JP2006174653A - チョッパ型インバータ回路 - Google Patents

Abstract

【課題】低損失で双方向の電流制御及び負荷に印加する電圧を可変とすることができる双方向昇圧型インバータとして好適なチョッパ型インバータ回路を提供すること。
【解決手段】１つの相の相チョッパ回路部１を昇圧動作させつつ正弦波電圧振幅の相電圧を発生させ、他の相の相チョッパ回路部２、３を降圧動作させつつ正弦波電圧振幅の相電圧を発生させる。各相チョッパ回路部１の相電圧の位相は互いに異ならせる。これにより、各相チョッパ回路部１〜３は直流電圧が重畳した正弦波交流相電圧を出力するが、交流三相交流モータ７の線間には正弦波交流相間電圧が印加される。
【選択図】図１

Description

本発明は、チョッパ型インバータ回路に関し、好適にはチョッパ型インバータ回路により構成された単相又は多相の正弦波インバータ回路に関する。たとえば、本発明は、車両走行動力を発生する走行モータ駆動に採用できる。

ハイブリッド車や燃料電池車において、銅損やスイッチング損失の低減などのために電池電圧すなわち直流電源電圧を増大することは好適であるが種々の問題が派生することから現状では３００Ｖ程度が限界となっている。そこで、この直流電源電圧をたとえばチョッパ型の昇圧型ＤＣＤＣコンバータにより昇圧し、その後、たとえば三相のＰＷＭ制御ブリッジ回路からなるインバータ回路により交流電圧に得て更に高電圧の交流モータに印加することが提案、実用化されている。下記の特許文献１はその一例である。以下、この回路を昇圧インバータ回路とも称するものとする。

この昇圧インバータ回路によれば、昇圧インバータ回路からモータまでの配線抵抗損失及びモータの銅損を低減することができる効果の他、モータが高速回転している状態にて回生発電動作する場合に昇圧型ＤＣＤＣコンバータの昇圧比を低下させることにより望ましくないバッテリの充電を防止することができると言う効果を期待することができる。
特開２００１ー２７１７２９号公報

しかしながら、上記した昇圧インバータ回路の効率は昇圧型ＤＣＤＣコンバータの効率とインバータ回路との効率を掛けたものとなるため、回路構成の複雑化と回路損失の増大による冷却機構の大型化という問題が派生した。

この問題を回避するために、昇圧型ＤＣＤＣコンバータを省略してたとえば三相ブリッジ回路からなり、ＰＷＭ電圧を出力する三相インバータ回路により電池電圧を直接三相交流電圧化してモータに印加する方式に回帰することも可能である。しかし、この以前の方式では、銅損及びスイッチング損失が著しく増大し、付随して回路冷却が更に難しくなるという問題をもつ他、走行モータを回生発電動作させる時の電流制御が困難であるという問題を本質的に内包していた。

つまり、回生制御が必要なモータでは、昇圧比を制御できる双方向インバータすなわち双方向昇圧型インバータを簡素で低損失に実現することが強く要望されていた。

本発明は上記問題点に鑑みなされたものであり、低損失で双方向の電流制御及び負荷に印加する電圧を可変とすることができる双方向昇圧型インバータとして好適なチョッパ型インバータ回路を提供することをその目的としている。

本発明者は、上記課題を好適に解決することができる新規な形式のチョッパ型インバータ回路を発明した。

このチョッパ型インバータ回路は、チョークコイルと、高電位側主電極端子が前記チョークコイルを通じて直流電源の正極端子に接続され、低電位側主電極端子が、下アームの高電位側主電極端子に接続される下アームのスイッチング素子と、低電位側主電極端子が前記直流電源の正極端子に接続され、相出力端としての高電位側主電極端子が直流バイアス交流電圧を出力する上アームのスイッチング素子とをそれぞれ有する複数の相チョッパ回路部と、前記各相チョッパ回路部の前記各スイッチング素子をスイッチング制御する制御回路とを有し、前記制御回路は、前記スイッチング制御により、互いに異なる位相と互いに等しい周波数の交流電圧成分と、互いにほぼ等しい直流電圧成分とを含む前記直流バイアス交流電圧を前記各相チョッパ回路部の前記相出力端から出力させ、その結果として前記各相出力端間からほぼ直流バイアスされない交流電圧を発生させることを特徴としている。

なお、このチョッパ型インバータ回路において、各スイッチング素子は、いわゆるスイッチング素子と電気的に並列接続されるフライホイルダイオードを有することができる。また、電圧関係を反対とすれば、上記上アームの素子を下アームの素子とし、上記下アームの素子を上アームの素子とみなすこともできる。

すなわち、この発明は、交互にオンする上アームのスイッチング素子（以下、上アーム素子とも言う）と下アームのスイッチング素子（以下、下アーム素子とも言う）とを直列した回路（以下、ハーフブリッジ回路とも言う）の交点にチョークコイルを通じて直流電圧を印加し、上アーム素子の高電位側主電極端子を１つの相の交流出力端となすチョッパ回路が１つの相のインバータ（相インバータとも言う）を構成している。

このチョッパ回路（相インバータ）は、上アーム素子と下アーム素子との交互オンによりチョークコイルへの磁気エネルギーの蓄積と放出とを一定短周期で交互に繰り返すので、好適には蓄積、放出タイミングの制御によりその交流出力端（上アーム素子の高電位側主電極端子）に包絡線振幅が正弦波波形となるパルス電圧を出力することができ、平滑コンデンサにより正弦波電圧を出力することができる。ただし、交流出力端から出力される電圧は、直流電源電圧だけ直流バイアスされている。

しかし、各チョッパ回路（相インバータ）の出力電圧に含まれる交流電圧成分の位相が位相差が一定となるように調整し、交流電圧成分の振幅、周波数を等しくすることにより、各チョッパ回路の交流出力端の間の線間電圧は直流電圧が重畳されない純粋な正弦波交流電圧となる。したがって、単相、三相に限定されることなく任意の相数の交流電圧を出力することができる。上記したチョッパ回路は後で詳細に説明するように昇降圧可能であり、双方向通電が可能である。すなわち、直流電源から交流出力端に接続された負荷への電力輸送（順方向送電とも言う）、及び、発電状態の負荷や交流出力端の交流電源から直流電源への電力輸送（逆方向送電とも言う）が、直流電源電圧と交流電圧との間のほぼ任意の相対電圧関係にて可能となり、その結果として上記課題を解決することができる。そのうえ、この発明のチョッパ型インバータ回路では、出力電圧の振幅自体がチョッピングされた正弦波電圧形状をもつことができるので、モータ騒音、モータ振動の低減や電磁波ノイズの低減などにおいて非常に有益である。

なお、各スイッチング素子のスイッチングにおいて、従来公知のソフトスイッチング技術を採用することにより、ＺＶＳやＺＣＳを実現してスイッチングノイズの低減を図ってもよいことはもちろんである。

好適な態様において、このチョッパ型インバータ回路は、多相交流モータに給電する。このようにすれば、直流電源電圧よりも最高瞬時電圧が高いたとえば三相電圧を良好に形成するできるため、回生電力制御可能という特性と相まって車両走行用モータ駆動に好適に採用することができる。本発明では、チョッパ回路から負荷に出力される出力電圧を容易に略正弦波電圧とすることができるため、従来のブリッジ型インバータ回路が出力するＰＷＭ電圧波形すなわち振幅が等しくパルス幅が各時点で異なる電圧波形に比べてスイッチングノイズが小さく、また、負荷への出力電流と負荷に印加する出力電圧との間の位相ずれが少なく、平均力率も改善することができ、ノイズや騒音も低減することができる。これは、本質的に、本発明のインバータが、直流電源プラス（又はマイナス）チョークコイル電圧を出力できるためである。

好適な態様において、前記制御回路は、前記各相チョッパ回路部の前記上アーム素子のオン期間は互いに時間的に重なる。このようにすれば、電流を出力する相チョッパ回路部の上アーム素子のオンと、電流を吸い込む相チョッパ回路部の上アーム素子のオンとが長い時間重なるため、平滑コンデンサの充放電負担を減らすことができる。

好適な態様において、前記制御回路は、前記各相チョッパ回路部のうち電流を出力する１つの前記相チョッパ回路部を昇圧動作させる時、電流を吸い込む他の前記相チョッパ回路部を降圧動作させる。このようにすれば、１つの相チョッパ回路部が昇圧動作により上アーム素子を通じて電流を出力するとき、他の相チョッパ回路部が降圧動作により上アーム素子を通じて電流を吸い込むため、線間交流電圧を増大することができる。

好適な態様において、前記各相チョッパ回路部の前記チョークコイルは、一体化されたギャップ付きコアの互いに異なる磁路部分に巻装されている。このようにすれば、チョークコイルを小型軽量化することができる。

好適な態様において、前記各相出力端の間を接続する出力平滑コンデンサを有する。このようにすれば、平滑コンデンサの充放電電流を低減してその損失、発熱を低減することができる。

好適な態様において、前記各相出力端と直流電源の正極端子とを接続する出力平滑コンデンサを有する。このようにすれば、平滑コンデンサの充放電電流を低減してその損失、発熱を低減することができる。

好適な態様において、直流電源と並列に入力平滑コンデンサを設けることにより、直流電源へのリップル入力やそれに伴うラインノイズを低減することができる。

好適な態様において、前記制御回路は、電気角２π／３の位相角差と等しい振幅と等しい周波数とをもつ略正弦波波形の正弦波交流電圧成分と、互いに等しい直流電圧成分とを含む前記直流バイアス交流電圧を３つの前記相チョッパ回路部の前記相出力端から出力させ、その結果として前記各相出力端間に直流バイアスされない略正弦波波形の三相交流電圧を発生させる。このようにすれば振幅歪みが小さい正弦波三相交流電圧にてモータ駆動することができ、静粛でノイズが少なく損失も少ないモータ駆動が可能となる。なお、ここで言う略正弦波波形とはたとえば交流電圧振幅が非常に小さい領域や非常に高い領域にて振幅変化がないような疑似正弦波波形を意味する。この疑似正弦波波形を用いれば、この振幅変化がない期間でのチョッパ回路のスイッチング損失を低減することができる。

好適な態様において、前記制御回路は、電気角πの位相角差と等しい振幅と等しい周波数とをもつ略正弦波波形の正弦波交流電圧成分と、互いに等しい直流電圧成分とを含む前記直流バイアス交流電圧を２つの前記相チョッパ回路部の前記相出力端から出力させ、その結果として２つの前記相出力端間に直流バイアスされない略正弦波波形の単相交流電圧を発生させる。このようにすれば振幅歪みが小さい正弦波単相交流電圧をたとえば商用交流電源の代わりに負荷に出力することができる。あるいは高い効率にてたとえば商用交流電源から直流電源に充電することもできる。なお、ここで言う略正弦波波形とはたとえば交流電圧振幅が非常に小さい領域や非常に高い領域にて振幅変化がないような疑似正弦波波形を意味する。この疑似正弦波波形を用いれば、この振幅変化がない期間でのチョッパ回路のスイッチング損失を低減することができる。

好適な態様において、前記制御回路は、前記直流電源から前記各相出力端へ送電する順方向送電モードと、前記各相出力端から前記直流電源へ送電する逆方向送電モードとの両方を有する。このようにすれば、一の相チョッパ回路部を順方向送電モードで運転し、他の相チョッパ回路部を逆方向送電モードで運転することにより、直流電源、一の相チョッパ回路部、負荷、他の相チョッパ回路部、直流電源の順に電流を循環させることができ、良好に負荷に交流電流成分を流すことができる。

本発明のチョッパ型インバータ回路を用いた車両走行モータ駆動装置の各好適実施例を以下に説明する。なお、本発明は、以下の実施例に限定されるものではなく、本発明の構成要素をその他の公知の技術要素又はそれと同等の技術要素を用いて構成してもよい。この実施例の車両走行モータ駆動装置を図面を参照して説明する。図１はこの装置の回路図であり、図２は図１の各部電圧波形図である。

（チョッパ型インバータ回路の構成）
この実施例のチョッパ型インバータ回路は、Ｕ相交流電圧出力用の相チョッパ回路部（ハーフブリッジ回路）１と、Ｖ相交流電圧出力用の相チョッパ回路部（ハーフブリッジ回路）２と、Ｗ相交流電圧出力用の相チョッパ回路部（ハーフブリッジ回路）３とからなる。

各相チョッパ回路部１〜３は、それぞれチョークコイル４と、高電位側主電極端子がチョークコイル４を通じて直流電源５の正極端子に接続され、低電位側主電極端子が直流電源５の負極端子に接続される下アームのスイッチング素子（下アーム素子）６と、低電位側主電極端子が直流電源５の正極端子に接続され、相出力端としての高電位側主電極端子が三相交流モータ７の三つの相端子に個別に接続される上アームのスイッチング素子（上アーム素子）８とをそれぞれ有している。９は、各相のスイッチング素子６、８をスイッチング制御する制御回路である。したがって、各相チョッパ回路部１〜３の交流出力端は、三相交流モータ７のＵ、Ｖ、Ｗ端子に接続されている。Cは三相交流モータ７の各相端子と直流電源５の正極端子との間にて三相星形接続された三つの出力平滑コンデンサである。

（動作説明）
以下、このチョッパ型インバータ回路のインバータ動作を図２を参照して説明する。なお、ここでは、直流電源５の電圧は１００Ｖと仮定する。各相チョッパ回路部１〜３の上アーム素子８と下アーム素子６とは一定周期でそれぞれ交互に断続される。上アーム素子８のオン期間をこの一定周期で割った％値をONデューティ比とも言う。

（電動力行動作）
U相の相チョッパ回路部１の下アーム素子６をオンし、その上アーム素子８をオフする蓄勢期間において、直流電源５からチョークコイル４、下アーム素子６の順に漸増電流が流れ、チョークコイル４に磁気エネルギーが蓄勢される。次に、下アーム素子６をオフし、上アーム素子８をオフする消勢期間において、直流電源５からチョークコイル４、上アーム素子８、三相交流モータ７のU相端子の順に漸減電流が流れ、チョークコイル４に磁気エネルギーが消勢される。この時、U相端子に印加されるU相電圧は、チョークコイル４の電圧に直流電源５の電圧が重畳された値となる。蓄勢期間と消勢期間との比率を正弦波振幅に応じて変更することにより、図２に示すDC電圧が重畳したU相電圧が得られる。

V相の相チョッパ回路部２及びW相の相チョッパ回路部３についても動作は本質的に同じであり、１２０度異なる位相で上記と同様の動作行うことにより、V相の相チョッパ回路部２から三相交流モータ７のV相端子にDC電圧が重畳したV相電圧が得られ出力され、W相の相チョッパ回路部３から三相交流モータ７のW相端子にDC電圧が重畳されたW相電圧が出力される。その結果、三相交流モータ７の各ステータコイルには三相交流モータ７の三つの相端子に印加される相間電圧に応じた三相の線間電圧が印加され、三相交流モータ７が正常に回転することになる。重要な点は三相の線間電圧は、各相電圧に重畳されたＤＣ電圧が相殺されて純粋な三相の正弦波交流電圧となることである。もちろん、各相チョッパ回路部１〜３が出力するU相電圧、V相電圧、W相電圧は、振幅及び周波数が等しく、ただ位相のみが１２０度ずつずれた正弦波交流電圧とされる。

なお、U相電圧が他の相電圧より大きい期間においては、V相の相チョッパ回路部２の上アーム素子８及びW相の相チョッパ回路部３の上アーム素子８をオンした時、V相の相チョッパ回路部２のチョークコイル４とW相の相チョッパ回路部３のチョークコイル４には実際には逆方向に電流が流れる。

（回生発電動作）
次に、回生発電動作を説明する。三相交流モータ７が発電する三相交流電圧の線間電圧が各相チョッパ回路部１〜３の交流出力端間の線間電圧よりも大きければ、三相交流モータ７から各相チョッパ回路部１〜３に向けて線間交流電流が流れる。この線間交流電流すなわち三相回生電流は、三相交流モータ７が出力する三相発電電圧と、各相チョッパ回路部１〜３が出力する三相交流電圧との差に応じて流れるため、各相チョッパ回路部１〜３のスイッチング素子のONデューティ比を調整して各相チョッパ回路部１〜３が出力する三相交流電圧を変更することにより自由に設定することができる。

（変形態様１）
上記実施例では、図２に示すように各相チョッパ回路部１〜３を昇圧動作させたが、その代わりにU相電圧が他の２つの相電圧より大きい場合には、U相電圧を出力する相チョッパ回路部１を昇圧動作させ、V、W相電圧を出力する相チョッパ回路部２、３を降圧動作させることもできる。この相チョッパ回路部２、３の降圧動作を以下に説明する。

まず、最初に上アーム素子８をオンして直流電源５、チョークコイル４、上アーム素子８、負荷の順に電流を流してチョークコイル４に磁気エネルギーを蓄勢するとともにチョークコイル４の電圧降下分だけ、上アーム素子８の高電位側主電極端子から出力するDC重畳交流電圧を直流電源５の電圧よりも降下させる。次に、上アーム素子８をオフし、下アーム素子６をオンすることにより、直流電源５、チョークコイル４、下アーム素子６、直流電源５の順に電流を流してチョークコイル４に蓄積された磁気エネルギーを消勢する。この蓄勢と消勢とを一定周期でU相電圧が他の２つの相電圧より大きい期間の間中繰り返す。ただし、U相電圧が他の２つの相電圧より大きい１２０度期間において、相チョッパ回路部２の出力電圧波形がこの１２０度期間のV相正弦波電圧波形となるようにONデューティ比を調整し、相チョッパ回路部３の出力電圧波形がこの１２０度期間のW相正弦波電圧波形となるようにONデューティ比を調整する。当然、U相の相チョッパ回路部１の出力電圧波形も、この期間のU相正弦波電圧の波形となるように相チョッパ回路部１のONデューティ比が調整される。

当然、V相電圧が他の二つの相電圧よりも大きい場合にはV相電圧を出力する相チョッパ回路部２を昇圧動作させ、W相電圧を出力する相チョッパ回路部３とU相電圧を出力する相チョッパ回路部１とを降圧動作させる。同様に、W相電圧が他の二つの相電圧よりも大きい場合にはW相電圧を出力する相チョッパ回路部２を昇圧動作させ、U相電圧を出力する相チョッパ回路部１とV相電圧を出力する相チョッパ回路部２とを降圧動作させる。

このようにすれば、図２に示す上記実施例の線間電圧よりも振幅が大きい線間電圧を発生することができるため、一層良好な動作となる。この動作は、図２において、直流電源５の電圧を１５０Vとみなした場合に対応する。

（変形態様２）
この実施例では、三つの出力平滑コンデンサCを直流電源５を中性点とする星形接続とした。このようにすれば、各出力平滑コンデンサCに直流電源５の電圧が印加されるのを回避することができ、出力平滑コンデンサCの耐電圧を低減することができる。その代わりに、三相交流モータ７の三つの相端子の線間に出力平滑コンデンサCをΔ接続してもよい。この場合にも各出力平滑コンデンサCに直流電源５の電圧が印加されるのを回避することができ、出力平滑コンデンサCの耐電圧を低減することができる。また、チョッパ型インバータ回路からみた負荷の合計リアクタンスを低減することもできる。

（変形態様３）
上記実施例や上記変形態様１では、各相チョッパ回路部１〜３のオン期間ができるだけ重なるようにしたすなわち同期させたが、各相チョッパ回路部１〜３の上アーム素子８のオン期間の重なりをできるだけ減らすようにしてもよい。これは出力平滑コンデンサCの電流バッファ機能を利用できるためである。

（変形態様４）
各チョークコイル４は図３に示すように一体化されたギャップ付きコアの互いに異なる磁路部分に巻装されることが好ましい。このようにすれば、三つのチョークコイル４の小型軽量化が可能となる。

（変形態様５）
上記実施例では、チョッパ型インバータ回路を三相交流インバータとして用いた場合を説明したが、相チョッパ回路部１、２だけを用い、相チョッパ回路部１、２を上記実施例又は上記変形態様１の駆動方法で互いに逆位相で運転することにより単相交流電圧を出力することもできる。

（変形態様６）
上記実施例では、上アーム素子８、下アーム素子６としてＩＧＢＴとフライホイルダイオードとのペアを用いたが、その代わりにＮＭＯＳパワートランジスタなどを用いても良い。

実施例１における昇圧順送電モードのチョッパ型インバータ回路を示す回路図である。 実施例１における降圧順送電モードのチョッパ型インバータ回路を示す回路図である。

符号の説明

Ｃ 出力平滑コンデンサ

Claims (8)

1. チョークコイルと、高電位側主電極端子が前記チョークコイルを通じて直流電源の正極端子に接続され、低電位側主電極端子が前記直流電源の負極端子に接続される下アームのスイッチング素子と、低電位側主電極端子が下アームの高電位側主電極端子に接続され、相出力端としての高電位側主電極端子が直流バイアス交流電圧を出力する上アームのスイッチング素子とをそれぞれ有する複数の相チョッパ回路部と、
   前記各相チョッパ回路部の前記各スイッチング素子をスイッチング制御する制御回路と、
   を有し、
   前記制御回路は、
   前記スイッチング制御により、互いに異なる位相と互いに等しい周波数の交流電圧成分と、互いにほぼ等しい直流電圧成分とを含む前記直流バイアス交流電圧を前記各相チョッパ回路部の前記相出力端から出力させ、その結果として前記各相出力端間からほぼ直流バイアスされない交流電圧を発生させることを特徴とするチョッパ型インバータ回路。
2. 請求項１記載のチョッパ型インバータ回路において、
   前記制御回路は、
   前記各相チョッパ回路部の前記上アーム素子のオン期間をそれぞれ時間的に重ならせることを特徴とするチョッパ型インバータ回路。
3. 請求項１記載のチョッパ型インバータ回路において、
   前記制御回路は、
   前記各相チョッパ回路部のうち電流を出力する１つの前記相チョッパ回路部を昇圧動作させる時、電流を吸い込む他の前記相チョッパ回路部を降圧動作させることを特徴とするチョッパ型インバータ回路。
4. 請求項１記載のチョッパ型インバータ回路において、
   前記各相出力端の間を接続する平滑コンデンサを有することを特徴とするチョッパ型インバータ回路。
5. 請求項１記載のチョッパ型インバータ回路において、
   前記各相出力端と前記直流電源の正極端子とを接続する平滑コンデンサを有することを特徴とするチョッパ型インバータ回路。
6. 請求項１記載のチョッパ型インバータ回路において、
   前記制御回路は、電気角２π／３の位相角差と等しい振幅と等しい周波数とをもつ略正弦波波形の正弦波交流電圧成分と、互いに等しい直流電圧成分とを含む前記直流バイアス交流電圧を３つの前記相チョッパ回路部の前記相出力端から出力させ、その結果として前記各相出力端間に直流バイアスされない略正弦波波形の三相交流電圧を発生させることを特徴とするチョッパ型インバータ回路。
7. 請求項１記載のチョッパ型インバータ回路において、
   前記制御回路は、
   電気角πの位相角差と等しい振幅と等しい周波数とをもつ略正弦波波形の正弦波交流電圧成分と、互いに等しい直流電圧成分とを含む前記直流バイアス交流電圧を２つの前記相チョッパ回路部の前記相出力端から出力させ、その結果として２つの前記相出力端間に直流バイアスされない略正弦波波形の単相交流電圧を発生させることを特徴とするチョッパ型インバータ回路。
8. 請求項１乃至７のいずれか記載のチョッパ型インバータ回路において、
   前記制御回路は、
   前記直流電源から前記各相出力端へ送電する順方向送電モードと、前記各相出力端から前記直流電源へ送電する逆方向送電モードとの両方を有することを特徴とするチョッパ型インバータ回路。

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