JP2002051540A - 非絶縁型降圧dc−dcコンバータ - Google Patents
非絶縁型降圧dc−dcコンバータInfo
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Abstract
流検出用抵抗素子によって生じる電力損失を低減させ
る。 【解決手段】 入力電流路に直列に接続された電流検出
用抵抗素子Rsで入力電流Ioを電圧変換して検出し、
この電流検出電圧Vsをレベル弁別しながら検出して過
電流保護を行わせるに際し、その弁別しきい値を入力電
源電圧Viの上昇に応じて縮小させる。
Description
源をその電源電圧よりも低い一定電圧に変換して出力す
る非絶縁型降圧DC−DCコンバータに関し、とくに過
電流保護機能を備えたものに適用して有効な技術であ
る。
図4にその構成例を示すように、スイッチング回路S
1、平滑回路3、PWM制御回路4、電流検出用抵抗素
子Rsおよび電圧検出回路50などによって構成され、
入力電源1から供給される入力電流Iiをスイッチング
制御しながら平滑回路3に入力させるとともに、その平
滑回路3の出力電圧Voが所定の目標値となるように上
記スイッチング制御のオン/オフ時間比をフィードバッ
ク制御することにより、入力電源電圧Viよりも低い一
定電圧(Vi)の電源出力を負荷2に供給する。
流(Io)路に直列に介在して出力電流Ioに応じた電
流検出電圧Vs(=Io×Rs)を分圧生成する。電圧
検出回路50は定電圧回路57と電圧比較回路58を用
いて構成され、上記電流検出電圧Vsが所定の基準電圧
Vrを越えたか否かをレベル弁別する。これにより、電
圧検出回路50は出力電流Ioが所定の制限値を越えた
か否かを検出する。この検出出力はPWM制御回路4に
送られる。PWM制御回路4は、その検出出力に基づい
てスイッチング回路S1を常時オフの非動作状態に強制
設定して過電流保護を行う。
降圧DC−DCコンバータでは、出力電流Ioが所定の
制限値を越えたときに過電流保護が行なわれるようにな
っている。その制限値は上記抵抗素子Rsの抵抗値と上
記基準電圧Vrによって設定される。しかし、抵抗素子
Rsには出力電流Ioの2乗に比例する電力損失(いわ
ゆるIR損失)が生じる。この電力損失は、低電圧大電
流を出力する降圧DC−DCコンバータの電圧変換効率
を低下させる大きな阻害要因となる。電力損失を減らす
ためには抵抗素子Rsの抵抗値をできるだけ低くしなけ
ればならないが、低すぎると抵抗値を精度良く設定する
ことが困難になるとともに、電流検出電圧Vsが低くな
って、基準電圧Vrとの比較を安定かつ正確に行わせる
ことができなくなる。電流検出電圧Vsが低すぎるとノ
イズやドリフト等の影響を受けやすくなるからである。
DC−DCコンバータでは、電流検出用抵抗素子Rsに
よる電力損失が大きく、これを低減させようとすると、
過電流保護の精度と安定性が損なわれるという問題があ
った。
されたもので、その目的は、過電流保護の精度と安定性
を確保しつつ、電流検出用抵抗素子によって生じる電力
損失を低減させることができる非絶縁型降圧DC−DC
コンバータを提供することにある。
ための手段として、本発明では次のような手段を提供す
る。すなわち、本発明では、入力電源から供給される入
力電流を直列にスイッチング制御しながら平滑回路に入
力させるとともに、その平滑回路から負荷に供給される
出力電圧が所定の目標値となるように上記スイッチング
制御のオン/オフ時間比をフィードバック制御すること
により、入力電源電圧よりも低い一定電圧の電源出力を
得る非絶縁型降圧DC−DCコンバータおいて、入力電
流路に直列に接続されて入力電流に応じた電流検出電圧
を分圧生成する電流検出用抵抗素子と、上記電流検出電
圧をレベル弁別しながら検出するとともにその弁別しき
い値を入力電源電圧の上昇に応じて縮小させるように構
成された可変電圧検出回路を有し、この可変電圧検出回
路の検出出力に基づいて出力電流を制限する過電流保護
を行わせるようにしたことを特徴とする。
出力電流よりも小さくなる。したがって、電流検出用抵
抗素子は出力電流路よりも入力電流路に直列接続した方
が、その抵抗素子での電力損失(IR損失)を小さくす
ることができる。その抵抗素子の電流検出電圧をレベル
弁別するしきい値を入力電源電圧の上昇に応じて縮小さ
せることで、入力電源電圧の変動による影響を相殺しな
がら出力電流を正確に監視することができる。これによ
り、過電流保護の精度と安定性を確保しつつ、電流検出
用抵抗素子によって生じる電力損失を低減させることが
できる。
素子の入力側端子電圧を一定の基準電圧で減算する第1
のバイアス回路と、上記抵抗素子の出力側端子電圧を入
力電源電圧に応じて変化する可変基準電圧で減算する第
2のバイアス回路と、両バイアス回路の減算出力を相互
比較する電圧比較回路によって構成することができる。
出出力を発生したときに、入力電流のスイッチング制御
を行うスイッチング回路を常時オフの非動作状態に設定
することにより、簡単に行わせることができる。
を添付図面を参照しながら説明する。図1は本発明の技
術が適用された非絶縁型降圧DC−DCコンバータの一
実施形態を示す。同図に示すDC−DCコンバータは、
入力電源1から供給される入力電流Iiを一定のオン/
オフ周期でスイッチング制御するスイッチング回路S
1、スイッチング制御された電流が入力される平滑回路
3、この平滑回路3から負荷2に供給される出力電圧V
oが所定の目標値となるように上記スイッチング制御の
オン/オフ時間比(あるいはデューティ)をフィードバ
ック制御するPWM制御回路4、電流検出用抵抗素子R
sおよび電圧検出回路5などによって構成されている。
タなどの半導体スイッチング素子を用いて構成される。
平滑回路3は、入力電流路に対して直列に挿入されたイ
ンダクタンス素子(チョークコイル)L1と、このイン
ダクタンス素子L1を介して充電される容量素子C1に
よって構成されている。インダクタンス素子L1とスイ
ッチング回路S1の間には、そのインダクタンス素子L
1への通電を遮断したときに過渡的に生じるフライホィ
ール電流を回生させるためのダイオードD1が接続され
ている。
路5は過電流保護を行うためのものであって、入力電流
Ioを検出することによって出力電流Ioを間接的に監
視し、その出力電流Ioが所定の制限値以上になっとた
きにPWM制御回路4を介して上記スイッチング回路S
1を常時オフの非動作状態に強制設定する。電流検出用
抵抗素子Rsは入力電流路に直列に接続されて入力電流
Ioに応じた電流検出電圧Vs(=Is×Rs)を分圧
生成する。電圧検出回路5は、第1のバイアス回路5
1、第2のバイアス回路52、および電圧比較回路53
によって構成される。
〜R15および定電圧回路55により構成され、電流検
出用抵抗素子Rsの入力側端子(入力電源1側の抵抗端
子)と共通基準電位GNDの間に接続されている。この
第1のバイアス回路51では、一定電圧Vt1を生成す
る定電圧回路55と、この定電圧回路55の定電圧端子
間で直列接続された抵抗素子R12,R13,R14と
により、入力電源電圧Viに依存しない一定の固定基準
電圧Vr1を抵抗素子R13とR14の両端に生成す
る。その抵抗素子R13とR14は、電流検出用抵抗素
子Rsの入力側端子と電圧比較回路53の一方の比較入
力(−)の間に直列に介在している。これにより、電流
検出用抵抗素子Rsの入力側端子電圧(Vi)は、入力
電源電圧Viに依存しない固定基準電圧Vr1で減算さ
れて電圧比較回路53に伝達される。
〜R25および定電圧回路56によって構成され、電流
検出用抵抗素子Rsの出力側端子(スイッチング回路S
1側の抵抗端子)と共通基準電位GNDの間に接続され
ている。この第2のバイアス回路52では、一定電圧V
t2を生成する定電圧回路56と、この定電圧回路56
の定電圧端子間で直列接続された抵抗素子R22,R2
4と、この抵抗素子R22,R24の中間接続点(ノー
ド)と共通基準電位GNDの間に接続された抵抗素子R
23とにより、入力電源電圧Voに応じて変化する可変
基準電圧Vr2を抵抗素子R24の両端に生成する。そ
の抵抗素子R24は、電流検出用抵抗素子Rsの出力側
端子と電圧比較回路53の他方の比較入力(+)の間に
直列に介在している。これにより、電流検出用抵抗素子
Rsの出力側端子電圧(Vi−Vs)は、入力電源電圧
Viに応じて変化する可変基準電圧Vr2で減算されて
電圧比較回路53に伝達される。
較入力電圧V1,V2はそれぞれに入力電源電圧Viに
応じて変化するが、その変化の度合は、図2の(A)
(B)(C)にそれぞれ示すように、V1とV2とで互
いに異なる。
力電流Iiが一定のときの入力電源電圧Viに対する上
記比較入力電圧V1,V2の変化状態を示す。
入力電源電圧Viが最大のときでも出力電流Iiが制限
値以下となるような場合は、(A)に示すように、比較
入力電圧V1とV2は入力電源電圧Viに対して互いに
異なる変化率でそれぞれに変化するが、両入力電圧V1
とV2の大小関係(V2>V1)が反転するまでにはい
たらない。この場合、電圧比較回路53の出力は入力電
源電圧Viの全変化範囲で非検出状態となり、したがっ
て、この場合は、入力電源電圧Viが最大になっても過
電流保護は行なわれない。
iが高いときに出力電流Ioが制限値を越えることがあ
る場合は、(B)または(C)に示すように、入力電源
電圧Viがある程度高くなったところで比較入力電圧V
1とV2の大小関係が反転する(V1>V2)。この反
転によって電圧比較回路53の出力が非検出状態から検
出状態に反転し、過電流保護が行なわれるようになる。
出点)は、入力電流Iiが比較的小さい場合は、(B)
に示すように、入力電源電圧Viの高い方にあるが、入
力電流Iiが大きくなると、(C)に示すように、入力
電源電圧Viの低い方に移動する。これにより、入力電
源電圧Viが変動しても、出力電流Iiが常に一定の制
限値以下となるような過電流保護を行わせることができ
る。
C−DCコンバータでは、入力電流路に直列に接続され
た電流検出用抵抗素子Rsで入力電流Ioを電圧変換し
て検出し、この電流検出電圧Vsをレベル弁別しながら
検出して過電流保護を行わせるに際し、図3の(A)に
示すように、その弁別しきい値を入力電源電圧Viの上
昇に応じて縮小させる。これにより、図3の(B)に示
すように、最大出力電力をほぼ一定レベル以下に制限す
るような過電流保護を行わせて、回路素子や負荷2を的
確に保護することができる。この過電流保護は容量素子
C1の短絡などの内部要因によって生じる過電流に対し
ても有効である。
降圧DC−DCコンバータによれば、入力電流路に直列
に接続された電流検出用抵抗素子で入力電流を電圧変換
して検出し、この電流検出電圧をレベル弁別しながら検
出して過電流保護を行わせるに際し、その弁別しきい値
を入力電源電圧の上昇に応じて縮小させることにより、
過電流保護の精度と安定性を確保しつつ、電流検出用抵
抗素子によって生じる電力損失を低減させることができ
る。
ータの一実施態様を示す回路図である。
ータの電流検出動作を示すグラフである。
ータの過電流保護動作を示すグラフ図である。
成例を示す回路図である。
負荷 3 平滑回路 4 PW
M制御回路 5 可変電圧検出回路 50 電
圧検出回路 51 第1のバイアス回路 52 第
2のバイアス回路 53 電圧比較回路 55 定電圧回路(第1のバイアス回路) 56 定電圧回路(第2のバイアス回路) 57 定電圧回路 58 電
圧比較回路 S1 スイッチング回路 C1 容
量素子 L1 インダクタンス素子 D1 ダ
イオード Vi 入力電源電圧 Vo 出
力電圧 Ii 入力電流 Io 出
力電流 Vs 電流検出電圧 Vr 基
準電圧 Vr1 固定基準電圧 Vr2
可変基準電圧 Rs 電流検出用抵抗素子 R11〜R14 抵抗素子(第1のバイアス回路) R21〜R24 抵抗素子(第2のバイアス回路) GND 共通基準電位 V1 比較入力電圧(第1のバイアス回路) V2 比較入力電圧(第2のバイアス回路)
Claims (3)
- 【請求項1】 入力電源から供給される入力電流を直列
にスイッチング制御しながら平滑回路に入力させるとと
もに、その平滑回路から負荷に供給される出力電圧が所
定の目標値となるように上記スイッチング制御のオン/
オフ時間比をフィードバック制御することにより、入力
電源電圧よりも低い一定電圧の電源出力を得る非絶縁型
降圧DC−DCコンバータおいて、入力電流路に直列に
接続されて入力電流に応じた電流検出電圧を分圧生成す
る電流検出用抵抗素子と、上記電流検出電圧をレベル弁
別しながら検出するとともにその弁別しきい値を入力電
源電圧の上昇に応じて縮小させるように構成された可変
電圧検出回路を有し、この可変電圧検出回路の検出出力
に基づいて出力電流を制限する過電流保護を行わせるよ
うにしたことを特徴とする。 - 【請求項2】 請求項1に記載の非絶縁型降圧DC−D
Cコンバータにおいて、前記可変電圧検出回路は、前記
電流検出用抵抗素子の入力側端子電圧を一定の基準電圧
で減算する第1のバイアス回路と、上記抵抗素子の出力
側端子電圧を入力電源電圧に応じて変化する可変基準電
圧で減算する第2のバイアス回路と、両バイアス回路の
減算出力を相互比較する電圧比較回路によって構成され
ていることを特徴とする。 - 【請求項3】 請求項1または2に記載の非絶縁型降圧
DC−DCコンバータにおいて、前記可変電圧検出回路
が検出出力を発生したときに、入力電流のスイッチング
制御を行うスイッチング回路を常時オフの非動作状態に
設定することを特徴とする。
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