JP4561841B2 - 回転機の制御装置、及び回転機の制御システム - Google Patents

Description

本発明は、チョッパ制御によって蓄電手段の電圧を給電手段の電圧に対して所望に変換して且つ、前記蓄電手段に回転機の端子が接続される電力変換回路について、これを操作することで回転機を制御する回転機の制御装置に関する。

回転機に対する指令電圧とキャリアとの大小関係の比較に基づきインバータのスイッチング素子を操作することが周知である。これによれば、回転機の端子に、擬似的に正弦波形状の指令電圧を印加することができる。ただし、この場合には、インバータの出力電圧が２値的に激しく変動することに起因して、回転機の中性点電圧が大きく変動してコモンモードノイズが発生したり、サージが大きくなったりする等の不都合が生じる。

そこで従来は、例えば下記特許文献１の図１９等に見られるように、電源電圧に対してコンデンサの電圧を所望に変換するＤＣＤＣコンバータのコンデンサに３相回転機の各相の端子を接続することも提案されている。上記文献には、これによって、３相回転機の各相に正弦波形状の電圧が印加されるために、サージ電圧を抑制することができると記載されている。
特開２００６−１３６１２５号公報

ところで、上記文献記載の制御装置では、直流電圧を出力するＤＣＤＣコンバータの出力電圧を利用して、３相回転機に交流電圧を印加する提案がなされているのみである。しかし、ＤＣＤＣコンバータは、直流電圧を出力するものであるが故に、回転機に印加する電圧を交流電圧としたり、回転機を流れる電流を交流電流としたり、更には回転機のトルクを急変させたりする場合には、３相回転機に所望の電圧を印加することが困難となるおそれがある。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、チョッパ制御によって蓄電手段の電圧を給電手段の電圧に対して所望に変換して且つ、前記蓄電手段に回転機の端子が接続される電力変換回路について、これを操作することで回転機に印加する電圧を好適に制御することのできる回転機の制御装置及び制御システムを提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、チョッパ制御によって蓄電手段の電圧を給電手段の電圧に対して所望に変換して且つ、前記蓄電手段に回転機の端子が接続される電力変換回路について、これを操作することで回転機を制御する回転機の制御装置において、前記回転機に対する指令電圧に基づき算出される値と、前記蓄電手段に接続される回転機の端子に流れる電流との和として前記蓄電手段及び前記回転機側への出力電流の指令値を算出する電流指令値算出手段と、前記蓄電手段及び前記回転機側への出力電流を前記指令値算出手段によって算出された指令値に制御すべく、前記チョッパ制御を行うチョッパ制御手段とを備えることを特徴とする。

上記発明では、蓄電手段が回転機の端子に接続されるために、回転機の端子には、蓄電手段の電圧が印加される。このため、蓄電手段の電圧を指令電圧に基づき制御することが望まれる。ここで、上記発明では、蓄電手段及び回転機側への出力電流を算出するために、蓄電手段の電圧を指令電圧に基づき制御する上で要求される出力電流を把握することができ、ひいては、蓄電手段の電圧を指令電圧に応じて好適に制御することができる。このため、上記発明では、回転機に印加する電圧を好適に制御することができる。
ところで、回転機の端子に流れる電流は、電力変換回路と回転機との間で授受される電流である。このため、この電流は、蓄電手段の電圧を指令電圧に応じて制御する上での外乱要因となる。この点、上記発明では、蓄電手段及び回転機側への出力電流の指令値を算出するに際し、回転機の端子に流れる電流を加味することで、上記外乱要因をフィードフォワード制御によって補償することができる。このため、蓄電手段の制御性を向上させることができる。

なお、「蓄電手段及び前記回転機側への出力電流」は、「電力変換回路のうちの蓄電手段以外の回路から該回路及び前記蓄電手段間への出力電流である」ことを特徴としてもよい。

請求項２記載の発明は、チョッパ制御によって蓄電手段の電圧を給電手段の電圧に対して所望に変換して且つ、前記蓄電手段に回転機の端子が接続される電力変換回路について、これを操作することで回転機を制御する回転機の制御装置において、前記回転機に対する指令電圧に応じて前記蓄電手段の電圧を制御すべく、前記電力変換回路及び回転機間での電荷の流出入量に基づき、前記蓄電手段及び回転機間側に電荷を供給するか、前記蓄電手段及び回転機間側から電荷を引き抜くかを定めて前記チョッパ制御を行うチョッパ制御手段を備えることを特徴とする。

蓄電手段の電圧を指令電圧に応じて制御する際には、回転機及び電力変換回路間での電荷の流出入量が外乱要因となる。このため、たとえ蓄電手段の電圧を上昇させたい場合であっても、必ずしも蓄電手段及び回転機側に電荷を供給することがチョッパ制御に対して要求されるわけではなく、回転機の端子を流れる電流によっては、蓄電手段及び回転機側から電荷を引き抜くことがチョッパ制御に対して要求されることもある。上記発明では、この点に鑑み、電力変換回路及び回転機間での電荷の流出入量を把握することで、蓄電手段の電圧を指令電圧に応じて制御する上で適切な態様にてチョッパ制御を行うことができる。このため、上記発明では、回転機に印加する電圧を好適に制御することができる。

なお、「前記電力変換回路及び前記回転機間での電荷の流出入量の把握は、前記回転機の端子を流れる電流に基づき行われる」ことが望ましい。

請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記回転機に対する指令電圧及び前記回転機の端子を流れる電流に基づき、前記蓄電手段及び前記回転機側への出力電流の指令値を算出する電流指令値算出手段を更に備え、前記チョッパ制御手段は、前記蓄電手段及び前記回転機側への出力電流の指令値に基づき、前記チョッパ制御を行うことを特徴とする。

上記発明では、蓄電手段及び回転機側への出力電流を算出するために、蓄電手段の電圧を指令電圧に基づき制御する上で要求される出力電流を把握することができ、ひいては、蓄電手段の電圧を指令電圧に応じて好適に制御することができる。このため、上記発明では、回転機に印加する電圧を好適に制御することができる。

なお、「蓄電手段及び前記回転機側への出力電流」は、「電力変換回路のうちの蓄電手段以外の回路から該回路及び前記蓄電手段間への出力電流である」ことを特徴としてもよい。

請求項４記載の発明は、請求項１又は３記載の発明において、前記電流指令値算出手段は、前記蓄電手段の電圧と前記指令電圧との差に基づき、前記蓄電手段及び前記回転機側への出力電流の指令値を算出することを特徴とする。

上記発明では、上記差を上記出力電流の指令値を算出するための入力とすることで、蓄電手段の電圧を指令電圧に基づき制御する処理を、簡易且つ適切に行うことができる。

請求項５記載の発明は、請求項４記載の発明において、前記指令電圧は、交流信号であり、前記電流指令値算出手段は、前記蓄電手段の両端電圧間の極性を不変に保つべく、前記蓄電手段及び前記回転機側への出力電流の指令値を算出するに際して用いられる前記差を、所定量増加又は減少させる処理を行うことを特徴とする。

指令電圧が交流信号である場合、これを蓄電手段の電圧の目標値とすると、指令電圧の変化に伴って蓄電手段の両電極間の極性を周期的に反転させようとする制御が働く。しかし、電力変換回路によっては極性を反転させることができないものがあり、この場合、制御が破綻する。また、たとえ電力変換回路によって極性を反転させることができたとしても、この電圧の影響を受ける素子の信頼性の低下を招いたり、電力変換回路による電圧の変換処理が円滑に行えなくなったりするおそれがある。この点、上記発明では、蓄電手段の電圧を指令電圧に応じて変化させつつも極性を不変とするように制御することで、こうした問題を回避することができる。

請求項６記載の発明は、請求項１，３〜５のいずれか１項に記載の発明において、前記チョッパ制御手段は、前記蓄電手段及び前記回転機側への出力電流の所定期間における平均値を前記指令値に一致させるように前記チョッパ制御の態様を可変とすることを特徴とする。

電力変換回路を流れる電流がチョッパ制御によって変動する場合、微視的なタイムスケールでは、蓄電手段及び回転機側への出力電流をその指令値とすることはできない。この点、上記発明では、蓄電手段及び回転機側への出力電流の所定期間における平均値を指令値とすることで、蓄電手段及び回転機側への出力電流を指令値に一致させることができ、ひいては蓄電手段の電圧を指令電圧に応じて制御することができる。

請求項７記載の発明は、請求項６に記載の発明において、前記チョッパ制御手段は、前記電力変換回路の備えるコイルに流れる電流の漸増操作及び漸減操作の繰り返し処理を行うものであって且つ、前記漸増操作及び漸減操作の一周期において前記蓄電手段及び前記回転機側への出力電流の平均値を前記指令値に一致させるように前記漸増操作及び漸減操作の操作態様を可変設定することを特徴とする。

電力変換回路の備えるコイルを流れる電流がチョッパ制御によって漸増及び漸減を繰り返す場合、微視的なタイムスケールでは、蓄電手段及び回転機側への出力電流をその指令値とすることはできない。この点、上記発明では、漸増及び漸減の一周期において蓄電手段及び回転機側への出力電流を指令値とすることで、極力短いタイムスケールで蓄電手段及び回転機側への出力電流を指令値に一致させることができ、ひいては蓄電手段の電圧を指令電圧に応じて好適に制御することができる。

請求項８記載の発明は、請求項６に記載の発明において、前記チョッパ制御手段は、前記チョッパ制御のためのスイッチング素子のオン・オフ操作の一周期において前記蓄電手段及び回転機側への出力電流の平均値を前記指令値に一致させるように前記スイッチング素子の操作態様を可変とすることを特徴とする。

チョッパ制御では、通常、スイッチング素子のオン・オフ操作に伴って電力変換回路を流れる電流が変動する。そしてこの場合には、蓄電手段及び回転機側への出力電流も変動する。このため、微視的なタイムスケールでは、蓄電手段及び回転機側への出力電流をその指令値とすることはできない。この点、上記発明では、オン・オフ操作の一周期において蓄電手段及び回転機側への出力電流を指令値とすることで、極力短いタイムスケールで蓄電手段及び回転機側への出力電流を指令値に一致させることができ、ひいては蓄電手段の電圧を指令電圧に応じて好適に制御することができる。

請求項９記載の発明は、請求項１〜８のいずれか１項に記載の発明において、前記チョッパ制御手段は、前記チョッパ制御のためのスイッチング素子のオン時間を変更可能な操作量として且つ、前記電力変換回路の備えるコイルに流れる電流量がゼロとなることで前記スイッチング素子をオフ操作からオン操作に切り替えることを特徴とする。

上記発明では、コイルを流れる電流がゼロとなる度にスイッチング素子がオン操作されることでコイルを流れる電流が増加する。このため、スイッチング素子のオン・オフの一周期においてコイルを流れる電流や蓄電手段を流れる電流を比較的簡易に算出することができる。更に、コイルを流れる電流がゼロとなることでスイッチング素子をオフ状態からオン状態に切り替えるために、この際のスイッチング損失を低減することもできる。

請求項１０記載の発明は、請求項１〜９のいずれか１項に記載の発明において、前記チョッパ制御手段は、前記チョッパ制御を行うに際し、前記蓄電手段の電圧及び前記給電手段の電圧を加味することを特徴とする。

チョッパ制御における電流の挙動は、蓄電手段の電圧や給電手段の電圧に依存する。上記発明では、この点に鑑み、これらを入力とすることで、チョッパ制御における電流の挙動を把握することができる。このため、蓄電手段及び回転機側への出力電流を指令値に好適に制御することができる。

請求項１１記載の発明は、請求項１〜１０のいずれか１項に記載の発明において、前記チョッパ制御手段は、前記チョッパ制御を行うに際し、前記電力変換回路の備えるコイルに流れる電流の検出値を加味することを特徴とする。

上記発明では、コイルを流れる電流の検出値に基づきチョッパ制御の電流の挙動を把握することができるため、蓄電手段及び回転機側への出力電流を指令値に好適に制御することができる。

請求項１２記載の発明は、請求項１〜１１のいずれか１項に記載の発明において、前記電力変換回路は、非絶縁型コンバータを備えて構成されることを特徴とする。

上記発明では、非絶縁型コンバータを用いることで、電力変換回路を小型化することができる。なお、こうした非絶縁型コンバータとしては、下記の各請求項記載の構成としてもよい。

請求項１３記載の発明は、請求項１２記載の発明において、前記非絶縁型コンバータは、前記給電手段に並列接続された一対のスイッチング素子と、該スイッチング素子同士の接続点を前記蓄電手段に接続するコイルとを備えるバックコンバータであることを特徴とする。

請求項１４記載の発明は、請求項１２記載の発明において、前記非絶縁型コンバータは、前記蓄電手段に並列接続された一対のスイッチング素子と、該スイッチング素子同士の接続点を前記給電手段に接続するコイルとを備えるブーストコンバータであることを特徴とする。

請求項１５記載の発明は、請求項１２記載の発明において、前記非絶縁型コンバータは、前記蓄電手段の一方の端子及び前記給電手段の一方の端子を接続する一対のスイッチング素子と、前記一対のスイッチング素子間の接続点を前記蓄電手段の他方の端子及び前記給電手段の他方の端子に接続するコイルとを備えるバックブーストコンバータであることを特徴とする。

請求項１６記載の発明は、請求項１２記載の発明において、前記非絶縁型コンバータは、前記給電手段に並列接続された一対のスイッチング素子と、前記蓄電手段に並列接続された一対のスイッチング素子と、前記給電手段に並列接続された一対のスイッチング素子の接続点を前記蓄電手段に並列接続された一対のスイッチング素子の接続点に接続するコイルとを備えるバックブースコンバータであることを特徴とする。

請求項１７記載の発明は、請求項１〜１６のいずれか１項に記載の回転機の制御装置と、前記電力変換回路とを備えることを特徴とする。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる回転機の制御装置をハイブリッド車の動力発生装置としての電動機の制御装置に適用した第１の実施の形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態の制御システムの全体構成を示す。

電動機１０は、ハイブリッド車の動力発生装置であり、ここでは、永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）を例示している。電動機１０は、電力変換回路としての３相コンバータ（ＴＣＶ１４）を介して、高圧バッテリ１２に接続されている。ここで、高圧バッテリ１２は、ニッケル水素蓄電池やリチウム蓄電池等の蓄電池である。

上記ＴＣＶ１４は、電動機１０の各相に接続される各別のＤＣＤＣコンバータを備えて構成され、各相に印加する電圧を連続的に調節することが可能なものである。詳しくは、本実施形態にかかるＴＣＶ１４は、各相毎に、非反転形バックブーストコンバータを備えて構成されている。すなわち、Ｕ相については、上記高圧バッテリ１２に並列接続されるスイッチング素子Ｓｕｐ１及びスイッチング素子Ｓｕｎ１の直接接続体と、電動機１０のＵ相及びグランド間に接続されるコンデンサＣｕと、コンデンサＣｕに並列接続されるスイッチング素子Ｓｕｐ２及びスイッチング素子Ｓｕｎ２の直接接続体と、上記２つの直列接続体の接続点間を接続するコイルＬｕとを備えるＤＣＤＣコンバータを有する。ここで本実施形態では、スイッチング素子Ｓｕｐ１，Ｓｕｎ１，Ｓｕｐ２，Ｓｕｎ２として、パワーＭＯＳＦＥＴを例示している。これら各スイッチング素子Ｓｕｐ１，Ｓｕｎ１，Ｓｕｐ２，Ｓｕｎ２には、ダイオードＤｕｐ１，Ｄｕｎ１，Ｄｕｐ２，Ｄｕｎ２が並列接続されている。なお、並列接続されるダイオードＤｕｐ１，Ｄｕｎ１，Ｄｕｐ２，Ｄｕｎ２は、パワーＭＯＳＦＥＴなどのボディダイオードであってもよい。そして、ＴＣＶ１４は、Ｖ相、Ｗ相についても、同様の構成を有するＤＣＤＣコンバータを備えて構成されている。

上記制御システムは、その内部の各種状態を検出するための手段として、次のものを備えている。まず、高圧バッテリ１２の電圧を検出する電圧センサ２０を備えている。またＴＣＶ１４のＵ相部分については、コイルＬｕを流れる電流を検出する電流センサ２２と、コンデンサＣｕの電圧を検出する電圧センサ２４とを備えている。一方、ＴＣＶ１４のＶ相部分については、コイルＬｖを流れる電流を検出する電流センサ２６と、コンデンサＣｖの電圧を検出する電圧センサ２８とを備えている。また、ＴＣＶ１４のＷ相部分については、コイルＬｗを流れる電流を検出する電流センサ３０と、コンデンサＣｗの電圧を検出する電圧センサ３２とを備えている。更に、電動機１０に関する状態としては、各相の電流を検出する電流センサ３４，３６，３８を備えている。

一方、制御装置４０は、電動機１０を制御対象とする制御装置であり、上記各種センサの検出値を取り込み、これらに基づき、ＴＣＶ１４を操作する。詳しくは、スイッチング素子Ｓｕｐ１、Ｓｕｎ２を操作する操作信号ｇｕ１、スイッチング素子Ｓｕｎ１，Ｓｕｐ２を操作する操作信号ｇｕ２、スイッチング素子Ｓｖｐ１、Ｓｖｎ２を操作する操作信号ｇｖ１、スイッチング素子Ｓｖｎ１，Ｓｖｐ２を操作する操作信号ｇｖ２、スイッチング素子Ｓｗｐ１、Ｓｗｎ２を操作する操作信号ｇｗ１、スイッチング素子Ｓｗｎ１，Ｓｗｐ２を操作する操作信号ｇｗ２を生成する。そして、これらを用いてチョッパ制御を行うことで、高圧バッテリ１２の電圧を所望に変換して各コンデンサＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗの電圧とする。

図２に、本実施形態にかかるチョッパ制御の態様を示す。なお、図２においては、ＴＣＶ１４を構成する３つのＤＣＤＣコンバータのうちの１つを示す。そして、図２においては、各素子の符号から相に対応するアルファベットを除いた符号を付する。すなわち例えば、スイッチング素子Ｓｕｐ１，Ｓｖｐ１，Ｓｗｐ１については、スイッチング素子Ｓｐ１と表記する。なお、図２においては、説明の便宜上、コンデンサＣ及びこれに接続される電動機１０の端子間の電荷の流出入量が無視できるほど小さい場合を示す。

まず初めに、図２(ａ)、図２（ｂ）に基づき、コンデンサＣ及び電動機１０側への電荷供給に際しての処理について説明する。図２（ａ）に示されるように、操作信号ｇｕ１の立ち上がりによって、スイッチング素子Ｓｐ１，Ｓｎ２がオン状態とされると、高圧バッテリ１２、スイッチング素子Ｓｐ１、コイルＬ、及びスイッチング素子Ｓｎ２を備えて構成される閉ループ回路に電流が流れる。その後、図２（ｂ）に示されるように、操作信号ｇｕ１の立ち下がりによって、スイッチング素子Ｓｐ１，Ｓｎ２がオフ状態とされると、コイルＬの逆起電力によって、コイルＬ、ダイオードＤｐ２、コンデンサＣ，及びダイオードＤｎ１を備えて構成される閉ループ回路に電流が流れる。これにより、コンデンサＣが充電される。

次に、図２（ｃ）、図２（ｄ）に基づき、コンデンサＣ及び電動機１０側からの電荷の引き抜き時に際しての処理について説明する。図２（ｃ）に示されるように、操作信号ｇｕ２の立ち上がりによって、スイッチング素子Ｓｐ２，Ｓｎ１がオン状態とされると、コンデンサＣ、スイッチング素子Ｓｐ２、コイルＬ、及びスイッチング素子Ｓｎ１を備えて構成される閉ループ回路に電流が流れる。これにより、コンデンサＣの電荷が放出される。その後、図２（ｄ）に示されるように、操作信号ｇｕ２の立ち下がりによって、スイッチング素子Ｓｐ２，Ｓｎ１がオフ状態とされると、コイルＬの逆起電力によって、コイルＬ，ダイオードＤｐ１、高圧バッテリ１２、及びダイオードＤｎ２を備えて構成される閉ループ回路に電流が流れる。

このように、チョッパ制御によって、直流電源（高圧バッテリ１２）の電圧を変換して出力することで、換言すればコンデンサＣの電圧を調節することで、電動機１０に印加する電圧値をアナログ値とすることができる。ただし、実際には、コンデンサＣ及び電動機１０間での電荷の流出入に起因して、コンデンサＣの電圧の上昇及び低下のそれぞれと、コンデンサＣ及び電動機１０側への電荷の供給及び引き抜きとが１対１に対応しない。本実施形態では、こうした状況にあっても、コンデンサＣの電圧を適切に制御することができるように、上記操作信号ｇｕ１，ｇｕ２，ｇｖ１，ｇｖ２，ｇｗ１，ｇｗ２を生成する。図３に、上記操作信号ｇｕ１，ｇｕ２，ｇｖ１，ｇｖ２，ｇｗ１，ｇｗ２の生成処理を示す。

電動機１０の各相の電流ｉＭｕ，ｉＭｖ，ｉＭｗは、２相変換部５０に取り込まれる。これにより、２相変換部５０では、これら３相の電流ｉＭｕ，ｉＭｖ，ｉＭｗを、回転２相座標系での電流であるｄ軸上の実電流ｉｄとｑ軸上の実電流ｉｑとに変換する。一方、指令電流設定部５２は、要求トルクに基づき、ｄｑ軸上の指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを設定する。偏差算出部５４では、指令電流ｉｄｃに対する実電流ｉｄの差を算出し、偏差算出部５６では、指令電流ｉｑｃに対する実電流ｉｑの差を算出する。指令電圧設定部５８では、上記偏差算出部５４，５６の出力に基づき、ｄｑ軸上での指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃを設定する。ここでは、基本的には、実電流ｉｄを指令電流ｉｄｃにフィードバック制御することでｄ軸上の指令電圧ｖｄｃを設定し、実電流ｉｑを指令電流ｉｑｃにフィードバック制御することでｑ軸上の指令電圧ｖｑｃを設定する。ここで、フィードバック制御としては、例えば比例積分制御とすればよい。ただし、本実施形態では、上記フィードバック制御に加えて、非干渉化制御をも行う。このため、指令電圧設定部５８では、電動機１０の回転速度ωを入力パラメータとしている。

３相変換部６０は、ｄｑ軸上の指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃを、３相の指令電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃに変換する。オフセット補正部６２では、Ｕ相の指令電圧Ｖｕｃに、オフセット電圧Δを加算する補正を行う。これは、指令電圧Ｖｕｃがゼロボルトを振幅中心とする正弦波等の交流信号であるという条件下、コンデンサＣｕの電圧の極性を固定するためになされるものである。このようにオフセット電圧Δを加算する補正を行うことで、コンデンサＣｕの電圧は、図４に示されるように、オフセット電圧Δを振幅中心として変動するように制御されることとなる。なお、コンデンサＣｕの極性を固定するためには、オフセット電圧Δは、指令電圧Ｖｕｃの振幅の最大値以上とすれば足りるが、本実施形態では、更に、振幅の最大値よりも規定電圧ＶＬだけ高い電圧をオフセット電圧Δとしている。これは、チョッパ制御による電流の変化がコンデンサＣｕの電圧と高圧バッテリ１２の電圧とによって定まることに鑑み、チョッパ制御の電流の変化速度を規定速度以上とするための設定である。

先の図３において、オフセット補正された指令電圧Ｖｕｃは、ガード処理部６４に取り込まれる。ガード処理部６４は、ＴＣＶ１４を構成する素子に定格を超えた電圧が印加されることを回避したり、コイルＬｕの飽和を回避したりすることを目的に設けられている。ガード処理部６４の出力は、偏差算出部６６に取り込まれる。偏差算出部６６は、ガード処理部６４の出力から電圧センサ２４によって検出されるコンデンサＣｕの電圧ＶＣｕを減算する。偏差算出部６６の出力は、フィードバック制御部６８に取り込まれる。ここでは、比例制御がなされる。ここで、比例ゲインＫは、コンデンサＣｕの容量と、コンデンサＣｕの電圧の要求変化速度とに基づき設定されるものである。フィードバック制御部６８の出力は、フィードフォワード補正部７０に取り込まれる。フィードフォワード補正部７０では、フィードバック制御部６８の出力にＵ相の電流ｉＭｕを加算することで、コンデンサＣｕ及び電動機１０側への出力指令値ｉＣｕｃを算出する。この出力指令値ｉＣｕｃは、コンデンサＣｕへの供給電流量と電動機１０のＵ相への供給電流量との和の指令値となっている。そして、パルス幅算出部７２では、出力指令値ｉＣｕｃや、電圧センサ２０によって検出される高圧バッテリ１２の電圧Ｖｉｎ、コンデンサＣｕの電圧ＶＣｕに基づき、コンデンサＣｕ及び電動機１０側への出力電流が出力指令値ｉＣｕｃとなるように、操作信号ｇｕ１，ｇｕ２を算出する。

同様に、Ｖ相についても、指令電圧Ｖｖｃは、オフセット補正部７４においてオフセット電圧Δにてオフセット補正された後、ガード処理部７６にてガード処理が施される。そして、偏差算出部７８においてはガード処理部７６の出力からコンデンサＣｖの電圧ＶＣｕが減算され、フィードバック制御部８０では、これに基づき、コンデンサＣｖの電圧ＶＣｕが指令電圧Ｖｖｃに基づきフィードバック制御される。そして、フィードフォワード補正部８２にて、Ｖ相の電流ｉＭｖにてフィードバック制御部８０の出力が補正されることで、コンデンサＣｖ及び電動機１０側への電流の出力指令値ｉＣｖｃが算出される。そして、パルス幅算出部８４では、出力指令値ｉＣｖｃや、電圧センサ２０によって検出される高圧バッテリ１２の電圧、コンデンサＣｖの電圧ＶＣｕに基づき、コンデンサＣｖ及び電動機１０側への出力電流が出力指令値ｉＣｖｃとなるように、操作信号ｇｖ１，ｇｖ２を算出する。

同様に、Ｗ相についても、指令電圧Ｖｗｃは、オフセット補正部８６においてオフセット電圧Δにてオフセット補正された後、ガード処理部８８にてガード処理が施される。そして、偏差算出部９０においてはガード処理部８８の出力からコンデンサＣｗの電圧ＶＣｗが減算され、フィードバック制御部９２では、これに基づき、コンデンサＣｗの電圧ＶＣｗが指令電圧Ｖｗｃに基づきフィードバック制御される。そして、フィードフォワード補正部９４にて、Ｗ相の電流ｉＭｗにてフィードバック制御部９２の出力が補正されることで、コンデンサＣｗ及び電動機１０側への電流の出力指令値ｉＣｗｃが算出される。そして、パルス幅算出部９６では、出力指令値ｉＣｗｃや、電圧センサ２０によって検出される高圧バッテリ１２の電圧Ｖｉｎ、コンデンサＣｗの電圧ＶＣｗに基づき、コンデンサＣｗ側への出力電流が出力指令値ｉＣｗｃとなるように、操作信号ｇｗ１，ｇｗ２を算出する。

次に、図５に基づき、パルス幅算出部７２、８４、９６の処理について詳述する。なお、図５においては、Ｕ相のパルス幅算出部７２の処理を例に記載し、Ｖ相のパルス幅算出部８４、Ｗ相のパルス幅算出部９６については、同様の処理のためその記載を割愛する。

図５（ａ）は、コンデンサＣｕ及び電動機１０側への電荷供給時のコイルＬｕに流れる電流を示している。ここで、オン時間ｔｕｐは、スイッチング素子Ｓｕｐ１、Ｓｕｎ２のオン時間を示している。図示されるように、スイッチング素子Ｓｕｐ１、Ｓｕｎ２がオン操作されると、先の図２（ａ）に示した回路部分に電流が流れることで、コイルＬｕに流れる電流が漸増する。そして、オン時間ｔｕｐが経過すると、スイッチング素子Ｓｕｐ１、Ｓｕｎ２がオフ操作されるために、先の図２（ｂ）に示した回路部分に電流が流れ、コイルＬｕの電流は漸減する。そして、本実施形態では、コイルＬｕを流れる電流がゼロとなることで、スイッチング素子Ｓｕｐ１、Ｓｕｎ２を再度オン状態に切り替える。

ここで、コンデンサＣｕ及び電動機１０側に電流が流れるのは、スイッチング素子Ｓｕｐ１、Ｓｕｎ２がオフ状態である期間であり且つ、漸減するものであるため、微視的なタイムスケールでは、この電流を出力指令値ｉＣｕｃとすることはできない。そこで本実施形態では、コンデンサＣｕ及び電動機１０側に出力される電流の所定期間における平均値を、出力指令値ｉＣｕｃとする。そして、この所定期間を、スイッチング素子Ｓｕｐ１、Ｓｕｎ２のオン・オフ操作の一周期とする。図５（ａ）では、コンデンサＣｕ及び電動機１０側に供給される電荷量を、斜線部分の面積として示している。この面積がスイッチング素子Ｓｕｐ１、Ｓｕｎ２のオン・オフの一周期にわたる出力指令値ｉＣｕｃの積分値に等しくなるなら、コンデンサＣ及び電動機１０側への実際の出力電流の一周期における平均値を、出力指令値ｉＣｕｃとすることができる。これは、オン時間ｔｕｐを以下のように設定することで実現することができる。

漸増及び漸減を繰り返しつつ流れるコイルＬｕのピーク電流Ｉｐは、コイルＬｕのインダクタンスＬ、オン時間ｔｕｐ及び高圧バッテリ１２の電圧Ｖｉｎを用いて、以下の式にて表現される。

Ｖｉｎ＝Ｌ・Ｉｐ／ｔｕｐ …（ｃ１）
また、このピーク電流Ｉｐは、オフ時間ｔｏｆｆと、コンデンサＣｕの電圧ＶＣｕとを用いて、以下の式にて表現される。

ＶＣｕ＝Ｌ・Ｉｐ／ｔｏｆｆ …（ｃ２）
上記の式（ｃ１）、（ｃ２）から、オン時間ｔｕｐとオフ時間ｔｏｆｆとの関係が下記の式（ｃ３）となる。

Ｖｉｎ／Ｖｃｕ＝ｔｏｆｆ／ｔｕｐ …（ｃ３）
ここで、上記一周期におけるコンデンサＣｕ及び電動機１０側への供給電流の平均値は、下記の式（ｃ４）にて表現される。

Ｉｐ・ｔｏｆｆ／｛２・（ｔｕｐ＋ｔｏｆｆ）｝
＝ｔｕｐ・Ｖｉｎ・Ｖｉｎ／２・Ｌ・（Ｖｉｎ＋ＶＣｕ） …（ｃ４）
これが、出力指令値ｉＣｕｃと等しいとすると、下記の式（ｃ５）が得られる。

ｔｕｐ＝２・Ｌ・ｉＣｕｃ・（Ｖｉｎ＋ＶＣｕ）／（Ｖｉｎ・Ｖｉｎ） …（ｃ５）
一方、図５（ｂ）は、コンデンサＣｕ及び電動機１０側からの電荷の引き抜き時のコイルＬｕに流れる電流を示している。ここで、オン時間ｔｕｎは、スイッチング素子Ｓｕｎ１、Ｓｕｐ２のオン時間を示している。図示されるように、スイッチング素子Ｓｕｎ１、Ｓｕｐ２がオン操作されると、先の図２（ｃ）に示した回路部分に電流が流れることで、コイルＬｕに流れる電流の絶対値が漸増する。ただし、コンデンサＣの両電極のうちの電動機１０との接続側へ流れる方向を電流の正の向きとしているために、図５（ｃ）では、電流がゼロを下回って漸減すると記載している。そして、オン時間ｔｕｎが経過すると、スイッチング素子Ｓｕｎ１、Ｓｕｐ２がオフ操作されるために、先の図２（ｄ）に示した回路部分に電流が流れ、コイルＬｕの電流の絶対値は漸減する。そして、本実施形態では、コイルＬｕを流れる電流がゼロとなることで、スイッチング素子Ｓｕｎ１、Ｓｕｐ２を再度オン状態に切り替える。

ここでも、コンデンサＣ及び電動機１０側への出力電流の所定期間における平均値を、出力指令値ｉＣｕｃとすべく、オン時間ｔｕｎにおいてコンデンサＣｕ及び電動機１０側から引き抜かれる電荷量（斜線部分の面積）を、スイッチング素子Ｓｕｎ１、Ｓｕｐ２のオン・オフの一周期にわたる出力指令値ｉＣｕｃの積分値に等しくする。これは、オン時間ｔｕｎを以下の式（ｃ６）とすることで実現することができる。

ｔｕｎ＝２・Ｌ・（−ｉＣｕｃ）・（Ｖｉｎ＋ＶＣｕ）／（Ｖｉｎ・ＶＣｕ） …（ｃ６）
上記の式（ｃ６）においては、コンデンサＣｕ及び電動機１０側に電流が流れる方向を正としているため、出力指令値ｉＣｕｃに「−１」を乗算することで、オン時間ｔｕｎを正としている。上記の式（ｃ５）及び式（ｃ６）からわかるように、出力指令値ｉＣｕｃと、電圧Ｖｉｎ、ＶＣｕとを入力とすることで、オン時間ｔｕｐ，ｔｕｎを算出することができる。ここで、オン時間ｔｕｐを用いるか、オン時間ｔｕｎを用いるかは、出力指令値ｉＣｕｃの符号によって定まる。

図６に、本実施形態にかかるチョッパ制御の処理手順を示す。この処理は、制御装置４０によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、図６においては、Ｕ相に関する処理のみを示すが、Ｖ相，Ｗ相についても同様の処理を行うことができる。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、電流センサ２２によって検出される電流（コイルＬｕに流れる電流ｉＬｕ）がゼロであるか否かを判断する。この処理は、スイッチング素子Ｓｕｐ１、Ｓｕｎ２又はスイッチング素子Ｓｕｎ１、Ｓｕｐ２をオフ状態からオン状態に切り替えるタイミングを判断するためのものである。そして、ゼロであると判断される場合には、オン状態への切り替えタイミングであることから、ステップＳ１２に移行する。ステップＳ１２においては、出力指令値ｉＣｕｃがゼロ以上であるか否かを判断する。この処理は、コンデンサＣｕ及び電動機１０側に電荷を供給すべく、スイッチング素子Ｓｕｐ１、Ｓｕｎ２をオン操作するか、コンデンサＣｕ及び電動機１０側から電荷を引き抜くべく、スイッチング素子Ｓｕｎ１、Ｓｕｐ２をオン操作するかを判断するものである。

出力指令値ｉＣｕｃがゼロ以上である場合、ステップＳ１４において、スイッチング素子Ｓｕｐ１、Ｓｕｎ２をオン操作すべく、操作信号ｇｕ１をターンオンする。続くステップＳ１６においては、スイッチング素子Ｓｕｐ１、Ｓｕｎ２がオン状態とされる時間を計時するカウンタをインクリメントする。この処理は、カウンタの値が上記オン時間ｔｕｐ以上となるまで継続される(ステップＳ１８)。そして、カウンタの値が上記オン時間ｔｕｐ以上となると(ステップＳ１８：Ｙｅｓ)、ステップＳ２０において、操作信号ｇｕ１をターンオフするとともに、カウンタをリセットする。

一方、上記ステップＳ１２において出力指令値ｉＣｕｃがゼロ未満と判断される場合、ステップＳ２２において、スイッチング素子Ｓｕｎ１、Ｓｕｐ２をオン操作すべく、操作信号ｇｕ２をターンオンする。続くステップＳ２４においては、スイッチング素子Ｓｕｎ１、Ｓｕｐ２がオン状態とされる時間を計時するカウンタをインクリメントする。この処理は、カウンタの値が上記オン時間ｔｕｎ以上となるまで継続される(ステップＳ２６)。そして、カウンタの値が上記オン時間ｔｕｎ以上となると(ステップＳ２６：Ｙｅｓ)、ステップＳ２８において、操作信号ｇｕ２をターンオフするとともに、カウンタをリセットする。

図７（ａ）に、上記処理によるコンデンサＣｕ、Ｃｖ，Ｃｗの電圧の制御結果を示す。図では、要求トルクを急変させることで電動機１０の力行制御から回生制御へと切り替える場合におけるコンデンサＣｕ、Ｃｖ，Ｃｗの電圧(ＴＣＶ１４の出力電圧)の指令電圧Ｖｕｃ、Ｖｖｃ，Ｖｗｃへの追従性を示している。図示されるように、コンデンサＣｕ、Ｃｖ，Ｃｗの電圧は、指令電圧Ｖｕｃ、Ｖｖｃ，Ｖｗｃ（正確には、これらをオフセット補正したもの）に好適に追従している。これに対し、図７（ｂ）には、上記出力指令値ｉＣｕｃを算出せず、コンデンサＣｕ、Ｃｖ，Ｃｗの電圧ＶＣｕ，ＶＣｖ，ＶＣｗと指令電圧Ｖｕｃ、Ｖｖｃ，Ｖｗｃ（正確にはこれらをオフセット補正したもの）との差に基づき、上記オン時間ｔｕｐ，ｔｕｎを直接算出した場合を示す。この場合、コンデンサＣｕ、Ｃｖ，Ｃｗの電圧の指令電圧Ｖｕｃ、Ｖｖｃ，Ｖｗｃへの追従性が、本実施形態と比較して劣るものとなる。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）電動機１０に対する指令電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃに基づき、コンデンサＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗ及び電動機１０側への出力電流の指令値(出力指令値ｉＣｕｃ，ｉＣｖｃ，ｉＣｗｃ)を算出し、これに基づきチョッパ制御を行った。これにより、コンデンサＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗの電圧を指令電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃに基づき制御する上で要求される出力電流を把握することができ、ひいては、コンデンサＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗの電圧を指令電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃに応じて好適に制御することができる。

（２）出力指令値ｉＣｕｃ，ｉＣｖｃ，ｉＣｗｃを算出するに際し、コンデンサＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗに接続される電動機１０の各相に流れる電流ｉＭｕ，ｉＭｖ，ｉＭｗを加味した。これにより、コンデンサＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗの電圧を指令電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃに応じて制御する上での外乱要因を、フィードフォワード制御によって補償することができる。

（３）コンデンサＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗの電圧ＶＣｕ，ＶＣｖ，ＶＣｗと指令電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃとの差に基づき、出力指令値ｉＣｕｃ，ｉＣｖｃ，ｉＣｗｃを算出した。これにより、コンデンサＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗの電圧ＶＣｕ，ＶＣｖ，ＶＣｗを指令電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃに制御する処理を、簡易且つ適切に行うことができる。

（４）コンデンサＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗの両端電圧間の極性を不変に保つべく、コンデンサＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗの電圧ＶＣｕ，ＶＣｖ，ＶＣｗと指令電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃとの差に基づき出力指令値ｉＣｕｃ，ｉＣｖｃ，ｉＣｗｃを算出するに先立ち、指令電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃをオフセット補正した。これにより、コンデンサＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗの電圧を指令電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃに応じて変化させつつも極性を不変とするように制御することができるため、コンデンサＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗの極性を反転させることができない非反転形バックブーストコンバータを備えて構成されるＴＣＶ１４による電圧の制御性を高く維持することができる。

（５）チョッパ制御のためのスイッチング素子のオン・オフ操作の一周期においてコンデンサＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗ側への出力電流の平均値を出力指令値ｉＣｕｃ，ｉＣｖｃ，ｉＣｗｃに一致させるようにスイッチング素子の操作態様を可変とした。これにより、コンデンサＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗの電圧を指令電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃに応じて好適に制御することができる。

（６）チョッパ制御のためのスイッチング素子のオン時間ｔｕｐ，ｔｕｎを変更可能な操作量として且つ、ＴＣＶ１４の備えるコイルＬｕ、Ｌｖ，Ｌｗに流れる電流ｉＬｕ，ｉＬｖ，ｉＬｗがゼロとなることでスイッチング素子をオフ操作からオン操作に切り替えた。このように、コイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗを流れる電流がゼロとなる度にオン操作に切り替えることで、オン・オフの一周期においてコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗを流れる電流やコンデンサＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗを流れる電流を比較的簡易に算出することができる。更に、コイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗを流れる電流がゼロとなることでスイッチング素子をオフ状態からオン状態に切り替えるために、この際のスイッチング損失を低減することもできる。

（７）チョッパ制御を行うに際し、コンデンサＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗの電圧ＶＣｕ，ＶＣｖ，ＶＣｗ及び高圧バッテリ１２の電圧Ｖｉｎを加味した。これにより、チョッパ制御における電流の挙動を把握することができるため、コンデンサＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗ側への出力電流を指令値に好適に制御することができる。

（８）ＴＣＶ１４を、非絶縁型コンバータを備えて構成した。これにより、ＴＣＶ１４を小型化することができる。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図８に、本実施形態にかかるシステム構成図を示す。なお、図８において、先の図１に示した部材と対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、ＤＣＤＣコンバータとしてバックブーストコンバータを用いてＴＣＶ１４を構成する。すなわち、Ｕ相においては、コンデンサＣｕと、高圧バッテリ１２の正極端子をコンデンサＣｕ及び電動機１０のＵ相間の接続点に接続するスイッチング素子Ｓｕ１及びスイッチング素子Ｓｕ２の直接接続体と、スイッチング素子Ｓｕ１及びスイッチング素子Ｓｕ２の接続点をグランドに接続するコイルＬｕとを備えている。そして、このＤＣＤＣコンバータには、各スイッチング素子Ｓｕ１，Ｓｕ２に並列にダイオードＤｕ１，Ｄｕ２が並列接続されている。そして、ＴＣＶ１４は、Ｖ相、Ｗ相についても、同様の構成を有するＤＣＤＣコンバータを備えて構成されている。

図９に、本実施形態にかかるチョッパ制御の態様を示す。なお、図９においては、ＴＣＶ１４を構成する３つのＤＣＤＣコンバータのうちの１つを示す。そして、図９においては、各素子の符号から相に対応するアルファベットを除いた符号を付する。すなわち例えば、スイッチング素子Ｓｕ１，Ｓｖ１，Ｓｗ１については、スイッチング素子Ｓ１と表記する。なお、図９においては、説明の便宜上、コンデンサＣ及びこれに接続される電動機１０の端子間の電荷の流出入量が無視できるほど小さい場合を示す。

まず初めに、図９(ａ)、図９（ｂ）に基づき、コンデンサＣ及び電動機１０側への電荷供給に際しての処理について説明する。図９（ａ）に示されるように、操作信号ｇｕ１の立ち上がりによって、スイッチング素子Ｓ１がオン操作されると、コンデンサＣ、コイルＬ、及びスイッチング素子Ｓ１を備えて構成される閉ループ回路に電流が流れる。これにより、コンデンサＣが充電される。ただし、バックブーストコンバータにあっては、コンデンサＣの極性を反転させる降圧処理がなされるために、これにより、コンデンサＣの電圧の絶対値が低減される。その後、図９（ｂ）に示されるように、操作信号ｇｕ１の立ち下がりによって、スイッチング素子Ｓ１がオフ状態とされると、コイルＬの逆起電力によって、コイルＬ、ダイオードＤ２、及び高圧バッテリ１２を備えて構成される閉ループ回路に電流が流れる。

次に、図９（ｃ）、図９（ｄ）に基づき、コンデンサＣ及び電動機１０側からの電荷の引き抜きに際しての処理について説明する。図９（ｃ）に示されるように、操作信号ｇｕ２の立ち上がりによって、スイッチング素子Ｓ２がオン状態とされると、高圧バッテリ１２、スイッチング素子Ｓ２、コイルＬを備えて構成される閉ループ回路に電流が流れる。その後、図９（ｄ）に示されるように、操作信号ｇｕ２の立ち下がりによって、スイッチング素子Ｓ２がオフ状態とされると、コイルＬの逆起電力によって、コイルＬ，コンデンサＣ、及びダイオードＤ１を備えて構成される閉ループ回路に電流が流れる。これにより、コンデンサＣの電荷が放出される。換言すれば、コンデンサＣは、負側で昇圧(正で降圧)される態様にて充電される。これにより、コンデンサＣの電圧の絶対値を増大させることができる。

このように、チョッパ制御によって、直流電源（高圧バッテリ１２）の電圧を変換して出力することで、換言すればコンデンサＣの電圧を調節することで、電動機１０に印加する電圧値をアナログ値とすることができる。

次に、図１０に基づき、パルス幅算出部７２、８４、９６の処理について詳述する。なお、図１０においては、Ｕ相のパルス幅算出部７２の処理を例に記載し、Ｖ相のパルス幅算出部８４、Ｗ相のパルス幅算出部９６については、同様の処理のためその記載を割愛する。

図１０（ａ）は、コンデンサＣｕ及び電動機１０側への電荷供給時のコイルＬｕに流れる電流を示している。ここで、オン時間ｔｕｐは、スイッチング素子Ｓｕ１のオン時間を示している。図示されるように、スイッチング素子Ｓｕ１がオン操作されると、先の図９（ａ）に示した回路部分に電流が流れることで、コイルＬｕに流れる電流が漸増する。そして、オン時間ｔｕｐが経過すると、スイッチング素子Ｓｕ１がオフ操作されるために、先の図９（ｂ）に示した回路部分に電流が流れ、コイルＬｕの電流は漸減する。そして、本実施形態では、コイルＬｕを流れる電流がゼロとなることで、スイッチング素子Ｓｕ１を再度オン状態に切り替える。

ここで、本実施形態においても、コンデンサＣ及び電動機１０側への出力電流の所定期間における平均値を、出力指令値ｉＣｕｃとする。そして、この所定期間を、スイッチング素子Ｓｕ１のオン・オフ操作の一周期とする。図１０（ａ）では、この間にコンデンサＣｕ及び電動機１０側に供給される電荷量を、斜線部分の面積として示している。この面積がスイッチング素子Ｓｕ１のオン・オフの一周期にわたる出力指令値ｉＣｕｃの積分値に等しくなるなら、コンデンサＣｕ及び電動機側への実際の出力電流の一周期における平均値を、出力指令値ｉＣｕｃとすることができる。これは、オン時間ｔｕｐを下記の式（ｃ７）のように設定することで実現することができる。

ｔｕｐ＝２・Ｌ・ｉＣｕｃ・（Ｖｉｎ−ＶＣｕ）／（（−ＶＣｕ）・Ｖｉｎ） …（ｃ７）
なお、上記の式（ｃ７）においては、コンデンサＣｕの両端子のうちの電動機１０のＵ相との接続側の端子を正と定義しているために、コンデンサＣｕの電圧ＶＣｕに「−１」を乗算している。

一方、図１０（ｂ）は、コンデンサＣｕ及び電動機１０側からの電荷引き抜き時のコイルＬｕに流れる電流を示している。ここで、オン時間ｔｕｎは、スイッチング素子Ｓｕ２のオン時間を示している。図示されるように、スイッチング素子Ｓｕ２がオン操作されると、先の図９（ｃ）に示した回路部分に電流が流れることで、コイルＬｕに流れる電流の絶対値が漸増する。ただし、コンデンサＣの両電極のうちの電動機１０との接続側へ流れる方向を電流の正の向きとしているために、図１０（ｂ）では、電流がゼロを下回って漸減すると記載している。そして、オン時間ｔｕｎが経過すると、スイッチング素子Ｓｕ２がオフ操作されるために、先の図９（ｄ）に示した回路部分に電流が流れ、コイルＬｕの電流の絶対値は漸減する。そして、本実施形態では、コイルＬｕを流れる電流がゼロとなることで、スイッチング素子Ｓｕ２を再度オン状態に切り替える。

ここでも、コンデンサＣｕ及び電動機１０側への出力電流の所定期間における平均値を、出力指令値ｉＣｕｃとすべく、オン時間ｔｕｎにおいてコンデンサＣｕ及び電動機１０側から引き抜かれる電荷量（斜線部分の面積）を、スイッチング素子Ｓｕ２のオン・オフの一周期にわたる出力指令値ｉＣｕｃの積分値に等しくする。これは、オン時間ｔｕｎを以下の式（ｃ８）とすることで実現することができる。

ｔｕｎ＝２・Ｌ・（−ｉＣｕｃ）・（Ｖｉｎ−ＶＣｕ）／（Ｖｉｎ・Ｖｉｎ） …（ｃ８）
以上説明した本実施形態によっても、先の第１の実施形態の上記各効果を得ることができる。

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１１に、本実施形態にかかるシステム構成図を示す。なお、図１１において、先の図１に示した部材と対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、ＤＣＤＣコンバータとしてブーストコンバータを用いてＴＣＶ１４を構成する。すなわち、Ｕ相においては、コンデンサＣｕと、コンデンサＣｕに並列接続されるスイッチング素子Ｓｕｐ及びスイッチング素子Ｓｕｎの直接接続体と、スイッチング素子Ｓｕｐ及びスイッチング素子Ｓｕｎの接続点を高圧バッテリ１２の正極側に接続するコイルＬｕとを備えている。そして、このＤＣＤＣコンバータには、各スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎに並列にダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎが並列接続されている。そして、ＴＣＶ１４は、Ｖ相、Ｗ相についても、同様の構成を有するＤＣＤＣコンバータを備えて構成されている。

図１２に、本実施形態にかかるチョッパ制御の態様を示す。なお、図１２においては、ＴＣＶ１４を構成する３つのＤＣＤＣコンバータのうちの１つを示す。そして、図１２においては、各素子の符号から相に対応するアルファベットを除いた符号を付する。すなわち例えば、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ、Ｓｗｐについては、スイッチング素子Ｓｐと表記する。なお、図１２においては、説明の便宜上、コンデンサＣ及びこれに接続される電動機１０の端子間の電荷の流出入量が無視できるほど小さい場合を示す。

まず初めに、図１２(ａ)、図１２（ｂ）に基づき、コンデンサＣ及び電動機１０側への電荷供給に際しての処理について説明する。図１２（ａ）に示されるように、操作信号ｇｕ１の立ち上がりによって、スイッチング素子Ｓｎがオン操作されると、高圧バッテリ１２、コイルＬ、及びスイッチング素子Ｓｎを備えて構成される閉ループ回路に電流が流れる。その後、図１２（ｂ）に示されるように、操作信号ｇｕ１の立ち下がりによって、スイッチング素子Ｓｎがオフ状態とされると、コイルＬ、ダイオードＤｐ、コンデンサＣ、及び高圧バッテリ１２を備えて構成される閉ループ回路に電流が流れる。これにより、コンデンサＣが充電される。

次に、図１２（ｃ）、図１２（ｄ）に基づき、コンデンサＣ及び電動機１０側からの電荷の引き抜きに際しての処理について説明する。図１２（ｃ）に示されるように、操作信号ｇｕ２の立ち上がりによって、スイッチング素子Ｓｐがオン状態とされると、コンデンサＣ、スイッチング素子Ｓｐ、コイルＬ，及び高圧バッテリ１２を備えて構成される閉ループ回路に電流が流れる。これにより、コンデンサＣの電荷が引き抜かれる。その後、図１２（ｄ）に示されるように、操作信号ｇｕ２の立ち下がりによって、スイッチング素子Ｓｐがオフ状態とされると、コイルＬの逆起電力によって、コイルＬ，高圧バッテリ１２、及びダイオードＤｎを備えて構成される閉ループ回路に電流が流れる。

このように、チョッパ制御によって、直流電源（高圧バッテリ１２）の電圧を変換して出力することで、換言すればコンデンサＣの電圧を調節することで、電動機１０に印加する電圧値をアナログ値とすることができる。

次に、図１３に基づき、パルス幅算出部７２、８４、９６の処理について詳述する。なお、図１３においては、Ｕ相のパルス幅算出部７２の処理を例に記載し、Ｖ相のパルス幅算出部８４、Ｗ相のパルス幅算出部９６については、同様の処理のためその記載を割愛する。

図１３（ａ）は、コンデンサＣｕ及び電動機１０側への電荷供給時のコイルＬｕに流れる電流を示している。ここで、オン時間ｔｕｐは、スイッチング素子Ｓｕｎのオン時間を示している。図示されるように、スイッチング素子Ｓｕｎがオン操作されると、先の図１２（ａ）に示した回路部分に電流が流れることで、コイルＬｕに流れる電流が漸増する。そして、オン時間ｔｕｐが経過すると、スイッチング素子Ｓｕｎがオフ操作されるために、先の図１２（ｂ）に示した回路部分に電流が流れ、コイルＬｕの電流は漸減する。そして、本実施形態では、コイルＬｕを流れる電流がゼロとなることで、スイッチング素子Ｓｕｎを再度オン状態に切り替える。

ここで、本実施形態においても、コンデンサＣ及び電動機１０側への出力電流の所定期間における平均値を、出力指令値ｉＣｕｃとする。そして、この所定期間を、スイッチング素子Ｓｕｎのオン・オフ操作の一周期とする。図１３（ａ）では、この間にコンデンサＣｕ及び電動機１０側に供給される電荷量を、斜線部分の面積として示している。この面積がスイッチング素子Ｓｕｎのオン・オフの一周期にわたる出力指令値ｉＣｕｃの積分値に等しくなるなら、コンデンサＣ及び電動機１０側への出力電流の一周期における平均値を、出力指令値ｉＣｕｃとすることができる。これは、オン時間ｔｕｐを下記の式（ｃ９）のように設定することで実現することができる。

ｔｕｐ＝２・Ｌ・ｉＣｕｃ・ＶＣｕ／（Ｖｉｎ・Ｖｉｎ） …（ｃ９）
一方、図１３（ｂ）は、コンデンサＣｕ及び電動機１０側からの電荷引き抜き時のコイルＬｕに流れる電流を示している。ここで、オン時間ｔｕｎは、スイッチング素子Ｓｕｐのオン時間を示している。図示されるように、スイッチング素子Ｓｕｐがオン操作されると、先の図１２（ｃ）に示した回路部分に電流が流れることで、コイルＬｕに流れる電流の絶対値が漸増する。ただし、コンデンサＣの両電極のうちの電動機１０との接続側へ流れる方向を電流の正の向きとしているために、図１３（ｂ）では、電流がゼロを下回って漸減すると記載している。そして、オン時間ｔｕｎが経過すると、スイッチング素子Ｓｕｐがオフ操作されるために、先の図１２（ｄ）に示した回路部分に電流が流れ、コイルＬｕの電流の絶対値は漸減する。そして、本実施形態では、コイルＬｕを流れる電流がゼロとなることで、スイッチング素子Ｓｕｐを再度オン状態に切り替える。

ここでも、コンデンサＣｕ及び電動機１０側への出力電流の所定期間における平均値を、出力指令値ｉＣｕｃとすべく、オン時間ｔｕｎにおいてコンデンサＣｕ及び電動機１０側から引き抜かれる電荷量（斜線部分の面積）を、スイッチング素子Ｓｕｐのオン・オフの一周期にわたる出力指令値ｉＣｕｃの積分値に等しくする。これは、オン時間ｔｕｎを以下の式（ｃ１０）とすることで実現することができる。

ｔｕｎ＝２・Ｌ・（−ｉＣｕｃ）・ＶＣｕ／Ｖｉｎ・（ＶＣｕ−Ｖｉｎ） …（ｃ１０）
以上説明した本実施形態によっても、先の第１の実施形態の上記各効果を得ることができる。

（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１４に、本実施形態にかかるシステム構成図を示す。なお、図１４において、先の図１に示した部材と対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、ＤＣＤＣコンバータとしてバックコンバータを用いてＴＣＶ１４を構成する。すなわち、Ｕ相においては、コンデンサＣｕと、高圧バッテリ１２に並列接続されるスイッチング素子Ｓｕｐ及びスイッチング素子Ｓｕｎの直接接続体と、スイッチング素子Ｓｕｐ及びスイッチング素子Ｓｕｎの接続点をコンデンサＣｕ及び電動機１０の端子（Ｕ相）の接続点に接続するコイルＬｕとを備えている。そして、このＤＣＤＣコンバータには、各スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎに並列にダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎが並列接続されている。そして、ＴＣＶ１４は、Ｖ相、Ｗ相についても、同様の構成を有するＤＣＤＣコンバータを備えて構成されている。

図１５に、本実施形態にかかるチョッパ制御の態様を示す。なお、図１５においては、ＴＣＶ１４を構成する３つのＤＣＤＣコンバータのうちの１つを示す。そして、図１５においては、各素子の符号から相に対応するアルファベットを除いた符号を付する。すなわち例えば、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ、Ｓｗｐについては、スイッチング素子Ｓｐと表記する。なお、図１５においては、説明の便宜上、コンデンサＣ及びこれに接続される電動機１０の端子間の電荷の流出入量が無視できるほど小さい場合を示す。

まず初めに、図１５(ａ)、図１５（ｂ）に基づき、コンデンサＣ及び電動機１０側への電荷供給に際しての処理について説明する。図１５（ａ）に示されるように、操作信号ｇｕ１の立ち上がりによって、スイッチング素子Ｓｐがオン操作されると、高圧バッテリ１２、スイッチング素子Ｓｐ、コイルＬ、及びコンデンサＣを備えて構成される閉ループ回路に電流が流れる。これにより、コンデンサＣが充電される。その後、図１５（ｂ）に示されるように、操作信号ｇｕ１の立ち下がりによって、スイッチング素子Ｓｐがオフ状態とされると、コイルＬ、コンデンサＣ、及びダイオードＤｎを備えて構成される閉ループ回路に電流が流れる。これにより、コンデンサＣが更に充電される。

次に、図１５（ｃ）、図１５（ｄ）に基づき、コンデンサＣ及び電動機１０側からの電荷の引き抜きに際しての処理について説明する。図１５（ｃ）に示されるように、操作信号ｇｕ２の立ち上がりによって、スイッチング素子Ｓｎがオン状態とされると、コンデンサＣ、コイルＬ，及びスイッチング素子Ｓｎを備えて構成される閉ループ回路に電流が流れる。これにより、コンデンサＣの電荷が引き抜かれる。その後、図１５（ｄ）に示されるように、操作信号ｇｕ２の立ち下がりによって、スイッチング素子Ｓｎがオフ状態とされると、コイルＬの逆起電力によって、コイルＬ，ダイオードＤｐ、高圧バッテリ１２、及びコンデンサＣを備えて構成される閉ループ回路に電流が流れる。

このように、チョッパ制御によって、直流電源（高圧バッテリ１２）の電圧を変換して出力することで、換言すればコンデンサＣの電圧を調節することで、電動機１０に印加する電圧値をアナログ値とすることができる。

次に、図１６に基づき、パルス幅算出部７２、８４、９６の処理について詳述する。なお、図１６においては、Ｕ相のパルス幅算出部７２の処理を例に記載し、Ｖ相のパルス幅算出部８４、Ｗ相のパルス幅算出部９６については、同様の処理のためその記載を割愛する。

図１６（ａ）は、コンデンサＣｕ及び電動機１０側への電荷供給時のコイルＬｕに流れる電流を示している。ここで、オン時間ｔｕｐは、スイッチング素子Ｓｕｐのオン時間を示している。図示されるように、スイッチング素子Ｓｕｐがオン操作されると、先の図１５（ａ）に示した回路部分に電流が流れることで、コイルＬｕに流れる電流が漸増する。そして、オン時間ｔｕｐが経過すると、スイッチング素子Ｓｕｐがオフ操作されるために、先の図１５（ｂ）に示した回路部分に電流が流れ、コイルＬｕの電流は漸減する。そして、本実施形態では、コイルＬｕを流れる電流がゼロとなることで、スイッチング素子Ｓｕｐを再度オン状態に切り替える。

ここで、本実施形態においても、コンデンサＣ及び電動機１０側への出力電流の所定時間における平均値を、出力指令値ｉＣｕｃとする。そして、この所定時間を、スイッチング素子Ｓｕｐのオン・オフ操作の一周期とする。図１５（ａ）では、この間にコンデンサＣｕ及び電動機１０側に供給される電荷量を、斜線部分の面積として示している。この面積がスイッチング素子Ｓｕｐのオン・オフの一周期にわたる出力指令値ｉＣｕｃの積分値に等しくなるなら、コンデンサＣ及び電動機１０側への出力電流の一周期における平均値を、出力指令値ｉＣｕｃとすることができる。これは、オン時間ｔｕｐを下記の式（ｃ１１）のように設定することで実現することができる。

ｔｕｐ＝２・Ｌ・ｉＣｕｃ／（Ｖｉｎ−ＶＣｕ） …（ｃ１１）
一方、図１６（ｂ）は、コンデンサＣｕ及び電動機１０側からの電荷の引き抜き時のコイルＬｕに流れる電流を示している。ここで、オン時間ｔｕｎは、スイッチング素子Ｓｕｎのオン時間を示している。図示されるように、スイッチング素子Ｓｕｎがオン操作されると、先の図１５（ｃ）に示した回路部分に電流が流れることで、コイルＬｕに流れる電流の絶対値が漸増する。ただし、コンデンサＣの両電極のうちの電動機１０との接続側へ流れる方向を電流の正の向きとしているために、図１６（ｂ）では、電流がゼロを下回って漸減すると記載している。そして、オン時間ｔｕｎが経過すると、スイッチング素子Ｓｕｎがオフ操作されるために、先の図１５（ｄ）に示した回路部分に電流が流れ、コイルＬｕの電流の絶対値は漸減する。そして、本実施形態では、コイルＬｕを流れる電流がゼロとなることで、スイッチング素子Ｓｕｎを再度オン状態に切り替える。

ここでも、コンデンサＣ及び電動機１０側への出力電流の所定時間における平均値を、出力指令値ｉＣｕｃとすべく、スイッチング素子Ｓｕｎのオン・オフの一周期においてコンデンサＣｕ及び電動機１０側から引き抜かれる電荷量（斜線部分の面積）を、スイッチング素子Ｓｕｎのオン・オフの一周期にわたる出力指令値ｉＣｕｃの積分値に等しくする。これは、オン時間ｔｕｎを以下の式（ｃ１１）とすることで実現することができる。

ｔｕｎ＝２・Ｌ・（−ｉＣｕｃ）／ＶＣｕ …（ｃ１１）
以上説明した本実施形態によっても、先の第１の実施形態の上記各効果を得ることができる。

（第５の実施形態）
以下、第５の実施形態について、先の第４の実施形態との相違点を中心に、図面を参照しつつ説明する。

上記第４の実施形態では、出力指令値ｉＣｕｃ，ｉＣｖｃ，ｉＣｗｃ、コンデンサＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗの電圧ＶＣｕ，ＶＣｖ，ＶＣｗ、高圧バッテリ１２の電圧Ｖｉｎ、及びコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの電流ｉＬｕ，ｉＬｖ，ｉＬｗに基づき、スイッチング素子Ｓｐ，Ｓｎを操作した。これに対し、本実施形態では、出力指令値ｉＣｕｃ，ｉＣｖｃ，ｉＣｗｃ及びコイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの電流ｉＬｕ，ｉＬｖ，ｉＬｗに基づき、スイッチング素子Ｓｐ，Ｓｎを操作する。

次に、図１７に基づき、パルス幅算出部７２、８４、９６の処理について詳述する。なお、図１７においては、Ｕ相のパルス幅算出部７２の処理を例に記載し、Ｖ相のパルス幅算出部８４、Ｗ相のパルス幅算出部９６については、同様の処理のためその記載を割愛する。

図示されるように、本実施形態では、コイルＬｕの電流の絶対値がピーク電流Ｉｐとなることで、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎをオン状態からオフ状態に切り替えて且つ、コイルＬｕを流れる電流がゼロとなることで、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎをオフ状態からオン状態に切り替える。そして、ピーク電流Ｉｐを、出力指令値ｉＣｕｃの「２」倍とする。これにより、利用する入力信号の数を低減しつつも、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎのオン・オフ操作の一周期におけるコンデンサＣ及び電動機１０側への出力電荷量（斜線部分の面積）を、同一周期にわたる出力指令値ｉＣｕｃの積分値に等しくすることができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・上記各実施形態では、コイルＬ（Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ）を流れる電流がゼロとなることで、スイッチング素子Ｓｐ１，Ｓｐ２，Ｓｎ１，Ｓｎ２，Ｓｐ，Ｓｎ，Ｓ１，Ｓ２をオフ操作からオン操作に切り替えたがこれに限らない。例えば、コイルＬを流れる電流が規定電流まで低下することでオフ操作からオン操作へと切り替えてもよい。この場合、上記第１〜第４の実施形態におけるオン操作時間の算出処理が複雑となるものの、同様にしてオン操作時間を算出することはできる。更に、第５の実施形態を変形する場合については、出力指令値ｉＣｕｃ，ｉＣｖｃ，ｉＣｗｃの２倍の値が、ピーク電流Ｉｐから規定電流を減算した値となるようにすればよい。

・コンデンサ電圧ＶＣｕ，ＶＣｖ，ＶＣｗのフィードバック制御手法としては、上記比例制御に限らない。例えば、比例積分制御や、比例積分微分制御等であってもよい。

・コンデンサ電圧ＶＣｕ，ＶＣｖ，ＶＣｗの極性を不変とすべく、指令電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃとコンデンサ電圧ＶＣｕ，ＶＣｖ，ＶＣｗとの差ΔＶを、所定量増加又は減少させる処理としては、オフセット電圧Δによる指令電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃのオフセット補正に限らない。例えば、上記差ΔＶを算出する前に、コンデンサ電圧ＶＣｕ，ＶＣｖ，ＶＣｗを、オフセット電圧Δとは逆符号の量「−Δ」にて補正してもよい。また、これに代えて、指令電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃとコンデンサ電圧ＶＣｕ，ＶＣｖ，ＶＣｗとの差を算出した後、これにオフセット電圧Δを加算してもよい。

・電動機１０に対する指令電圧に基づく出力指令値ｉＣｕｃ，ｉＣｖｃ，ｉＣｗｃの算出手法としては、上記指令電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃとコンデンサ電圧ＶＣｕ，ＶＣｖ，ＶＣｗとの差に基づくものに限らない。例えば、指令電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃの変化量がコンデンサＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗに要求される電荷量と相関を有することに鑑み、この変化量に基づき算出してもよい。この場合であっても、現在の相電流ｉＭｕ，ｉＭｖ，ｉＭｗを加味するなら、電動機１０の制御に際して力率を可変とする場合であっても、出力指令値ｉＣｕｃ，ｉＣｖｃ，ｉＣｗｃを適切に算出することができる。また、こうした開ループ制御としては、他にも例えば、現在の相電流ｉＭｕ，ｉＭｖ，ｉＭｗや、過去の出力指令値ｉＣｕｃ，ｉＣｖｃ，ｉＣｗｃ等と、コンデンサＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗの容量とに基づき、コンデンサＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗの電圧を算出しつつ、これが指令電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃとなるようにフィードフォワード制御を行ってもよい。更に、フィードフォワード制御と、これをフィードバック補正するフィードバック制御とを併せ用いてもよい。

・コンデンサＣｕ，Ｃｖ、Ｃｗを流れる電流としては、相電流ｉＭｕ，ｉＭｖ，ｉＭｗに限らず、例えば指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを３相変換することで得られる３相の指令電流であってもよい。

・上記各実施形態では、いずれも電流センサ２２，２６，３０を備えてその検出値を利用したが、これに限らない。例えば、上記コンデンサＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗの電圧及び高圧バッテリＶｉｎの電圧に基づき算出される電流を利用してもよい。

・指令電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃとしては、ｄｑ軸上の指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃに基づき算出されるものにも限らない。例えば電動機１０の回転速度を指令値に制御する場合において、実際の回転速度と指令値との差に基づき算出されるものとしてもよい。

・上記第１〜第４の実施形態において、各コンデンサＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗの電圧を検出する手段(電圧センサ２４，２８，３２)を備える代わりに、電流センサ２２、２６、３０の検出値に基づく電流の変化速度に基づき、コンデンサＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗの電圧を検出してもよい。

・指令電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃに基づき上記出力指令値ｉＣｕｃ，ｉＣｖｃ，ｉＣｗｃを算出する電流指令値算出手段としては、電動機１０の各相を流れる電流を直接のパラメータとするものに限らない。例えば、力率を固定する制御を行うなら、指令電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃに電動機１０を流れる電流の位相情報が含まれるため、電動機１０を流れる電流を直接の入力パラメータとすることなく、指令電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃに基づき出力指令値ｉＣｕｃ，ｉＣｖｃ，ｉＣｗｃを算出することもできる。一方、出力指令値ｉＣｕｃ，ｉＣｖｃ，ｉＣｗｃに基づきチョッパ制御を行うことで、指令電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，ＶｗｃへのコンデンサＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗの電圧の直接的なフィードバック制御を行う場合と比較して、コンデンサＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗの電荷の調節を適切に行うことができる。

・指令電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃに基づきコンデンサＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗの電圧を制御すべく、電動機１０の端子を流れる電流に基づきＴＣＶ及び電動機１０間での電荷の流出入量を把握しつつ、チョッパ制御を行うチョッパ制御手段としては、上記各実施形態やそれらの変形例で例示したものに限らない。例えば、先の図３に示した処理によれば、指令電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃや、相電流ｉＭｕ，ｉＭｖ，ｉＭｗ等を入力パラメータとすることで、チョッパ制御態様を設定するためのパラメータ(オン時間ｔｕｐ，ｔｕｎ)を算出することができることがわかる。このため、これら指令電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃや、相電流ｉＭｕ，ｉＭｖ，ｉＭｗ等を入力パラメータとし、チョッパ制御態様を設定するためのパラメータを出力パラメータとするマップを作成することで、これを用いてマップ演算にてチョッパ制御を行ってもよい。

・ＴＣＶとしては、上記実施形態で例示したものに限らない。例えば先の図１に示したものにおいて、スイッチング素子Ｓｕｎ１，Ｓｕｎ２，Ｓｖｎ１，Ｓｖｎ２，Ｓｗｎ１，Ｓｗｎ２に並列にコンデンサを接続するようにしてもよい。これにより、これらのターンオフ時の電力損失を低減することができる。

・ＴＣＶとしては、電動機１０の各相に接続される非絶縁型コンバータを備えるものに限らない。例えば、絶縁型のコンバータを備えるものであってもよい。

・回転機としては、３相電動機に限らず、例えば単相電動機や５相電動機であってもよい。この場合、ＴＣＶに代えて、各相(端子)毎にＤＣＤＣコンバータを備える電力変換回路を用いればよい。また、電動機に限らず、発電機であってもよい。

・上記実施形態では、ハイブリッド車の動力発生装置としての回転機にＴＣＶを接続したがこれに限らず、電気自動車の回転機に接続してもよい。

・更に、ＴＣＶとしては、車両の動力発生装置としての回転機に接続されるものに限らず、例えば空調装置に搭載される電動機に搭載されるものであってもよい。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるスイッチング操作態様を示す回路図。 同実施形態にかかるスイッチング操作信号の設定に関する処理を示すブロック図。 同実施形態にかかるコンデンサ電圧の制御手法を示すタイムチャート。 同実施形態にかかるスイッチング素子のオン時間の設定手法を説明するためのタイムチャート。 同実施形態にかかるスイッチング処理手順を示す流れ図。 同実施形態の効果を示すタイムチャート。 第２の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるスイッチング操作態様を示す回路図。 同実施形態にかかるスイッチング素子のオン時間の設定手法を説明するためのタイムチャート。 第３の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるスイッチング操作態様を示す回路図。 同実施形態にかかるスイッチング素子のオン時間の設定手法を説明するためのタイムチャート。 第４の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるスイッチング操作態様を示す回路図。 同実施形態にかかるスイッチング素子のオン時間の設定手法を説明するためのタイムチャート。 第５の実施形態にかかるスイッチング素子の操作態様を示すタイムチャート。

符号の説明

１０…電動機(回転機の一実施形態)、１２…高圧バッテリ（給電手段の一実施形態）、１４…ＴＣＶ(電力変換回路の一実施形態)、４０…制御装置。

Claims (17)

1. チョッパ制御によって蓄電手段の電圧を給電手段の電圧に対して所望に変換して且つ、前記蓄電手段に回転機の端子が接続される電力変換回路について、これを操作することで回転機を制御する回転機の制御装置において、
   前記回転機に対する指令電圧に基づき算出される値と、前記蓄電手段に接続される回転機の端子に流れる電流との和として前記蓄電手段及び前記回転機側への出力電流の指令値を算出する電流指令値算出手段と、
   前記蓄電手段及び前記回転機側への出力電流を前記指令値算出手段によって算出された指令値に制御すべく、前記チョッパ制御を行うチョッパ制御手段とを備えることを特徴とする回転機の制御装置。
2. チョッパ制御によって蓄電手段の電圧を給電手段の電圧に対して所望に変換して且つ、前記蓄電手段に回転機の端子が接続される電力変換回路について、これを操作することで回転機を制御する回転機の制御装置において、
   前記回転機に対する指令電圧に応じて前記蓄電手段の電圧を制御すべく、前記電力変換回路及び回転機間での電荷の流出入量に基づき、前記蓄電手段及び回転機間側に電荷を供給するか、前記蓄電手段及び回転機間側から電荷を引き抜くかを定めて前記チョッパ制御を行うチョッパ制御手段を備えることを特徴とする回転機の制御装置。
3. 前記回転機に対する指令電圧及び前記回転機の端子を流れる電流に基づき、前記蓄電手段及び前記回転機側への出力電流の指令値を算出する電流指令値算出手段を更に備え、
   前記チョッパ制御手段は、前記蓄電手段及び前記回転機側への出力電流の指令値に基づき、前記チョッパ制御を行うことを特徴とする請求項２記載の回転機の制御装置。
4. 前記電流指令値算出手段は、前記蓄電手段の電圧と前記指令電圧との差に基づき、前記蓄電手段及び前記回転機側への出力電流の指令値を算出することを特徴とする請求項１又は３記載の回転機の制御装置。
5. 前記指令電圧は、交流信号であり、
   前記電流指令値算出手段は、前記蓄電手段の両端電圧間の極性を不変に保つべく、前記蓄電手段及び前記回転機側への出力電流の指令値を算出するに際して用いられる前記差を、所定量増加又は減少させる処理を行うことを特徴とする請求項４記載の回転機の制御装置。
6. 前記チョッパ制御手段は、前記蓄電手段及び前記回転機側への出力電流の所定期間における平均値を前記指令値に一致させるように前記チョッパ制御の態様を可変とすることを特徴とする請求項１，３〜５のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
7. 前記チョッパ制御手段は、前記電力変換回路の備えるコイルに流れる電流の漸増操作及び漸減操作の繰り返し処理を行うものであって且つ、前記漸増操作及び漸減操作の一周期において前記蓄電手段及び前記回転機側への出力電流の平均値を前記指令値に一致させるように前記漸増操作及び漸減操作の操作態様を可変設定することを特徴とする請求項６に記載の回転機の制御装置。
8. 前記チョッパ制御手段は、前記チョッパ制御のためのスイッチング素子のオン・オフ操作の一周期において前記蓄電手段及び前記回転機側への出力電流の平均値を前記指令値に一致させるように前記スイッチング素子の操作態様を可変とすることを特徴とする請求項６に記載の回転機の制御装置。
9. 前記チョッパ制御手段は、前記チョッパ制御のためのスイッチング素子のオン時間を変更可能な操作量として且つ、前記電力変換回路の備えるコイルに流れる電流量がゼロとなることで前記スイッチング素子をオフ操作からオン操作に切り替えることを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
10. 前記チョッパ制御手段は、前記チョッパ制御を行うに際し、前記蓄電手段の電圧及び前記給電手段の電圧を加味することを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
11. 前記チョッパ制御手段は、前記チョッパ制御を行うに際し、前記電力変換回路の備えるコイルに流れる電流の検出値を加味することを特徴とする請求項１〜１０のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
12. 前記電力変換回路は、非絶縁型コンバータを備えて構成されることを特徴とする請求項１〜１１のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
13. 前記非絶縁型コンバータは、前記給電手段に並列接続された一対のスイッチング素子と、該スイッチング素子同士の接続点を前記蓄電手段に接続するコイルとを備えるバックコンバータであることを特徴とする請求項１２記載の回転機の制御装置。
14. 前記非絶縁型コンバータは、前記蓄電手段に並列接続された一対のスイッチング素子と、該スイッチング素子同士の接続点を前記給電手段に接続するコイルとを備えるブーストコンバータであることを特徴とする請求項１２記載の回転機の制御装置。
15. 前記非絶縁型コンバータは、前記蓄電手段の一方の端子及び前記給電手段の一方の端子を接続する一対のスイッチング素子と、前記一対のスイッチング素子間の接続点を前記蓄電手段の他方の端子及び前記給電手段の他方の端子に接続するコイルとを備えるバックブーストコンバータであることを特徴とする請求項１２記載の回転機の制御装置。
16. 前記非絶縁型コンバータは、前記給電手段に並列接続された一対のスイッチング素子と、前記蓄電手段に並列接続された一対のスイッチング素子と、前記給電手段に並列接続された一対のスイッチング素子の接続点を前記蓄電手段に並列接続された一対のスイッチング素子の接続点に接続するコイルとを備えるバックブースコンバータであることを特徴とする請求項１２記載の回転機の制御装置。
17. 請求項１〜１６のいずれか１項に記載の回転機の制御装置と、
    前記電力変換回路とを備えることを特徴とする回転機の制御システム。

Images