を用い、スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２の出力容量の電荷を放電する。これにより、スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２をターンオンする時点において、ドレイン・ソース間の電圧を低減することができ、その結果、ターンオン損失を低減することができる。

以下、状態Ｂから状態Ｃへと移行する場合を前提として、説明を行う。図２（ｂ）に示す状態Ｂにおいて、スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２のオフ状態、及び、二次側ＳＷ２１，ＳＷ２２のオン状態を継続する。状態Ｂにおいて、平滑リアクトルＬには、平滑コンデンサ１６により電流の流れる向きと逆方向に電圧が印加されている。このため、スイッチＳＷ２１，ＳＷ２２のオン状態を継続すると、平滑リアクトルＬに流れるリアクトル電流ＩＬが減少していく。そして、リアクトル電流ＩＬは反転し、図３（ａ）に示す状態Ｄのように状態Ｂとは逆向きに電流が流れる。

図３（ａ）に示す状態Ｄにおいて、スイッチＳＷ２２をオフ状態とする。スイッチＳＷ２２がオフ状態とされると、図３（ｂ）に示す状態Ｅのように、ＤＣＤＣコンバータ１０の二次側において、リアクトル電流ＩＬがスイッチＳＷ２１のみに流れるようになる。具体的には、センタタップＣＴ２、二次コイル１３の端子Ｔ２１、スイッチＳＷ２１、平滑リアクトルＬの−端子の順にリアクトル電流ＩＬが逆流する。ここで、リアクトル電流ＩＬの逆流とは、ＤＣＤＣコンバータ１０の通常動作時（状態Ａ，Ｂ，Ｃ）におけるリアクトル電流ＩＬと逆向きに電流が流れることを言う。

リアクトル電流ＩＬが二次コイル１３に逆流することで、一次コイル１２に端子Ｔ１２から端子Ｔ１１の向きに流れるように電流が誘導される。ＤＣＤＣコンバータ１０の一次側において、直流電源２０の負極、スイッチＳＷ１２の還流ダイオード、一次コイル１２の端子Ｔ１２、センタタップＣＴ１、直流電源２０の正極の順に誘導電流が流れる。この誘導電流によって、スイッチＳＷ１２の出力容量に充電されていた電荷が放電される。その後、スイッチＳＷ１２をオン状態とすることで、図２（ｃ）に示す状態Ｃとなる。ここで、スイッチＳＷ１２をターンオンする際、出力容量の電荷が放電されているため、ドレイン・ソース間電圧Ｖｓｗ１２（スイッチＳＷ１２の出力電圧）が低減され、ターンオン損失を低減することが可能となる。

また、状態Ｂから状態Ａへと移行する場合も同様に、スイッチＳＷ２１，ＳＷ２２のオン状態を継続することで、状態Ｄへと移行させる。その後、スイッチＳＷ２１をオフ状態とすることで、リアクトル電流ＩＬを用いて、スイッチＳＷ１１の出力容量に充電されている電荷を放電することができる。スイッチＳＷ１１をターンオンする際、出力容量の電荷が放電されているため、ドレイン・ソース間電圧Ｖｓｗ１１（スイッチＳＷ１１の出力電圧）が低減され、ターンオン損失を低減することが可能となる。

図４に本実施形態の制御部３０の機能を表す機能ブロック図を示す。制御部３０は、オフ信号生成部３１と、同期整流部３２と、放電制御部３３とを備える。

オフ信号生成部３１は、ＳＷ１１，ＳＷ１２のオフ信号を生成する。オフ信号生成部３１は、出力電流としてのリアクトル電流ＩＬが所定の目標値となるように、リアクトル電流ＩＬの検出値及び目標値に基づいて、スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２のオン時間（デューティ）を調整する。つまり、オフ信号生成部３１は、スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２のオン時間、及びオン時間に続くオフ時間を含むオフ信号を生成することで、出力電流制御を実施する。

同期整流部３２は、ＳＷ１１，ＳＷ１２のオフ信号に基づいて、スイッチＳＷ２１，ＳＷ２２のオン信号を生成する同期整流を実施する。同期整流部３２は、スイッチＳＷ１１のオフ信号が入力された後、所定のデッドタイム経過後にスイッチＳＷ２１のオン信号を生成する。また、同期整流部３２は、「スイッチＳＷ１２のオフ信号が入力された後」、所定のデッドタイム経過後にスイッチＳＷ２２のオン信号を生成する。同期整流部３２による制御によって、ダイオード整流に比べてＤＣＤＣコンバータ１０の二次側における損失を低減するとともに、トランス１１を介して直流電源２０が短絡し大電流が流れることを抑制できる。

放電制御部３３（放電手段）は、平滑リアクトルＬに流れる電流を検出する電流センサＳＡ（電流検出手段）からリアクトル電流ＩＬの検出値を取得する。ここで電流センサＳＡは、スイッチＳＷ２１，ＳＷ２２から平滑リアクトルＬに流れる方向の電流（逆流）を正として検出値を出力する。放電制御部３３の電流比較部３４は、リアクトル電流ＩＬの検出値と、リアクトル電流ＩＬの閾値Ｉｔｈとを比較する。電流比較部３４は、リアクトル電流ＩＬが閾値Ｉｔｈより大きい場合に、スイッチＳＷ２１，ＳＷ２２にオフ信号を出力する。閾値Ｉｔｈは、平滑リアクトルＬに蓄えられた磁気エネルギーが、スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２の出力容量を過不足なく放電可能な値に設定されている。

また、スイッチＳＷ２１，ＳＷ２２のオフ信号は、タイマー３５に入力される。タイマー３５は、スイッチＳＷ２１，ＳＷ２２のオフ信号が入力されてから所定の放電時間Δｔが経過した後に、スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２のオン信号を出力する。この放電時間Δｔは、スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２の放電に要する時間、つまり、オフ状態とされているスイッチＳＷ１１，ＳＷ１２のドレイン・ソース間電圧Ｖｓｗ１１，Ｖｓｗ１２が０になるまでに要する時間に設定されている。また、ドレイン・ソース間電圧Ｖｓｗ１１，Ｖｓｗ１２が０になるまでに要する時間を言い換えると、スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２の出力容量における放電が終了するまでに要する時間である。

制御部３０から出力されるスイッチＳＷのオン信号及びオフ信号は、各スイッチＳＷを駆動する駆動回路（図示略）に入力される。オン信号が入力されたスイッチＳＷは、オン状態となるようゲートにハイレベルの駆動信号が入力され、ターンオンされる。また、オフ信号が入力されたスイッチＳＷは、オフ状態となるようゲートにローレベルの駆動信号が入力され、ターンオフされる。

図５に本実施形態の放電制御を表すタイミングチャートを示す。図５に示すタイミングチャートでは、リアクトル電流ＩＬについて、スイッチＳＷ２１，ＳＷ２２から平滑リアクトルＬに向かって流れる電流（逆流）を負、平滑リアクトルＬからスイッチＳＷ２１，ＳＷ２２に向かって流れる電流を正として表している。

時刻Ｔ０において、スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２がオフ状態、スイッチＳＷ２１，ＳＷ２２がオン状態とされている（図２（ｂ）に示す状態Ｂ）。時刻Ｔ０の後、スイッチＳＷのオンオフ状態が維持され、リアクトル電流ＩＬが減少していく。そして、時刻Ｔ１において、リアクトル電流ＩＬが０となり、逆流が発生する（図３（ａ）に示す状態Ｄ）。

時刻Ｔ２において、リアクトル電流ＩＬが閾値Ｉｔｈに達すると、スイッチＳＷ２２のオフ指令が出力され、スイッチＳＷ２２がオフ状態とされる。スイッチＳＷ２１のみがオン状態とされることで、リアクトル電流ＩＬがトランス１１を介してスイッチＳＷ１２に流れ込む（図３（ｂ）に示す状態Ｅ）。これにより、スイッチＳＷ１２のドレイン・ソース間電圧である電圧Ｖｓｗ１２が低下していく。また、平滑リアクトルＬの放電に伴いリアクトル電流ＩＬの大きさは減少していく。

時刻Ｔ２から放電時間Δｔが経過した時刻Ｔ３において、時刻Ｔ２から放電時間Δｔが経過したため、スイッチＳＷ１２がオン状態とされる。時刻Ｔ３において、電圧Ｖｓｗ１２は、約０Ｖとされているため、ターンオン損失が低減される。

図６に本実施形態のスイッチ制御を表すタイミングチャートを示す。

時刻ＴＡ１において、スイッチＳＷ１２がオフ状態とされる。スイッチＳＷ１２がオフ状態とされることで、一次コイル１２に流れていた電流が停止される。一次コイル１２の電流が停止されることで、直流電源２０から入力される入力電圧Ｖｉｎと逆向きに等しい電圧が生じていた端子Ｔ１２−センタタップＣＴ１間の電圧、及び、端子Ｔ１１−センタタップＣＴ１間の電圧が、それぞれ０となる。これにより、スイッチＳＷ１１のドレイン・ソース間電圧Ｖｓｗ１１が、２ＶｉｎからＶｉｎとなり、スイッチＳＷ１２のドレイン・ソース間電圧Ｖｓｗ１２が、０からＶｉｎとなる。

時刻ＴＡ１からデッドタイム経過後である時刻ＴＡ２において、スイッチＳＷ２２がオン状態とされる。これによりリアクトル電流ＩＬが減少していく。その後、時刻ＴＡ３において、リアクトル電流ＩＬが閾値Ｉｔｈに達するため、スイッチＳＷ２１がオフ状態にされる。スイッチＳＷ２１がオフ状態とされることで、リアクトル電流ＩＬがトランス１１を介してスイッチＳＷ１１に流れ込み、スイッチＳＷ１１の出力容量が放電される。これにより、電圧Ｖｓｗ１１が低下する。また、一次コイル１２に電流が流れることで電圧が生じ、電圧Ｖｓｗ１２が上昇する。

時刻ＴＡ４において、電圧Ｖｓｗ１１が０Ｖに達し、スイッチＳＷ１１がターンオンされる。これにより、ＤＣＤＣコンバータ１０の一次側から二次側へ電力が伝達される。時刻ＴＡ４からスイッチＳＷ１１のオン時間が経過した時刻ＴＡ５において、スイッチＳＷ１１がターンオフされる。時刻ＴＡ４から時刻ＴＡ５がＤＣＤＣコンバータ１０の電流制御におけるデューティに相当する。時刻ＴＡ５からデッドタイムが経過した時刻ＴＡ６において、スイッチＳＷ２１がターンオンされる。時刻ＴＡ６の後、時刻ＴＡ２〜ＴＡ４におけるスイッチＳＷ１１の放電制御と同様に、スイッチＳＷ１２について放電制御が実施される。

図７に本願の放電制御を実施した場合のシミュレーション結果を示す。図７に示すタイミングチャートでは、リアクトル電流ＩＬについて、スイッチＳＷ２１，ＳＷ２２から平滑リアクトルＬに向かって流れる電流（逆流）を負、平滑リアクトルＬからスイッチＳＷ２１，ＳＷ２２に向かって流れる電流を正として表している。

図７（ａ）において、リアクトル電流ＩＬを実線、電圧Ｖｓｗ１１を一点鎖線、電圧Ｖｓｗ１２を二点鎖線でそれぞれ表している。図７（ｂ）として、図７（ａ）の領域Ｚを拡大した図を示す。スイッチＳＷ２２がオフ状態とされた後の放電時間Δｔ（５００ｎｓ）において、スイッチＳＷ１１の出力容量が放電され、スイッチＳＷ１１がターンオンされる時点で電圧Ｖｓｗ１１が０となっており、ソフトスイッチングが実施されている。

以下、本実施形態の効果を述べる。

本実施形態の構成によれば、同期整流回路１５を制御することで、平滑リアクトルＬから二次コイル１３に流れる電流を用いて、オフ状態とされているスイッチＳＷ１１，ＳＷ１２の出力容量から放電を実施することが可能になる。出力容量から放電を実施した後に、スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２をターンオンすることで、ゼロボルトスイッチングを実施することが可能である。これにより、同期整流方式による電力損失削減の効果を得るとともに、補助スイッチなどを新たに設けることなく、一次側スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２のゼロボルトスイッチングを行うことが可能となる。つまり、簡易な構成で、ゼロボルトスイッチングを行うことが可能となる。

リアクトル電流ＩＬを検出対象とし、制御に用いているため、リアクトル電流ＩＬが過渡的に変化する場合であっても、ゼロボルトスイッチングを行うことが可能になる。

（第２実施形態）
図８に第２実施形態の制御部３０Ａの機能を表す機能ブロック図を示す。制御部３０Ａは、オフ信号生成部３１と、同期整流部３２と、放電制御部３３Ａとを備える。なお、図４に示す第１実施形態と同一の構成については、同一の符号を付し、適宜説明を省略する。

放電制御部３３Ａには、スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２のドレイン・ソース間電圧Ｖｓｗ１１，Ｖｓｗ１２が入力される。電圧Ｖｓｗ１１，Ｖｓｗ１２は、分圧抵抗３６（電圧検出手段）を介して電圧比較部３７，３８にそれぞれ入力される。

電圧比較部３７は、電圧Ｖｓｗ１１と、閾値Ｖｔｈ（０Ｖより僅かに大きい値）とを比較し、電圧Ｖｓｗ１１が閾値Ｖｔｈより小さい場合に、スイッチＳＷ１１オン信号を出力する。電圧比較部３７は、電圧Ｖｓｗ１２と、閾値Ｖｔｈとを比較し、電圧Ｖｓｗ１２が閾値Ｖｔｈより小さい場合に、スイッチＳＷ１２オン信号を出力する。ここで、閾値Ｖｔｈは、スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２において、ターンオン損失が十分に小さくなるような値に設定されている。

放電制御部３３Ａには、リアクトル電流ＩＬを検出する電流センサＳＡから検出値が入力される。電流比較部４１は、リアクトル電流ＩＬの検出値と、リアクトル電流ＩＬの閾値Ｉｔｈとを比較する。電流比較部４１は、リアクトル電流ＩＬが閾値Ｉｔｈより大きい場合に、スイッチＳＷ２１，ＳＷ２２のオフ信号を出力する。

放電時間検出部３９には、スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２のオン信号と、スイッチＳＷ２１，ＳＷ２２のオフ信号が入力される。放電時間検出部３９は、スイッチＳＷ２１がターンオフされてからスイッチＳＷ１１がターンオンされるまでの時間、及び、スイッチＳＷ２２がターンオフされてからスイッチＳＷ１２がターンオンされるまでの時間、即ち、放電時間Δｔを検出する。

電流閾値生成部４０には、放電時間検出部３９により検出された放電時間Δｔの検出値と、放電時間Δｔの基準値とが入力される。電流閾値生成部４０は、放電時間Δｔの検出値と基準値との差に基づいて、閾値Ｉｔｈを算出する。電流閾値生成部４０により生成された閾値Ｉｔｈは、電流比較部４１に入力される。ここで、電流閾値生成部４０による閾値Ｉｔｈの算出は、放電時間Δｔの検出値と基準値との差を入力値として比例・積分演算を行うことで算出される（ＰＩ制御）。なお、Ｐ制御、ＰＩＤ制御であってもよい。

二次側スイッチＳＷ２１，ＳＷ２２の一方をオフ状態としてから、スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２をオン状態とするまでの時間を過剰に長く設定すると、二次側から一次側に過剰に電流が還流されることになり、損失が生じる。本実施形態では、一次側スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２の出力電圧Ｖｓｗ１１，Ｖｓｗ１２を検出し、一次側スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２の出力電圧Ｖｓｗ１１，Ｖｓｗ１２が電圧閾値（０Ｖ）となった場合に、一次側スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２をオン状態にする構成にした。このような構成にすることで、二次側から一次側に過剰に電流が還流される事による損失を低減することが可能になる。

本実施形態では、リアクトル電流ＩＬによる放電時間Δｔを入力値とし、閾値Ｉｔｈを設定するフィードバック制御を行う。このため、素子特性の個体差などを原因としてリアクトル電流ＩＬが変化した場合であっても、正確にゼロボルトスイッチングを行うことが可能になる。また、実施形態１と同様に、リアクトル電流ＩＬを検出対象とし、制御に用いているため、リアクトル電流ＩＬが過渡的に変化する場合であっても、ゼロボルトスイッチングを行うことが可能になる。

（第３実施形態）
図９に第３実施形態の制御部３０Ｂの機能を表す機能ブロック図を示す。制御部３０Ａは、オフ信号生成部３１と、同期整流部３２と、放電制御部３３Ａとを備える。なお、図４に示す第１実施形態、又は、図８に示す第２実施形態と同一の構成については、同一の符号を付し、適宜説明を省略する。

図８に示す第２実施形態の構成と比較して、図９に示す第３実施形態の構成では、電流センサＳＡ及び電流比較部４１を省略している。

放電制御部３３Ｂの放電開始指令部４２には、放電時間検出部３９から放電時間Δｔの検出値が入力されるとともに、放電時間Δｔの基準値が入力される。放電時間Δｔの前回値と、放電時間Δｔの基準値との偏差に基づいて、スイッチＳＷ２１，ＳＷ２２のオフ指令信号を出力する。つまり、放電開始指令部４２は、リアクトル電流ＩＬによる放電時間Δｔを入力値とし、リアクトル電流ＩＬを反転する反転時間を設定するフィードバック制御を行う。

また、第３実施形態におけるオフ信号生成部３１は、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力電圧の検出値が所定の目標値となるように、スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２のデューティを設定し、スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２のオフ指令信号を出力する。つまり、オフ信号生成部３１は、出力電圧制御を実施する。

本実施形態の構成では、電圧センサに比べて体格の大きな電流センサを用いることなく、本願におけるゼロボルトスイッチングを実施することが可能となる。さらに、リアクトル電流ＩＬによる放電時間Δｔを入力値とし、リアクトル電流ＩＬを反転する反転時間を設定するフィードバック制御を行う。このため、素子特性の個体差などを原因としてリアクトル電流ＩＬの大きさが変化した場合であっても、リアクトル電流ＩＬの反転量を調整でき、ゼロボルトスイッチングを精度よく行うことが可能になる。

また、第２実施形態と同様に、二次側スイッチＳＷ２１，ＳＷ２２の一方をオフ状態としてから、一次側スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２をオン状態とするまでの時間を過剰に長く設定すると、二次側から一次側に過剰に電流が還流されることになり、損失が生じる。本実施形態では、電圧Ｖｓｗ１１，Ｖｓｗ１２を検出し、電圧Ｖｓｗ１１，Ｖｓｗ１２が電圧閾値（０Ｖ）となった場合に、一次側スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２をオン状態にする構成にした。このような構成にすることで、二次側から一次側に過剰に電流が還流される事による損失を低減することが可能になる。

（他の実施形態）
・上記実施形態では、プッシュプル方式の絶縁型ＤＣＤＣコンバータに対して放電制御を適用するものであったが、これを変更し、ブースト型、バックブースト型、バック型の絶縁型ＤＣＤＣコンバータに対して放電制御を適用してもよい。

・第１，第２実施形態では、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力電流制御を実施したが、出力電圧制御を実施してもよい。

・平滑リアクトルＬを、スイッチＳＷ２１，ＳＷ２２のソースと、電気負荷２１の−端子との間に設ける構成としたが、これを変更し、センタタップＣＴ２と、電気負荷２１の＋端子との間に設ける構成としてもよい。

・スイッチＳＷ（半導体スイッチング素子）としてｎ型ＭＯＳ−ＦＥＴを用いたが、これを変更し、ｐ型ＭＯＳ−ＦＥＴを用いてもよい。また、還流ダイオードを並列に接続したＩＧＢＴを用いてもよい。

１０…ＤＣＤＣコンバータ、１１…トランス、１２…一次コイル、１３…二次コイル、１５…同期整流回路、３３…放電制御部、Ｌ…平滑リアクトル、ＳＷ１１，ＳＷ１２…一次側スイッチ、ＳＷ２１，ＳＷ２２…二次側スイッチ。

Claims (6)

1. トランス（１１）を備え、直流電圧の変換を実施する絶縁型ＤＣＤＣコンバータ（１０）において、
   半導体スイッチング素子であって、前記トランスの一次コイル（１２）に接続され、開閉制御されることで前記ＤＣＤＣコンバータの出力電流又は出力電圧を調整する一次側スイッチ（ＳＷ１１，ＳＷ１２）と、
   半導体スイッチング素子であって、前記トランスの二次コイル（１３）に接続され、開閉制御されることで前記二次コイルから入力される電流の同期整流を行う二次側スイッチ（ＳＷ２１，ＳＷ２２）を備える同期整流回路（１５）と、
   前記同期整流回路に接続され、前記ＤＣＤＣコンバータの出力電流を平滑化する平滑リアクトル（Ｌ）と、を備え、
   前記ＤＣＤＣコンバータは、前記一次側スイッチとして、一次側第一スイッチ（ＳＷ１１）及び一次側第二スイッチ（ＳＷ１２）を備えるプッシュプル方式絶縁型ＤＣＤＣコンバータであり、
   前記一次側スイッチを開状態から閉状態にする際、前記同期整流回路を制御し、前記平滑リアクトルから流れる電流を反転させることで、開状態とされている前記一次側スイッチの出力容量から放電を実施する放電手段（３３，３３Ａ，３３Ｂ）を備え、
   前記放電手段は、前記一次側第一スイッチを閉状態から開状態にした後、前記一次側第二スイッチを開状態から閉状態にする間において、前記平滑リアクトルから前記二次コイルに対して電流が流れるように前記二次側スイッチの両方を閉状態とした後、前記二次側スイッチの一方を開状態とすることで、前記一次側第二スイッチの出力容量から放電を実施することを特徴とするＤＣＤＣコンバータ。
2. 前記一次側スイッチの出力電圧を検出する電圧検出手段（３６）を備え、
   前記放電手段（３３Ｂ）は、
   前記二次側スイッチの両方を閉状態とした時点から、所定の反転時間が経過した後に、前記二次側スイッチの一方を開状態とし、
   前記電圧検出手段による前記一次側第二スイッチの出力電圧の検出値が所定の電圧閾値となった場合に、前記一次側第二スイッチを閉状態とすることを特徴とする請求項１に記載のＤＣＤＣコンバータ。
3. 前記放電手段は、前記二次側スイッチの一方を開状態としてから前記一次側第二スイッチを閉状態にするまでの時間に基づいて、前記反転時間を設定することを特徴とする請求項２に記載のＤＣＤＣコンバータ。
4. 前記平滑リアクトルに流れるリアクトル電流を検出する電流検出手段（ＳＡ）を備え、
   前記放電手段（３３，３３Ａ）は、前記二次側スイッチの両方を閉状態とした後、前記電流検出手段による前記リアクトル電流の検出値が所定の電流閾値となった場合に、前記二次側スイッチの一方を開状態とすることを特徴とする請求項１に記載のＤＣＤＣコンバータ。
5. 前記一次側スイッチの出力電圧を検出する電圧検出手段（３６）を備え、
   前記放電手段（３３Ａ）は、前記電圧検出手段による前記一次側第二スイッチの出力電圧の検出値が所定の電圧閾値となった場合に、前記一次側第二スイッチを閉状態にすることを特徴とする請求項４に記載のＤＣＤＣコンバータ。
6. 前記放電手段（３３Ａ）は、前記二次側スイッチの一方を開状態としてから前記一次側第二スイッチを閉状態にするまでの時間に基づいて、前記電流閾値を設定することを特徴とする請求項５に記載のＤＣＤＣコンバータ。

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