JP2002354787A - Ｄｃ−ｄｃコンバータとその制御回路 - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータとその制御回路Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】軽負荷時にも高効率・低リップルで制御し、且
つ負荷変動時の高応答化を実現するＤＣ−ＤＣコンバー
タの提供。 【解決手段】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッ
チング素子と還流用素子との動作を制御する制御回路に
リアクトルを流れる電流を推定する演算回路を備え、該
リアクトル電流の演算値を用いてスイッチング素子と還
流用素子とを制御する。
つ負荷変動時の高応答化を実現するＤＣ−ＤＣコンバー
タの提供。 【解決手段】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッ
チング素子と還流用素子との動作を制御する制御回路に
リアクトルを流れる電流を推定する演算回路を備え、該
リアクトル電流の演算値を用いてスイッチング素子と還
流用素子とを制御する。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、同期整流式のＤＣ
−ＤＣコンバータに関し、特にリアクトル電流値を検出
すること無しにスイッチング素子や還流用素子のＰＷＭ
動作や逆流防止動作を行う降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ
とその制御回路に関する。
−ＤＣコンバータに関し、特にリアクトル電流値を検出
すること無しにスイッチング素子や還流用素子のＰＷＭ
動作や逆流防止動作を行う降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ
とその制御回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】降圧形の同期整流方式のＤＣ−ＤＣコン
バータは、各種の情報機器の電源に適用されており、軽
負荷時の変換効率の改善を図る検討が行われている。特
開平１１−２３５０２２号公報には、リアクトル電流の
逆流を防止するようにした同期整流回路が開示されてい
て、図１１に示すように、スイッチング素子５１，還流
用スイッチング素子５２，ダイオード５３，リアクトル
３，コンデンサ４，リアクトル電流検出回路５０１，コ
ントロール回路５０２で構成され、リアクトル電流検出
回路５０１はリアクトル電流を監視し、逆電流になろう
とした時、コントロール回路５０２に指示して還流用ス
イッチ素子５２を遮断する。なお、リアクトル電流検出
回路５０１は、リアクトルに直列接続した抵抗等で行
う。
バータは、各種の情報機器の電源に適用されており、軽
負荷時の変換効率の改善を図る検討が行われている。特
開平１１−２３５０２２号公報には、リアクトル電流の
逆流を防止するようにした同期整流回路が開示されてい
て、図１１に示すように、スイッチング素子５１，還流
用スイッチング素子５２，ダイオード５３，リアクトル
３，コンデンサ４，リアクトル電流検出回路５０１，コ
ントロール回路５０２で構成され、リアクトル電流検出
回路５０１はリアクトル電流を監視し、逆電流になろう
とした時、コントロール回路５０２に指示して還流用ス
イッチ素子５２を遮断する。なお、リアクトル電流検出
回路５０１は、リアクトルに直列接続した抵抗等で行
う。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】前記従来技術の電源で
は、リアクトル電流を監視して逆電流が生じようとした
時に還流用スイッチング素子５２を遮断して逆流を防止
するので、軽負荷状態の変換効率の低下防止が可能であ
るが、リアクトル３に直列接続した抵抗等の検出回路が
必要である。また、前記従来技術の電源では、リアクト
ル電流の逆流を防止することのみで、リアクトル電流値
を制御しておらず、軽負荷時の出力電圧のリップル低減
ができない。
は、リアクトル電流を監視して逆電流が生じようとした
時に還流用スイッチング素子５２を遮断して逆流を防止
するので、軽負荷状態の変換効率の低下防止が可能であ
るが、リアクトル３に直列接続した抵抗等の検出回路が
必要である。また、前記従来技術の電源では、リアクト
ル電流の逆流を防止することのみで、リアクトル電流値
を制御しておらず、軽負荷時の出力電圧のリップル低減
ができない。
【０００４】本発明は、リアクトル電流や相当値の検出
無しに、ＤＣ−ＤＣコンバータを軽負荷時にも高効率・
低リップルで制御し、且つ負荷変動時の高応答化を実現
するコンバータとその制御回路を提供することを目的と
する。
無しに、ＤＣ−ＤＣコンバータを軽負荷時にも高効率・
低リップルで制御し、且つ負荷変動時の高応答化を実現
するコンバータとその制御回路を提供することを目的と
する。
【０００５】
【課題を解決するための手段】図１は、本発明の第１の
コンバータの構成を示し、主回路はスイッチング素子
１，還流用スイッチング素子２，リアクトル３，コンデ
ンサ４，出力電流検出器５を備えていて、入力直流電圧
を所定値に変換して出力する同期整流方式の降圧形コン
バータである。図１に示す制御回路２００は、出力電圧
と出力電流の検出値からリアクトル電流を演算する演算
回路を備え、リアクトル電流の演算値でコンバータ動作
を制御する。本発明の第１の構成によれば、リアクトル
や還流用スイッチング素子等によるリアクトル電流や相
当値の検出無しに、コンバータのスイッチング素子１と
還流用スイッチング素子２を適切に制御できるので、変
換効率が向上しリップルを小さくできる。
コンバータの構成を示し、主回路はスイッチング素子
１，還流用スイッチング素子２，リアクトル３，コンデ
ンサ４，出力電流検出器５を備えていて、入力直流電圧
を所定値に変換して出力する同期整流方式の降圧形コン
バータである。図１に示す制御回路２００は、出力電圧
と出力電流の検出値からリアクトル電流を演算する演算
回路を備え、リアクトル電流の演算値でコンバータ動作
を制御する。本発明の第１の構成によれば、リアクトル
や還流用スイッチング素子等によるリアクトル電流や相
当値の検出無しに、コンバータのスイッチング素子１と
還流用スイッチング素子２を適切に制御できるので、変
換効率が向上しリップルを小さくできる。
【０００６】図２は、本発明の第２のコンバータの構成
である。図２の制御回路２００ａは、出力電圧と出力電
流の検出値からリアクトル電流とコンデンサ内部電圧を
演算する演算回路を備え、リアクトル電流の演算値と、
コンデンサ内部電圧の演算値とでコンバータ動作を制御
する。また、リアクトル電流の演算値を出力電流との関
係で制御するようにオン幅、コンデンサ内部電圧の演算
値を基準電位との関係で制御するようにオフ幅を設ける
周波数制御を行う。本発明の第２の構成によれば、軽負
荷時にリップルの低下や、効率の向上が実現できる。
である。図２の制御回路２００ａは、出力電圧と出力電
流の検出値からリアクトル電流とコンデンサ内部電圧を
演算する演算回路を備え、リアクトル電流の演算値と、
コンデンサ内部電圧の演算値とでコンバータ動作を制御
する。また、リアクトル電流の演算値を出力電流との関
係で制御するようにオン幅、コンデンサ内部電圧の演算
値を基準電位との関係で制御するようにオフ幅を設ける
周波数制御を行う。本発明の第２の構成によれば、軽負
荷時にリップルの低下や、効率の向上が実現できる。
【０００７】
【発明の実施の形態】以下図面を用いて本願発明の実施
例を詳細に説明する。
例を詳細に説明する。
【０００８】（実施例１）図１に本実施例のコンバータ
の構成を示す。図１において、符号１はスイッチング素
子、２は還流用スイッチング素子、３はリアクトル、４
はコンデンサ、５は出力電流検出器、２００は制御回路
である。主回路は、直流入力端子Ｐ，Ｎ間にスイッチン
グ素子１と還流用スイッチング素子２とが直列に接続さ
れ、このスイッチング素子１と還流用スイッチング素子
２の接続点と直流入力の低電位端子Ｎの間に、リアクト
ル３とコンデンサ４とを直列に接続した、同期整流方式
のコンバータである。制御回路２００は、出力電圧と出
力電流を検出して、スイッチング素子１と還流用スイッ
チング素子２を制御し、入力端子Ｐ，Ｎ間に印加された
直流電圧を所望の直流電圧に変換して、出力端子Ｐ，Ｎ
間に出力する。
の構成を示す。図１において、符号１はスイッチング素
子、２は還流用スイッチング素子、３はリアクトル、４
はコンデンサ、５は出力電流検出器、２００は制御回路
である。主回路は、直流入力端子Ｐ，Ｎ間にスイッチン
グ素子１と還流用スイッチング素子２とが直列に接続さ
れ、このスイッチング素子１と還流用スイッチング素子
２の接続点と直流入力の低電位端子Ｎの間に、リアクト
ル３とコンデンサ４とを直列に接続した、同期整流方式
のコンバータである。制御回路２００は、出力電圧と出
力電流を検出して、スイッチング素子１と還流用スイッ
チング素子２を制御し、入力端子Ｐ，Ｎ間に印加された
直流電圧を所望の直流電圧に変換して、出力端子Ｐ，Ｎ
間に出力する。
【０００９】制御回路２００は、基準電圧２０１，誤差
増幅器（ＥＡと略記する）２０２，電流コンパレータ
（ＣＣと略記する）２０３，リアクトル電流演算回路
（Ｌ電流演算回路と略記する）２０４，発振回路（ＯＳ
Ｃと略記する）２０５，リアクトル電流レベル検出回路
（Ｌ電流レベル検出回路と略記する）２０６，ＯＲ回路
２０７，スイッチング素子１の駆動信号形成回路(信号
１回路と略記する)２０８，遅延回路２０９，還流用ス
イッチング素子２の駆動信号形成回路（信号２回路と略
記する）２１０，スイッチング素子１のドライバ（ドラ
イバ１と略記する）２１１と還流用スイッチング素子２
のドライバ（ドライバ２と略記する）２１２とを備えて
いる。
増幅器（ＥＡと略記する）２０２，電流コンパレータ
（ＣＣと略記する）２０３，リアクトル電流演算回路
（Ｌ電流演算回路と略記する）２０４，発振回路（ＯＳ
Ｃと略記する）２０５，リアクトル電流レベル検出回路
（Ｌ電流レベル検出回路と略記する）２０６，ＯＲ回路
２０７，スイッチング素子１の駆動信号形成回路(信号
１回路と略記する)２０８，遅延回路２０９，還流用ス
イッチング素子２の駆動信号形成回路（信号２回路と略
記する）２１０，スイッチング素子１のドライバ（ドラ
イバ１と略記する）２１１と還流用スイッチング素子２
のドライバ（ドライバ２と略記する）２１２とを備えて
いる。
【００１０】図９に通常負荷時の動作説明図を示す。誤
差増幅器２０２は、検出した出力電圧と基準電圧２０１
を比較し、誤差信号Ｓ２０２を形成し電流コンパレータ
203に印加する。リアクトル電流演算回路２０４は、検
出した出力電圧と出力電流を入力し、リアクトル３の通
流電流を推定する後述の図６に示す演算を行い、リアク
トル電流演算回路信号Ｓ２０４を電流コンパレータ２０
３とリアクトル電流レベル検出回路２０６に印加する。
差増幅器２０２は、検出した出力電圧と基準電圧２０１
を比較し、誤差信号Ｓ２０２を形成し電流コンパレータ
203に印加する。リアクトル電流演算回路２０４は、検
出した出力電圧と出力電流を入力し、リアクトル３の通
流電流を推定する後述の図６に示す演算を行い、リアク
トル電流演算回路信号Ｓ２０４を電流コンパレータ２０
３とリアクトル電流レベル検出回路２０６に印加する。
【００１１】電流コンパレータ２０３は、図９に示すよ
うに誤差信号Ｓ２０２と演算値Ｓ２０４とを比較し、リ
アクトル電流演算回路信号Ｓ２０４が誤差信号Ｓ２０２
より大きくなったｔ３時点でリセット用信号Ｓ２０３を
形成し、ＯＲ回路２０７を介してリセット用信号Ｓ２０
３を信号１回路２０８に出力する。発振回路205は、図
９に示すｔ１時点の信号Ｓ２０５−１，時間ｔｄ遅延し
たｔ２時点のＳ２０５−２と最大導通幅を決めるｔ３ｍ
ａｘの信号Ｓ２０５−３を出力し、それぞれ信号２回路
２１０，信号１回路２０８とＯＲ回路２０７に印加す
る。なお、発振回路２０５は固定周波の発振回路であ
る。
うに誤差信号Ｓ２０２と演算値Ｓ２０４とを比較し、リ
アクトル電流演算回路信号Ｓ２０４が誤差信号Ｓ２０２
より大きくなったｔ３時点でリセット用信号Ｓ２０３を
形成し、ＯＲ回路２０７を介してリセット用信号Ｓ２０
３を信号１回路２０８に出力する。発振回路205は、図
９に示すｔ１時点の信号Ｓ２０５−１，時間ｔｄ遅延し
たｔ２時点のＳ２０５−２と最大導通幅を決めるｔ３ｍ
ａｘの信号Ｓ２０５−３を出力し、それぞれ信号２回路
２１０，信号１回路２０８とＯＲ回路２０７に印加す
る。なお、発振回路２０５は固定周波の発振回路であ
る。
【００１２】信号１回路２０８は、信号Ｓ２０５−２で
オン、ＯＲ回路２０７から印加する信号Ｓ２０３又はＳ
２０５−３でオフする信号Ｓ２０８を形成し、スイッチ
ング素子１のドライバ２１１を介してスイッチング素子
１を駆動する。
オン、ＯＲ回路２０７から印加する信号Ｓ２０３又はＳ
２０５−３でオフする信号Ｓ２０８を形成し、スイッチ
ング素子１のドライバ２１１を介してスイッチング素子
１を駆動する。
【００１３】信号２回路２１０は、図９に示すように信
号Ｓ２０８の立下り時点ｔ３より時間ｔｄ遅延したｔ４
時点の信号でオン、ｔ１より１周期遅延したｔ５時点の
信号Ｓ２０５−１でオフする信号Ｓ２１０を形成し、ス
イッチング素子２のドライバ２１２を介して還流用スイ
ッチング素子２を駆動する。Ｌ電流レベル回路２０６
は、演算値Ｓ２０４のレベルが所定値未満の時、例えば
図９でｔ８ｘ時点に、信号Ｓ２０６を信号２回路２１０
に印加して出力信号Ｓ２１０をオフにする。
号Ｓ２０８の立下り時点ｔ３より時間ｔｄ遅延したｔ４
時点の信号でオン、ｔ１より１周期遅延したｔ５時点の
信号Ｓ２０５−１でオフする信号Ｓ２１０を形成し、ス
イッチング素子２のドライバ２１２を介して還流用スイ
ッチング素子２を駆動する。Ｌ電流レベル回路２０６
は、演算値Ｓ２０４のレベルが所定値未満の時、例えば
図９でｔ８ｘ時点に、信号Ｓ２０６を信号２回路２１０
に印加して出力信号Ｓ２１０をオフにする。
【００１４】制御回路２００を用いた本実施例のコンバ
ータによれば、Ｌ電流演算回路で演算した電流値で出力
電圧制御ができ、安定した直流電力を出力することがで
き、また還流スイッチング素子の逆流防止制御も出来る
ので変換効率を向上できる。
ータによれば、Ｌ電流演算回路で演算した電流値で出力
電圧制御ができ、安定した直流電力を出力することがで
き、また還流スイッチング素子の逆流防止制御も出来る
ので変換効率を向上できる。
【００１５】（実施例２）図２に本実施例のコンバータ
を示す。図２において、図１と同一符号を付けた回路構
成要素は、図１と同様の構成要素であり図１と同様に動
作する。
を示す。図２において、図１と同一符号を付けた回路構
成要素は、図１と同様の構成要素であり図１と同様に動
作する。
【００１６】図２の制御回路２００ａと図１の制御回路
２００との相違は、リアクトル電流演算回路２０４をＬ
電流Ｃ電圧演算回路２０４ａに、発振回路２０５を発振
回路２０５ａ，ＯＲ回路２０７を２０７ａに変更し、新
たに比較回路２２０と電流比較回路２２１とを追加した
点である。本実施例の制御回路２００ａは出力電流が所
定値以上の時は実施例１の制御回路２００と同様に動作
する。
２００との相違は、リアクトル電流演算回路２０４をＬ
電流Ｃ電圧演算回路２０４ａに、発振回路２０５を発振
回路２０５ａ，ＯＲ回路２０７を２０７ａに変更し、新
たに比較回路２２０と電流比較回路２２１とを追加した
点である。本実施例の制御回路２００ａは出力電流が所
定値以上の時は実施例１の制御回路２００と同様に動作
する。
【００１７】Ｌ電流Ｃ電圧演算回路２０４ａは、リアク
トル電流とコンデンサの内部電圧の演算回路で、後述の
図６に示すＬ電流値Ｓ２０４ａ−１とＣ電圧値Ｓ２０４
ａ−２とを出力する。信号Ｓ２０４ａ−１は、電流コン
パレータ２０３，Ｌ電流レベル回路２０６と電流比較回
路２２１に印加し、信号Ｓ２０４ａ−２は比較回路２２
０に印加する。電流比較回路２２１は、図１０に示すよ
うにＬ電流値Ｓ204a−１を入力された出力電流を所定比
率のｎ倍した処理値と比較し、Ｓ２０４ａ−１が処理値
を超えたｔ３ａ時点で信号Ｓ２１１を形成し、ＯＲ回路
２０７ａを介して信号１回路２０８に印加し、信号Ｓ２
０８をオフする。Ｌ電流が所定値より低下する時点ｔ４
２で信号Ｓ２１０をオフして逆流を防止することは、図
９に示したｔ８ｘ時点の動作と同様である。
トル電流とコンデンサの内部電圧の演算回路で、後述の
図６に示すＬ電流値Ｓ２０４ａ−１とＣ電圧値Ｓ２０４
ａ−２とを出力する。信号Ｓ２０４ａ−１は、電流コン
パレータ２０３，Ｌ電流レベル回路２０６と電流比較回
路２２１に印加し、信号Ｓ２０４ａ−２は比較回路２２
０に印加する。電流比較回路２２１は、図１０に示すよ
うにＬ電流値Ｓ204a−１を入力された出力電流を所定比
率のｎ倍した処理値と比較し、Ｓ２０４ａ−１が処理値
を超えたｔ３ａ時点で信号Ｓ２１１を形成し、ＯＲ回路
２０７ａを介して信号１回路２０８に印加し、信号Ｓ２
０８をオフする。Ｌ電流が所定値より低下する時点ｔ４
２で信号Ｓ２１０をオフして逆流を防止することは、図
９に示したｔ８ｘ時点の動作と同様である。
【００１８】比較回路２２０は、信号Ｓ２０４ａ−２と
基準電圧２０１を比較し、基準電圧より低下したｔ４３
時点で信号Ｓ２２０を形成し発振回路２０５ａに印加す
る。発振回路２０５ａは、出力電流と信号Ｓ２２０とを
入力し、出力電流が所定値以下の時に、信号Ｓ２０５−
１を形成するための内部の固定周期のトリガー信号をｔ
４３時点の信号Ｓ２２０に切換え、図１０の周波数を可
変する。
基準電圧２０１を比較し、基準電圧より低下したｔ４３
時点で信号Ｓ２２０を形成し発振回路２０５ａに印加す
る。発振回路２０５ａは、出力電流と信号Ｓ２２０とを
入力し、出力電流が所定値以下の時に、信号Ｓ２０５−
１を形成するための内部の固定周期のトリガー信号をｔ
４３時点の信号Ｓ２２０に切換え、図１０の周波数を可
変する。
【００１９】制御回路２００ａを用いた本実施例によれ
ば、出力電流が所定値以上の時には、実施例１と同様な
出力電圧制御で安定した直流電力を出力し、出力電流が
所定値以下の時には、リアクトル電流の振幅を負荷に応
じた値に制御し、且つ出力電圧を所定値に保つ周波数で
動作するので低リップルで高い応答が得られ、効率が高
いコンバータを実現できる。なお、電流比較回路２２１
の出力電流を処理値とする所定比率ｎを、出力電流に応
じて変えてもよく、さらに低いリップルと速い応答が実
現できる。
ば、出力電流が所定値以上の時には、実施例１と同様な
出力電圧制御で安定した直流電力を出力し、出力電流が
所定値以下の時には、リアクトル電流の振幅を負荷に応
じた値に制御し、且つ出力電圧を所定値に保つ周波数で
動作するので低リップルで高い応答が得られ、効率が高
いコンバータを実現できる。なお、電流比較回路２２１
の出力電流を処理値とする所定比率ｎを、出力電流に応
じて変えてもよく、さらに低いリップルと速い応答が実
現できる。
【００２０】（実施例３）図３に本実施例のコンバータ
を示す。図３において、図２と同一記号を付けた回路構
成要素は、図２と同様の構成要素であり図２と同様に動
作する。図３の制御回路２００ｂと図２の制御回路２０
０ａとは、Ｌ電流Ｃ電圧演算回路２０４ａを２０４ａ
と、リアクトル電流演算回路２０４ｂとに変更した点
と、入力信号を、出力電流から検出器５ａで検出する入
力電流に変更した点と、リアクトル入力電圧（Ｌ入力電
圧と略す）を追加した点とである。
を示す。図３において、図２と同一記号を付けた回路構
成要素は、図２と同様の構成要素であり図２と同様に動
作する。図３の制御回路２００ｂと図２の制御回路２０
０ａとは、Ｌ電流Ｃ電圧演算回路２０４ａを２０４ａ
と、リアクトル電流演算回路２０４ｂとに変更した点
と、入力信号を、出力電流から検出器５ａで検出する入
力電流に変更した点と、リアクトル入力電圧（Ｌ入力電
圧と略す）を追加した点とである。
【００２１】リアクトル電流演算回路２０４ｂは、リア
クトル入力電圧と出力電圧から求めたリアクトル電圧
と、入力電流とから、リアクトル電流（Ｌ電流と略す）
を演算し、信号Ｓ２０４ａ−１を出力する。Ｌ電流演算
値の信号Ｓ２０４ａ−１は、図２の制御回路２００ａと
同様に電流コンパレータ２０３と電流比較回路２２１と
に印加すると共に、出力電流コンデンサ内部電圧演算回
路（出力電流Ｃ電圧演算回路と略す）２０４ｃにも印加
する。２０４ｃは、信号Ｓ２０４ａ−１と出力電圧から
出力電流とコンデンサ電圧とを演算し、信号Ｓ２０４ａ
−２とＳ２０４ｃ−１とを出力する。コンデンサ電圧演
算値の信号Ｓ２０４ａ−２は、制御回路２００ａと同様
に比較回路２２０に印加する。出力電流演算値の信号Ｓ
２０４ｃ−１は、制御回路２００ａと同様に電流比較回
路２２１と発振回路２０５ａに印加する。制御回路２０
０ｂを用いた本実施例は、検出信号と演算回路とが制御
回路２００ａと異なるのみで、実施例２のコンバータと
同様に制御できる。
クトル入力電圧と出力電圧から求めたリアクトル電圧
と、入力電流とから、リアクトル電流（Ｌ電流と略す）
を演算し、信号Ｓ２０４ａ−１を出力する。Ｌ電流演算
値の信号Ｓ２０４ａ−１は、図２の制御回路２００ａと
同様に電流コンパレータ２０３と電流比較回路２２１と
に印加すると共に、出力電流コンデンサ内部電圧演算回
路（出力電流Ｃ電圧演算回路と略す）２０４ｃにも印加
する。２０４ｃは、信号Ｓ２０４ａ−１と出力電圧から
出力電流とコンデンサ電圧とを演算し、信号Ｓ２０４ａ
−２とＳ２０４ｃ−１とを出力する。コンデンサ電圧演
算値の信号Ｓ２０４ａ−２は、制御回路２００ａと同様
に比較回路２２０に印加する。出力電流演算値の信号Ｓ
２０４ｃ−１は、制御回路２００ａと同様に電流比較回
路２２１と発振回路２０５ａに印加する。制御回路２０
０ｂを用いた本実施例は、検出信号と演算回路とが制御
回路２００ａと異なるのみで、実施例２のコンバータと
同様に制御できる。
【００２２】（実施例４）図４に本実施例のコンバータ
を示す。図４において、図２と同一記号を付けた回路構
成要素は、図２と同様の構成要素であり図２と同様に動
作する。図４の制御回路２００ｃと図２の制御回路２０
０ａとの相違は、Ｌ電流レベル検出回路２０６を２０６
ａとし、スイッチング素子１のドライバ２１１を２１１
−１〜２１１−ｎ、還流用スイッチング素子２のドライ
バ２１２を２１２−１〜２１２−ｎと複数設け、さらに
主回路のスイッチング素子１を１−１〜１−ｎ、還流用
スイッチング素子２を２−１〜２−ｎとｎ個設けた点で
ある。
を示す。図４において、図２と同一記号を付けた回路構
成要素は、図２と同様の構成要素であり図２と同様に動
作する。図４の制御回路２００ｃと図２の制御回路２０
０ａとの相違は、Ｌ電流レベル検出回路２０６を２０６
ａとし、スイッチング素子１のドライバ２１１を２１１
−１〜２１１−ｎ、還流用スイッチング素子２のドライ
バ２１２を２１２−１〜２１２−ｎと複数設け、さらに
主回路のスイッチング素子１を１−１〜１−ｎ、還流用
スイッチング素子２を２−１〜２−ｎとｎ個設けた点で
ある。
【００２３】Ｌ電流レベル検出回路２０６ａは、リアク
トル電流レベルを検出し、負荷状態に応じて動作させる
スイッチング素子１−１〜１−ｎ，２−１〜２−ｎを選
択する信号Ｓ２０６−２を形成し、対応する動作ドライ
バ２１１−１〜２１１−ｎ，２１２−１〜２１２−ｎを
選択する。制御回路２００ｃを用いた本実施例のコンバ
ータは、負荷に応じて動作ドライバとスイッチング素子
を増減するので負荷が軽い領域での効率が向上する。
トル電流レベルを検出し、負荷状態に応じて動作させる
スイッチング素子１−１〜１−ｎ，２−１〜２−ｎを選
択する信号Ｓ２０６−２を形成し、対応する動作ドライ
バ２１１−１〜２１１−ｎ，２１２−１〜２１２−ｎを
選択する。制御回路２００ｃを用いた本実施例のコンバ
ータは、負荷に応じて動作ドライバとスイッチング素子
を増減するので負荷が軽い領域での効率が向上する。
【００２４】（実施例５）図５に本実施例のコンバータ
を示す。図５において、図２と同一記号を付けた回路構
成要素は、図２と同様の構成要素であり図２と同様に動
作する。図５の制御回路２００ｄと図２の制御回路２０
０ａとの相違はＬ電流レベル検出回路206を２０６ｂと
し、新たに出力電流レベル検出回路２２２，ＡＮＤ回路
２２３，ＩＮＶ回路２２５とシリーズドロッパドライバ
２２４を設け、主回路にスイッチング素子１ａを設けた
点である。
を示す。図５において、図２と同一記号を付けた回路構
成要素は、図２と同様の構成要素であり図２と同様に動
作する。図５の制御回路２００ｄと図２の制御回路２０
０ａとの相違はＬ電流レベル検出回路206を２０６ｂと
し、新たに出力電流レベル検出回路２２２，ＡＮＤ回路
２２３，ＩＮＶ回路２２５とシリーズドロッパドライバ
２２４を設け、主回路にスイッチング素子１ａを設けた
点である。
【００２５】Ｌ電流レベル検出回路２０６ｂは、リアク
トル電流レベルを検出し、軽負荷時に信号Ｓ２０６−３
を出力する。出力電流レベル検出回路２２２は、出力電
流レベルを検出し、軽負荷時に信号Ｓ２０６−３を出力
する。ＡＮＤ回路２２３は、信号Ｓ２０６−３とＳ２２
２が印加された時、信号Ｓ２２３を出力し、ＩＮＶ回路
２２５とシリーズドロッパドライバ２２４に印加する。
２２５は、信号Ｓ223が印加されると、信号Ｓ２２５を
出力してスイッチング素子１のドライバ２１１，スイッ
チング素子２のドライバ２１２のドライブ動作を停止す
る。
トル電流レベルを検出し、軽負荷時に信号Ｓ２０６−３
を出力する。出力電流レベル検出回路２２２は、出力電
流レベルを検出し、軽負荷時に信号Ｓ２０６−３を出力
する。ＡＮＤ回路２２３は、信号Ｓ２０６−３とＳ２２
２が印加された時、信号Ｓ２２３を出力し、ＩＮＶ回路
２２５とシリーズドロッパドライバ２２４に印加する。
２２５は、信号Ｓ223が印加されると、信号Ｓ２２５を
出力してスイッチング素子１のドライバ２１１，スイッ
チング素子２のドライバ２１２のドライブ動作を停止す
る。
【００２６】シリーズドロッパドライバ２２４は、信号
Ｓ２２３が印加されると、誤差増幅器２０２から印加し
た信号Ｓ２０２を用いてスイッチング素子１ａを駆動
し、シリーズドロッパ動作を行う。制御回路２００ｄを
用いた本実施例のコンバータは、軽負荷時にシリーズド
ロッパ動作を行って、効率を向上できる。
Ｓ２２３が印加されると、誤差増幅器２０２から印加し
た信号Ｓ２０２を用いてスイッチング素子１ａを駆動
し、シリーズドロッパ動作を行う。制御回路２００ｄを
用いた本実施例のコンバータは、軽負荷時にシリーズド
ロッパ動作を行って、効率を向上できる。
【００２７】なお、本実施例にも図４に示した動作ドラ
イバ２１１−１〜２１１−ｎ，212−１〜２１２−ｎ
や、スイッチング素子１−１〜１−ｎ，２−１〜２−ｎ
を併用して、広い負荷範囲で効率向上ができる。また、
出力電流検出器５は、出力端子Ｐ側に限定することな
く、出力端子Ｎ側に設けてもよい。
イバ２１１−１〜２１１−ｎ，212−１〜２１２−ｎ
や、スイッチング素子１−１〜１−ｎ，２−１〜２−ｎ
を併用して、広い負荷範囲で効率向上ができる。また、
出力電流検出器５は、出力端子Ｐ側に限定することな
く、出力端子Ｎ側に設けてもよい。
【００２８】（実施例６）図６に本実施例のリアクトル
電流演算回路の構成を示す。図６において、301,３０３
と３０７は減算器、３０２は係数回路、３０４は積分
器、３０５は補正回路、３０６は平均値化回路である。
リアクトル電流演算回路は、出力電圧Ｖｃと出力電流Ｉ
ｏｕｔを検出し、リアクトルＬ電流とコンデンサ内部電
圧Ｖｃ０を演算する。ここでコンデンサの容量をＣ、抵
抗分をＲｃとする。Ｖｃ０とＶｃとの差を、減算器３０
１で求める。この値は、抵抗分Ｒｃとコンデンサ電流Ｉ
ｃの積となる。３０１の出力値に１／Ｒｃのゲインの係
数回路３０２を介すことにより、Ｉｃを得る。出力電流
ＩｏｕｔとＩｃとの差を、減算器３０３で求め、Ｌ電流
を得ることができる。
電流演算回路の構成を示す。図６において、301,３０３
と３０７は減算器、３０２は係数回路、３０４は積分
器、３０５は補正回路、３０６は平均値化回路である。
リアクトル電流演算回路は、出力電圧Ｖｃと出力電流Ｉ
ｏｕｔを検出し、リアクトルＬ電流とコンデンサ内部電
圧Ｖｃ０を演算する。ここでコンデンサの容量をＣ、抵
抗分をＲｃとする。Ｖｃ０とＶｃとの差を、減算器３０
１で求める。この値は、抵抗分Ｒｃとコンデンサ電流Ｉ
ｃの積となる。３０１の出力値に１／Ｒｃのゲインの係
数回路３０２を介すことにより、Ｉｃを得る。出力電流
ＩｏｕｔとＩｃとの差を、減算器３０３で求め、Ｌ電流
を得ることができる。
【００２９】また、Ｉｃを補正回路３０５を介してから
１／Ｃのゲインの積分器３０４で積分することにより、
コンデンサ内部電圧Ｖｃ０を得ることができる。なお、
減算器３０１，３０３と３０７で扱う信号の極性は、各
信号の極性の指定に依存するもので、信号極性を逆にす
れば異なることは勿論である。補正回路３０５は、Ｉｃ
を平均値化回路３０６で平均値を求め、減算器３０７で
Ｉｃとの差分を求めるもので、コンデンサの充放電電流
の定常値をゼロとすることでＩｃによりＣ電圧の定常値
を補正するものである。リアクトル電流やコンデンサ内
部電圧を直接検出すること無しに、演算で算出し制御に
用いることができる。なお、補正回路３０５のコンデン
サの充放電電流の定常値をゼロに、ＶｃとＶｃ０の差の
定常値がゼロとするように変更することも可能である。
１／Ｃのゲインの積分器３０４で積分することにより、
コンデンサ内部電圧Ｖｃ０を得ることができる。なお、
減算器３０１，３０３と３０７で扱う信号の極性は、各
信号の極性の指定に依存するもので、信号極性を逆にす
れば異なることは勿論である。補正回路３０５は、Ｉｃ
を平均値化回路３０６で平均値を求め、減算器３０７で
Ｉｃとの差分を求めるもので、コンデンサの充放電電流
の定常値をゼロとすることでＩｃによりＣ電圧の定常値
を補正するものである。リアクトル電流やコンデンサ内
部電圧を直接検出すること無しに、演算で算出し制御に
用いることができる。なお、補正回路３０５のコンデン
サの充放電電流の定常値をゼロに、ＶｃとＶｃ０の差の
定常値がゼロとするように変更することも可能である。
【００３０】（実施例７）図７に本実施例のリアクトル
電流演算回路の構成を示す。図７において、311は減算
器、３１２は積分器、３１３はホールド回路、３１４は
加算器で３１５は係数回路である。図７の演算回路は、
図３に示したように、リアクトル電圧ＶＬと電源電流を
検出し、リアクトルＬ電流を演算する。リアクトルの値
をＬ、抵抗分をＲＬとする。減算器３１１は、リアクト
ル電圧ＶＬからリアクトルの抵抗の電圧降下ＶＲＬを引
き、Ｌに印加する電圧を求める。積分器３１２は、図９
に示すｔ２やｔ６時点等からスイッチングの１周期間、
減算器３１１出力を１／Ｌのゲインで積分し、リアクト
ルに流れるリップル電流を求める。
電流演算回路の構成を示す。図７において、311は減算
器、３１２は積分器、３１３はホールド回路、３１４は
加算器で３１５は係数回路である。図７の演算回路は、
図３に示したように、リアクトル電圧ＶＬと電源電流を
検出し、リアクトルＬ電流を演算する。リアクトルの値
をＬ、抵抗分をＲＬとする。減算器３１１は、リアクト
ル電圧ＶＬからリアクトルの抵抗の電圧降下ＶＲＬを引
き、Ｌに印加する電圧を求める。積分器３１２は、図９
に示すｔ２やｔ６時点等からスイッチングの１周期間、
減算器３１１出力を１／Ｌのゲインで積分し、リアクト
ルに流れるリップル電流を求める。
【００３１】ホールド回路３１３は、ｔ２やｔ６時点等
のスイッチング周期開始時点の電源電流値Ｉｔ２を保持
する。加算器３１４は、電源電流値Ｉｔ２にリップル電
流を加算してＬ電流を求める。係数回路３１５は、Ｌ電
流から抵抗の電圧降下ＶＲＬを求め、減算器３１１に印
加する。リアクトル電流を直接検出すること無しに、演
算で算出し制御に用いることができる。
のスイッチング周期開始時点の電源電流値Ｉｔ２を保持
する。加算器３１４は、電源電流値Ｉｔ２にリップル電
流を加算してＬ電流を求める。係数回路３１５は、Ｌ電
流から抵抗の電圧降下ＶＲＬを求め、減算器３１１に印
加する。リアクトル電流を直接検出すること無しに、演
算で算出し制御に用いることができる。
【００３２】（実施例８）図８に本実施例の出力電流コ
ンデンサ電圧演算回路の構成を示す。図８において、３
０１は減算器、３０２は係数回路、３２１は加算器、３
０４は積分器で３０５は補正回路である。図６と同一記
号を付けた回路構成要素は、図６と同様の構成要素であ
り図６と同様に動作する。加算器３２１は、演算で求め
たコンデンサ電流Ｉｃに図７で求めたＬ電流演算値又は
Ｌ電流検出値を加算し、出力電流を求める。コンデンサ
電圧や補正回路等に付いては図６と同様である。出力電
流やコンデンサ内部電圧を直接検出すること無しに、演
算で算出し制御に用いることができる。
ンデンサ電圧演算回路の構成を示す。図８において、３
０１は減算器、３０２は係数回路、３２１は加算器、３
０４は積分器で３０５は補正回路である。図６と同一記
号を付けた回路構成要素は、図６と同様の構成要素であ
り図６と同様に動作する。加算器３２１は、演算で求め
たコンデンサ電流Ｉｃに図７で求めたＬ電流演算値又は
Ｌ電流検出値を加算し、出力電流を求める。コンデンサ
電圧や補正回路等に付いては図６と同様である。出力電
流やコンデンサ内部電圧を直接検出すること無しに、演
算で算出し制御に用いることができる。
【００３３】なお、図１〜図５では、スイッチング素子
と還流用スイッチング素子は制御回路と別の構成であっ
たが、制御回路と一体に構成してもよく、この場合には
更にコンバータを小形，低コストにできる。また、出力
電流検出器を出力端子Ｐ側に設けた実施例を示したが、
Ｎ側に構成してもよい。なお、回路定数の補正等の為に
外部信号を印加して調整しても良く、制御要素の一部を
デジタル構成としても良い。
と還流用スイッチング素子は制御回路と別の構成であっ
たが、制御回路と一体に構成してもよく、この場合には
更にコンバータを小形，低コストにできる。また、出力
電流検出器を出力端子Ｐ側に設けた実施例を示したが、
Ｎ側に構成してもよい。なお、回路定数の補正等の為に
外部信号を印加して調整しても良く、制御要素の一部を
デジタル構成としても良い。
【００３４】
【発明の効果】本発明によれば、リアクトル電流やコン
デンサ内部電圧等を直接検出すること無しに演算で算出
することができ、これらの演算値でスイッチング素子の
オンオフ制御、還流素子の逆流防止制御や負荷に適応し
た電流制御や周波数制御を行う制御回路やコンバータを
実現できるので、コンバータの効率向上，リップル低
下、及び応答の高速化が実現できる。
デンサ内部電圧等を直接検出すること無しに演算で算出
することができ、これらの演算値でスイッチング素子の
オンオフ制御、還流素子の逆流防止制御や負荷に適応し
た電流制御や周波数制御を行う制御回路やコンバータを
実現できるので、コンバータの効率向上，リップル低
下、及び応答の高速化が実現できる。
【図１】実施例１のコンバータの構成図である。
【図２】実施例２のコンバータの構成図である。
【図３】実施例３のコンバータの構成図である。
【図４】実施例４のコンバータの構成図である。
【図５】実施例５のコンバータの構成図である。
【図６】実施例６のリアクトル電流演算回路の構成を示
す図である。
す図である。
【図７】実施例７のリアクトル電流演算回路の構成を示
す図である。
す図である。
【図８】実施例８の出力電流，コンデンサ電圧演算回路
の構成を示す図である。
の構成を示す図である。
【図９】本発明のコンバータの通常負荷時の動作説明図
である。
である。
【図１０】本発明のコンバータの軽負荷時の動作説明図
である。
である。
【図１１】従来技術のコンバータ構成図である。
１，１ａ，１−１，１−ｎ，５１…スイッチング素子、
２，２−１，２−ｎ，５２…還流用スイッチング素子、
３…リアクトル、４…コンデンサ、５，５ａ…出力電流
検出器、５３…ダイオード、２００，２００ａ，２００
ｂ，２００ｃ，２００ｄ…制御回路、２０１…基準電
圧、２０２…誤差増幅器（ＥＡ）、２０３…電流コンパ
レータ（ＣＣ）、２０４，２０４ｂ…リアクトル電流演
算回路（Ｌ電流演算回路）、２０４ａ…Ｌ電流Ｃ電圧演
算回路、２０４ｃ…出力電流コンデンサ内部電圧演算回
路（出力電流Ｃ電圧演算回路）、２０５，２０５ａ…発
振回路（ＯＳＣ）、２０６，２０６ａ，２０６ｂ…リア
クトル電流レベル検出回路（Ｌ電流レベル検出回路）、
２０７，２０７ａ…ＯＲ回路、２０８…スイッチング素
子１の駆動信号形成回路（信号１回路）、２０９…遅延
回路、２１０…還流用スイッチング素子２の駆動信号形
成回路（信号２回路）、２１１，２１１−１，２１１−
ｎ…スイッチング素子１のドライバ（ドライバ１）、２
１２，２１２−１，２１２−ｎ…還流用スイッチング素
子２のドライバ(ドライバ２)、２２０…比較回路、２２
１…電流比較回路、２２２…出力電流レベル検出回路、
２２３…ＡＮＤ回路、２２４…シリーズドロッパドライ
バ、２２５…ＩＮＶ回路、301,３０３，３０７，３１１
…減算器、３０２，３１５…係数回路、３０４，３１２
…積分器、３０５…補正回路、３０６…平均値化回路、
３１３…ホールド回路、３１４，３２１…加算器、５０
１…リアクトル電流検出回路、５０２…コントロール回
路。
２，２−１，２−ｎ，５２…還流用スイッチング素子、
３…リアクトル、４…コンデンサ、５，５ａ…出力電流
検出器、５３…ダイオード、２００，２００ａ，２００
ｂ，２００ｃ，２００ｄ…制御回路、２０１…基準電
圧、２０２…誤差増幅器（ＥＡ）、２０３…電流コンパ
レータ（ＣＣ）、２０４，２０４ｂ…リアクトル電流演
算回路（Ｌ電流演算回路）、２０４ａ…Ｌ電流Ｃ電圧演
算回路、２０４ｃ…出力電流コンデンサ内部電圧演算回
路（出力電流Ｃ電圧演算回路）、２０５，２０５ａ…発
振回路（ＯＳＣ）、２０６，２０６ａ，２０６ｂ…リア
クトル電流レベル検出回路（Ｌ電流レベル検出回路）、
２０７，２０７ａ…ＯＲ回路、２０８…スイッチング素
子１の駆動信号形成回路（信号１回路）、２０９…遅延
回路、２１０…還流用スイッチング素子２の駆動信号形
成回路（信号２回路）、２１１，２１１−１，２１１−
ｎ…スイッチング素子１のドライバ（ドライバ１）、２
１２，２１２−１，２１２−ｎ…還流用スイッチング素
子２のドライバ(ドライバ２)、２２０…比較回路、２２
１…電流比較回路、２２２…出力電流レベル検出回路、
２２３…ＡＮＤ回路、２２４…シリーズドロッパドライ
バ、２２５…ＩＮＶ回路、301,３０３，３０７，３１１
…減算器、３０２，３１５…係数回路、３０４，３１２
…積分器、３０５…補正回路、３０６…平均値化回路、
３１３…ホールド回路、３１４，３２１…加算器、５０
１…リアクトル電流検出回路、５０２…コントロール回
路。
フロントページの続き (72)発明者 尾中 猛 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株 式会社日立製作所日立研究所内 (72)発明者 嵯峨 良平 東京都小平市上水本町五丁目20番１号 株 式会社日立製作所半導体グループ内 (72)発明者 叶田 玲彦 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株 式会社日立製作所日立研究所内 Ｆターム(参考） 5H006 CA02 CB07 DA04 DB01 DC02 5H730 AA14 AS01 AS05 BB13 BB57 BB89 DD04 EE08 EE10 EE13 EE19 FD31 FD58 FG05 FG23
Claims (16)
- 【請求項１】直流入力端子間にスイッチング素子と還流
用素子とが直列に接続され、該スイッチング素子と還流
用素子との接続点と、前記直流入力端子の低電位端子と
の間にリアクトルとコンデンサとを直列に接続し、前記
スイッチング素子と還流用素子とをオンオフ制御して前
記コンデンサの両端子から直流出力を得るＤＣ−ＤＣコ
ンバータにおいて、 ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子と還流用素子
との動作を制御する制御回路に前記リアクトルを流れる
電流を算出する演算回路を備え、該リアクトル電流の演
算値を用いてスイッチング素子と還流用素子とを制御す
ることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータにお
いて、前記制御回路がリアクトル電流を推定する演算回
路に加えて前記コンデンサ電圧を算出する演算回路を備
えていて、前記リアクトル電流の演算値とコンデンサ電
圧の演算値とを用いて前記スイッチング素子と還流用素
子とを制御することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバー
タ。 - 【請求項３】請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータに
おいて、前記制御回路がさらに出力電流を推定する演算
回路を具備していて、リアクトル電流の演算値とコンデ
ンサ電圧の演算値と出力電流の演算値とを用いて前記ス
イッチング素子と還流用素子とを制御することを特徴と
するＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項４】請求項１，請求項２または請求項３の何れ
かに記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記リアク
トル電流の演算値を用いて前記スイッチング素子のＰＷ
Ｍ制御と還流素子の逆流防止制御とを行うことを特徴と
するＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項５】請求項２または請求項３の何れかに記載の
ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、複数のスイッチング素
子と、複数の還流用素子と、該複数のスイッチング素子
を駆動する複数のスイッチング素子駆動回路と、該複数
の還流素子を駆動する複数の還流素子駆動回路とを備
え、前記リアクトル電流の演算値を用いて動作素子の個
数を増減することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項６】請求項３記載のＤＣ−ＤＣコンバータにお
いて、出力電流又は出力電流演算値とリアクトル電流の
演算値の両者が軽負荷状態を検知時にＤＣ−ＤＣコンバ
ータをシリーズドロッパ動作に切換えることを特徴とす
るＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項７】請求項２または請求項３の何れかに記載の
ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、複数のスイッチング素
子と複数の還流用素子とを備え、リアクトル電流の演算
値を用いて動作素子の個数を増減し、出力電流又は出力
電流の演算値と、リアクトル電流の演算値との両者が軽
負荷状態を検知時にＤＣ−ＤＣコンバータをシリーズド
ロッパ動作に切換えることを特徴とするＤＣ−ＤＣコン
バータ。 - 【請求項８】請求項３記載のＤＣ−ＤＣコンバータにお
いて、出力電流又は出力電流演算値が軽負荷状態を検知
時に、リアクトル電流の演算値でオン幅、コンデンサ電
圧の演算値でオフ幅を制御することを特徴とするＤＣ−
ＤＣコンバータ。 - 【請求項９】請求項１または請求項２の何れかに記載の
ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記制御回路のリアク
トル電流演算回路が、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧
と出力電流検出値とコンデンサ定数とからリアクトル電
流を演算することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項１０】請求項３記載のＤＣ−ＤＣコンバータに
おいて、前記制御回路のリアクトル電流演算回路がリア
クトル電圧と入力電流検出値とリアクトル定数からリア
クトル電流を演算することを特徴とするＤＣ−ＤＣコン
バータ。 - 【請求項１１】請求項９記載のＤＣ−ＤＣコンバータに
おいて、前記制御回路のリアクトル電流演算回路が定常
時のコンデンサ電圧の平均値が出力電圧の平均値に一
致、又はコンデンサ電流の平均値をゼロとする補正回路
を備え、出力電圧と出力電流検出値とコンデンサ定数と
から、リアクトル電流とコンデンサ電圧とを演算するこ
とを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項１２】請求項３記載のＤＣ−ＤＣコンバータに
おいて、前記制御回路のコンデンサ電圧と出力電流演算
回路が、出力電圧と出力電流検出値とコンデンサ定数と
から演算したリアクトルの電流演算値と、出力電圧検出
値とコンデンサ定数からコンデンサ電圧と出力電流を演
算することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項１３】請求項１２記載のＤＣ−ＤＣコンバータ
において、コンデンサ電圧と出力電流の演算回路に、定
常時のコンデンサ電圧の平均値が出力電圧の平均値に一
致、又はコンデンサ電流の平均値をゼロとする補正回路
を備えていることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項１４】請求項８記載のＤＣ−ＤＣコンバータに
おいて、前記制御回路は、ＰＷＭのオン幅はリアクトル
電流又は演算値が出力電流又は演算値の所定倍の値に立
ち上がる時点で、オフ幅はコンデンサ電圧又は演算値又
は出力電圧が所定値に立ち下がる時点で制御することを
特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項１５】請求項１４記載のＤＣ−ＤＣコンバータ
において、前記制御回路は、リアクトル電流又は演算値
との比較値は、出力電流又は演算値の値に応じて出力電
流又は演算値に乗ずる所定倍率を変えて制御することを
特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項１６】請求項１４記載のＤＣ−ＤＣコンバータ
において、前記制御回路は、リアクトル電流又は演算値
との比較値を外部信号で切換えることを特徴とするＤＣ
−ＤＣコンバータ。
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