JP2012235563A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 リップル制御方式のスイッチング電源装置において、ラインレギュレーションを悪化させることなく、制御回路（ＩＣ）にリップル注入機能を搭載することができるようにする。
【解決手段】 インダクタに電流を流す駆動用スイッチング素子（ＳＷ１）をオン、オフ制御する制御回路（２０）を備えたリップル制御方式のスイッチング電源装置において、前記制御回路は、フィードバック電圧と所定の電圧とを比較する電圧比較回路（２３）と、振幅が一定の疑似リップル電圧を生成する疑似リップル生成回路（２１）を備え、この疑似リップル生成回路により生成された疑似リップル電圧に基づいてフィードバック電圧の伝達経路においてリップル成分を注入するように構成した。
【選択図】 図１

Description

本発明は、直流電圧を変換するスイッチング・レギュレータ方式のＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特にリップル注入機能を備えたスイッチング電源装置に関する。

直流入力電圧を変換して異なる電位の直流電圧を出力する回路としてスイッチング・レギュレータ方式のＤＣ−ＤＣコンバータがある。かかるＤＣ−ＤＣコンバータは、電池などの直流電源から供給される直流電圧をインダクタ（コイル）に印加して電流を流しコイルにエネルギーを蓄積させる駆動用スイッチング素子と、該駆動用スイッチング素子がオフされているエネルギー放出期間にコイルの電流を整流する整流素子と、上記駆動用スイッチング素子をオン、オフ制御する制御回路とを備える。

従来、上記スイッチング・レギュレータ方式のＤＣ−ＤＣコンバータにおける制御方式としては、出力電圧をフィードバックしてスイッチング素子の駆動パルスのパルス幅もしくは周波数を変調制御する電圧制御方式や、電圧制御方式を改良した電流制御方式の他、リップル制御方式がある。このうち電圧制御方式と電流制御方式は、負荷が急に変化したときの応答速度が低いという問題点がある。
一方、リップル制御方式は、出力電圧を監視して、設定したしきい値を下回った（上回った）ことを検出してスイッチング素子のオン／オフを制御するもので、誤差アンプの周波数特性による遅れ等がないため、電圧制御方式や電流制御方式に比べて高い負荷応答速度が得られるという利点がある。

ところで、リップル制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータは、一般に、出力端子に平滑接続されるコンデンサが有する抵抗成分であるＥＳＲ（等価直列抵抗）によって出力電圧に現れる三角波（リップル）を利用し、コンパレータにより出力電圧を監視して出力電圧が所定値よりも低くなったらスイッチング素子を一定時間オンさせることを繰り返すことで、出力電圧が一定になるように制御するものである。

従来は、出力電圧の平滑コンデンサとしてＥＳＲの比較的大きな電界コンデンサが使用されていたため、リップルの不足によりリップル制御が行えなくなるということはなかった。ところが、近年、デジタル家電では、リップルそのものを減らしたいという要求や、外形寸法の削減や信頼性の向上やコスト削減のため、ＥＳＲが小さいセラミック・コンデンサを使いたいというニーズが高まっている。しかし、ＥＳＲが小さいとリップル成分はほとんど発生しないため、リップル制御が行えなくなる。そこで、出力電圧のフィードバック電圧にリップル成分を注入するようにしたスイッチング電源に関する発明が提案されている（特許文献１）。

また、インダクタと並列に接続されインダクタに流れるリップル電流と相似なリップル電圧を生成する積分回路を設け、生成されたリップル電圧を電流に変換してフィードバック電圧と参照電圧とを比較するコンパレータに動作電流として供給したり、コンパレータに入力電圧として供給したりするようにしたスイッチング電源に関する発明が提案されている（特許文献２）。

特許第４６１０５８８号公報 特許第４６１３９８６号公報

しかしながら、スイッチング電源装置においては一般に、出力電圧やそのフィードバック電圧は、過電圧や短絡から保護するために監視されていることが多く、特許文献１のリップル注入回路のように、出力のフィードバック電圧にリップル成分を注入するようにしたのでは、保護回路が誤動作するおそれがある。

また、特許文献２のリップル注入回路のように、インダクタが接続されたノードの電位を積分してリップル電圧を生成する方式にあっては、インダクタが接続されたノードの電位はデューティ比が変化するため、生成されるリップル電圧の振幅がデューティ比によって変化してしまい、それによってラインレギュレーション（入力電圧の変動に対する出力電圧変動の割合）が悪化してしまうおそれがあることが分かった。

本発明は上記のような課題に着目してなされたもので、その目的とするところは、リップル制御方式のスイッチング電源装置において、ラインレギュレーションを悪化させたり保護回路を誤動作させたりすることなく、制御回路（ＩＣ）にリップル注入機能を搭載することができる技術を提供することにある。

本発明は、上記目的を達成するため、
直流電圧が入力される電圧入力端子と負荷が接続される出力端子との間に接続されたインダクタと、
前記インダクタに間歇的に電流を流す駆動用スイッチング素子と、
出力側からのフィードバック電圧に応じた制御パルスを生成して前記駆動用スイッチング素子をオン、オフ制御する制御回路と、
を備え、入力電圧と異なる電位の電圧を出力するスイッチング電源装置であって、
前記制御回路は、
前記フィードバック電圧と所定の電圧とを比較する電圧比較回路と、
所定の振幅を有する疑似リップル電圧を生成する疑似リップル生成回路と、
を備え、前記疑似リップル生成回路により生成された疑似リップル電圧に基づいて前記フィードバック電圧の伝達経路においてリップル成分を注入するように構成した。

上記のような手段によれば、所定の振幅を有する疑似リップル電圧を生成する疑似リップル生成回路を備え、該疑似リップル生成回路により生成された疑似リップル電圧に基づいてフィードバック電圧の伝達経路においてリップル成分を注入するため、生成されるリップル電圧の振幅が制御パルスのデューティ比にかかわらず一定となるようにすることができる。これによって、ラインレギュレーションを悪化させることなく制御回路（ＩＣ）にリップル注入機能を搭載することができるようになる。

ここで、望ましくは、前記疑似リップル生成回路は、
前記制御パルスと同一の周期を有し該制御パルスのデューティ比が変化しても一定のパルス幅を有する固定パルスを生成するパルス生成回路と、
前記パルス生成回路によって生成された前記固定パルスに応じて三角波の波形電圧を生成する波形生成回路と、を備えるように構成する。
かかる構成によれば、波形生成回路によって制御パルスのデューティ比が変化しても一定の振幅を有する三角波の波形電圧を生成することができ、ラインレギュレーションを悪化させることなく制御回路（ＩＣ）にリップル注入機能を搭載することができる。

また、望ましくは、前記波形生成回路は、前記パルス生成回路によって生成された前記固定パルスによってオン、オフ制御されるスイッチング素子と、該スイッチング素子のオン、オフ動作によって定電流源からの電流で充電と放電を繰り返す容量とを備えるように構成する。
これにより、制御パルスのデューティ比が変化しても一定の振幅を有する三角波の波形電圧を生成する回路を、比較的構成の簡単な回路で実現することができる。

さらに、望ましくは、前記電圧比較回路は、２つの差動入力段を有する４入力のコンパレータであり、前記２つの差動入力段のうち一方の差動入力段には、前記フィードバック電圧と所定の電圧が入力され、他方の差動入力段には、前記波形電圧と基準となる電位が入力されるように構成する。
これにより、フィードバック電圧に直接リップル成分を付加する必要がないため、フィードバック電圧が入力される端子に接続された短絡や過電圧の保護回路を制御回路に設けた場合に、保護回路が監視する電圧がリップル成分の付加による影響を受けるのを回避できるので、保護回路が誤動作するのを防止することができる。

また、前記波形生成回路は、前記パルス生成回路によって生成された前記固定パルスを積分する積分回路により構成するようにしてもよい。これにより、制御パルスのデューティ比が変化しても一定の振幅を有する三角波の波形電圧を生成する回路を、比較的構成の簡単な回路で実現することができる。

本発明に従うと、リップル制御方式のスイッチング電源装置において、ラインレギュレーションを悪化させたり保護回路を誤動作させたりすることなく、制御回路（ＩＣ）にリップル注入機能を搭載することができるという効果がある。

本発明を適用したスイッチング・レギュレータ方式のＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す回路構成図である。 図１の実施形態の擬似リップル生成回路における各部の電圧の変化を示すタイミングチャートである。 擬似リップル生成回路の第２の実施例を示す回路図である。 第２の実施例の擬似リップル生成回路における各部の電圧の変化を示すタイミングチャートである。 図１の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータにおけるコンパレータの具体例を示す回路図である。 コンパレータの他の具体例を示す回路図である。 疑似リップル生成回路を備えた図１の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータのより具体的な応用例を示す回路構成図である。 リップル注入回路を備えた従来のスイッチング電源装置における駆動パルスのデューティ比が変化した場合の注入されるリップル成分の変化を示すタイミングチャートである。

以下、本発明の好適な実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明を適用したスイッチング・レギュレータ方式のＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す。
この実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータは、インダクタとしてのコイルＬ１、直流入力電圧Ｖｉｎが印加される電圧入力端子ＩＮと上記コイルＬ１の一方の端子との間に接続されコイルＬ１に向かって駆動電流を流し込むハイ側の駆動用スイッチング素子ＳＷ１、コイルＬ１の一方の端子と接地点の間に接続されたロウ側の整流用スイッチング素子ＳＷ２を備える。駆動用スイッチング素子ＳＷ１および整流用スイッチング素子ＳＷ２は、例えばＭＯＳＦＥＴ（絶縁ゲート型電界効果トランジスタ）から構成することができる。

また、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータは、上記駆動用スイッチング素子ＳＷ１および整流用スイッチング素子ＳＷ２をオン、オフ駆動するスイッチング制御回路２０、上記コイルＬ１の他方の端子（出力端子ＯＵＴ）と接地点との間に接続された平滑用コンデンサＣ１を備える。
ここで、特に限定されるものではないが、ＤＣ−ＤＣコンバータを構成する回路および素子のうち、スイッチング制御回路２０は半導体チップ上に形成して半導体集積回路（電源制御用ＩＣ）として構成し、コイルＬ１とコンデンサＣ１は、このＩＣに設けられている外部端子に、外付け素子として接続するように構成することができる。なお、駆動用スイッチング素子ＳＷ１および整流用スイッチング素子ＳＷ２は、外付け素子でもよいし、オンチップの素子としてスイッチング制御回路２０内に設けてもよい。本実施形態は、コンデンサＣ１として、ＥＳＲが小さいセラミック・コンデンサなどを使用する場合に適用すると有効である。

この実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、駆動用スイッチング素子ＳＷ１と整流用スイッチング素子ＳＷ２を相補的にオン、オフさせるような駆動パルスＧＰ１，ＧＰ２がスイッチング制御回路２０により生成されるようになっており、スイッチング制御回路２０には、駆動パルスＧＰ１を受けて駆動パルスＧＰ１のデューティにかかわらず所定の疑似リップル電圧Ｖrippleを生成する疑似リップル生成回路２１が設けられている。

第１の実施例では、疑似リップル生成回路２１は、駆動パルスＧＰ１を受けて一定のパルス幅を有する固定パルスを生成するワンショットパルス生成回路２１Ａと、該回路により生成された固定パルスを積分する抵抗と容量とからなるフィルタ回路２１Ｂとによって構成されている。ワンショットパルス生成回路２１Ａは、例えば、入力信号を所定のパルス幅分だけ遅延する遅延回路と、該遅延回路で遅延した信号と入力信号とを入力とするイクスクルーシブＯＲゲートあるいはＲＳフリップフロップなどにより構成することができる。なお、該フィルタ回路２１Ｂは、入力されたパルスを積分する積分回路と言い換えることができる。

また、本実施形態におけるスイッチング制御回路２０は、出力電圧Ｖoutを直列抵抗Ｒfb1，Ｒfb2で分圧したフィードバック電圧Ｖfbと所定の参照電圧Ｖrefとを入力とするコンパレータ２３と、該コンパレータ２３の出力に基づいて駆動用スイッチング素子ＳＷ１と整流用スイッチング素子ＳＷ２をオン、オフさせる制御パルスを生成する制御パルス生成回路などを備えた制御ロジック２６と、該制御ロジック２６の出力を受けて駆動用スイッチング素子ＳＷ１と整流用スイッチング素子ＳＷ２をオン、オフさせる駆動パルスＧＰ１，ＧＰ２を生成し出力するドライバ回路２５ａ，２５ｂを備える。

そして、本実施形態においては、上記コンパレータ２３が、２つの差動入力段を有する４入力のコンパレータにより構成されており、上記疑似リップル生成回路２１により生成された差動の疑似リップル電圧Ｖrippleがコンパレータ２３に入力されている。制御ロジック２６は、リップル制御方式のコンバータで使用されている一般的なアダプティブ・オンタイマ、もしくは固定オン時間タイマや最小オフ時間タイマやフリップフロップなどで構成されており、コンパレータ２３の出力に応じて駆動用スイッチング素子ＳＷ１と整流用スイッチング素子ＳＷ２を相補的にオン、オフさせるような駆動パルスＧＰ１，ＧＰ２が生成することができる。

この実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、制御ロジック２６によって生成された制御パルスに基づいて駆動パルスＧＰ１，ＧＰ２が生成され、該パルスによって駆動用スイッチング素子ＳＷ１と整流用スイッチング素子ＳＷ２を相補的にオン、オフ駆動され、定常状態では、駆動用スイッチング素子ＳＷ１がオンされるとコイルＬ１に直流入力電圧Ｖｉｎが印加されて出力端子ＯＵＴへ向かう電流が流されて平滑用コンデンサＣ１が充電される。

また、駆動用スイッチング素子ＳＷ１がオフされると代わって整流用スイッチング素子ＳＷ２がオンされ、このオンされた整流用スイッチング素子ＳＷ２を通してコイルＬ１に電流が流される。そして、駆動用スイッチング素子ＳＷ１の制御端子（ゲート端子）に入力される駆動パルスＧＰ１のパルス幅（デューティ）または周波数を、擬似リップル生成回路２１により生成された疑似リップル電圧に応じて制御することで、直流入力電圧Ｖｉｎを降圧した所定電位の直流出力電圧Ｖoutが発生される。

次に、本実施形態の擬似リップル生成回路２１について詳しく説明する。
第１の実施例における擬似リップル生成回路２１を構成するフィルタ回路２１Ｂは、図１に示されているように、抵抗Ｒ１１および容量Ｃ１１からなるローパスフィルタＦＬＴ１の後段に、抵抗Ｒ１２および容量Ｃ１２からなるローパスフィルタＦＬＴ２を接続した構成を有し、ローパスフィルタＦＬＴ１とＦＬＴ２を通した信号が、差動入力信号としてコンパレータ２３に入力されている。
上記ワンショットパルス生成回路２１Ａの入力は、駆動パルスＧＰ１に限定されず、インダクタＬ１が接続されるノードＮ１の電圧ＶＬでもよいし、ドライバ２５ａ，２５ｂの入力信号あるいはその前段の制御ロジック２６の入力信号であってもよい。

前述した特許文献２のリップル注入回路のように、インダクタが接続されたノードの電位を積分してリップル電圧を生成する方式にあっては、インダクタが接続されたノードの電位は入力電圧が変化するとデューティ比が変化するため、図８（ａ），（ｂ），（ｃ）に示すように、生成されるリップル電圧Ｖrippleの振幅が駆動パルスＧＰ１のデューティ比によって変化してしまう。
これに対し、本実施例のように、擬似リップル生成回路２１が、ワンショットパルス生成回路２１Ａとその出力パルスＯＳＰを積分するフィルタ回路２１Ｂとによって構成されていると、駆動パルスＧＰ１のデューティ比が変化しても、図２（ａ），（ｂ），（ｃ）に示すように、生成される疑似リップル電圧Ｖrippleの振幅がデューティ比にかかわらずほぼ同一になる。それによって、ラインレギュレーションが悪化するのを回避することができる。

図３には、本実施形態における擬似リップル生成回路２１の第２の実施例を示す。第２の実施例の擬似リップル生成回路２１は、図３に示されているように、ワンショットパルス生成回路２１Ａと、その出力パルスＯＳＰによってランプ波形（鋸波）の電圧Ｖrampを生成する波形生成回路２１Ｃとによって構成したものである。
波形生成回路２１Ｃは、例えば抵抗Ｒ３と直列に接続された容量Ｃ３と、該容量Ｃ３と並列に接続され上記ワンショットパルス生成回路２１Ａの出力パルスＯＳＰによってオン、オフされるディスチャージ用のスイッチＳ３とから構成されている。この回路は、スイッチＳ３がオフされている期間は抵抗Ｒ３を通して容量Ｃ３が充電され、Ｓ３がワンショットパルス生成回路２１Ａの出力パルスによってオンされると容量Ｃ３の電荷が放電される。これを繰り返すことで、鋸波状の波形電圧（広義の三角波）Ｖrampを生成する。抵抗Ｒ３は定電流源に置き換えてもよい。

第２の実施例の擬似リップル生成回路２１においては、図４（ａ），（ｂ），（ｃ）に示すように、ワンショットパルス生成回路２１Ａから出力されるワンショットパルスＯＳＰの周期はスイッチング周期（駆動パルスＧＰ１の周期）と一致しているとともに、波形生成回路２１Ｃから出力される電圧Ｖrampは、ワンショットパルスＯＳＰのロウレベルの期間だけ徐々に高くなるランプ波形（鋸波）となる。そのため、駆動パルスＧＰ１のデューティ比が変化しても、ＯＳＰのパルス幅は同じであるため、生成される疑似リップル電圧としてのランプ波形電圧Ｖrampの振幅はデューティ比にかかわらず一定となり、ラインレギュレーションが悪化するのを回避することができる。

また、図１に示す第１の実施例の場合、ラインレギュレーションは改善されるが、負荷変動時の応答性に問題がある。すなわち、リップル制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、入力電圧が変化しなければスイッチング素子のオン時間は固定され、スイッチング周波数によって出力電圧Ｖoutが一定になるように制御される。そして、負荷が変化した場合、スイッチング周波数が変化し、駆動パルスのデューティ比が変化するが、図１のフィルタ回路２１Ｂで生成されコンパレータ２３に供給される疑似リップル電圧Ｖrippleは、フィルタの１段目と２段目の間に位相遅れが生じるため、負荷過渡応答特性が悪くなってしまう。

リップル制御方式のコンバータにおいてリップル成分が必要なのは、コイルＬ１に電流を流す駆動用スイッチング素子ＳＷ１をオンさせるタイミングをコンパレータ２３で検出するためであり、必ずしも疑似リップル電圧Ｖrippleの波形が狭義の三角波である必要はない。したがって、図３に示す第２の実施例の擬似リップル生成回路２１のようなランプ波形（鋸波）Ｖrampを生成する波形生成回路２１Ｃを使用した場合には、位相遅れの問題は生じないので、負荷過渡応答特性が悪化するのを回避することができる。

図５には、前記実施形態におけるスイッチング制御回路２０を構成する４入力のコンパレータ２３の具体的な回路例が示されている。
この実施例のコンパレータ２３は、ソース共通接続されたＭＯＳトランジスタＭｎ１，Ｍｎ２を有する第１の差動入力段２３ａと、ソース共通接続されたＭＯＳトランジスタＭｎ３，Ｍｎ４を有する第２の差動入力段２３ｂと、これらの差動入力段に共通のアクティブ負荷トランジスタＭｐ１，Ｍｐ２およびＭｐ１で電流−電圧変換された電圧でオン、オフ制御される直列接続のトランジスタＭｐ３，Ｍｎ５からなる出力段を有する電流−電圧変換部２３ｃとから構成されている。そして、上記第１の差動入力段２３ａのＭＯＳトランジスタＭｎ１，Ｍｎ２のゲート端子に、参照電圧Ｖrefと出力側からのフィードバック電圧Ｖfbが入力される。

また、第２の差動入力段２３ｂのＭＯＳトランジスタＭｎ３，Ｍｎ４のゲート端子には、擬似リップル生成回路２１を構成するフィルタ回路２１Ｂの１段目と２段目のローパスフィルタＦＬＴ１とＦＬＴ２を通過した差動の信号、または波形生成回路２１Ｃで生成されたランプ波形電圧Ｖrampと接地電位が入力される。
ここで、本実施形態のコンパレータ２３により、出力側からのフィードバック電圧Ｖfbにリップル成分を付加したのと同等な結果が得られる理由について、式を用いて説明する。

先ず、図５のコンパレータにおける差動入力段２３ａ，２３ｂの部分を電圧−電流変換回路とみなし、変換された差動電流を受ける負荷（Ｍｐ１，Ｍｐ２）から出力までを電流−電圧変換回路と考える。
すると、電流-電圧変換回路では、入力される差動電流ΔＩ＝Ｉｐ−Ｉｎが正であれば出力はハイレベルに、また負であれば出力はロウレベルになる。一方、差動入力部の電圧−電流変換回路では、第１の差動入力段２３ａのゲインをＧｍ１、第２の差動入力段２３ｂのゲインをＧｍ２とすると、出力電流ΔＩは次式（１）のように表わされる。

上記式（１）において、Ｖin,p1に参照電圧Ｖrefを代入、Ｖin,n1に出力のフィードバック電圧Ｖfbを代入、さらに、Ｖin,n2−Ｖin,p2に差動の疑似リップル電圧Ｖrippleを代入すると、電圧−電流変換部の出力電流ΔＩの大きさは、次式（２）のように表わすことができる。

ここで、コンパレータ２３の出力Ｖoutがハイ／ロウに切り替わる（コンパレータが反応する）のは、差動入力部の出力電流ΔＩの正負が変わるとき、つまり、式（２）の結果が正となるか負となるかでＶoutのレベルが決まる。式（２）より、式（２）の計算を行うことは、フィードバック電圧Ｖfbに、（Ｇm2／Ｇm1）倍された疑似リップル電圧Ｖrippleを加算した電圧と、参照電圧Ｖrefとを比較することと等価であることが分かる。

また、式（２）より、式内の（Ｇm2／Ｇm1）の値が１以下となるように、コンパレータ２３を構成する素子の定数を設定することによって、疑似リップル電圧Ｖrippleを大きくしても同じ結果となることが分かる。そして、疑似リップル電圧Ｖrippleを大きくできれば、疑似リップル電圧Ｖrippleに対するノイズ量が相対的に減少されるためＳ／Ｎ比を向上できるという利点がある。
なお、電流-電圧変換回路の部分の構成は実施例のものに限定されるものではなく、例えば図６に示すように、フォールデッドカスコード段により構成してもよい。また、差動入力段もＮＭＯＳトランジスタではなく、ＰＭＯＳトランジスタでも構成してもよい。

次に、本実施形態のリップル注入回路２１を使用したスイッチング制御回路２０のより具体的な応用例を、図７を用いて説明する。
図７のスイッチング制御回路２０は、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖoutをフィードフォワードして駆動用スイッチング素子ＳＷ１のオン時間を規定するタイマの時間を決定するアダプティブ・オンタイマ２２を設け、該タイマ２２の出力をＲＳフリップフロップ２４のリセット端子に入力するとともに、セット端子に前記コンパレータ２３の出力を入力し、フリップフロップ２４の出力Ｑ，／Ｑをドライバ回路２５ａ，２５ｂに供給して駆動用スイッチング素子ＳＷ１と整流用スイッチング素子ＳＷ２をオン、オフさせる駆動パルスＧＰ１，ＧＰ２を生成し出力するようにしたものである。アダプティブ・オンタイマ２２とＲＳフリップフロップ２４とによって図１の制御ロジック２６が構成される。

この実施例のアダプティブ・オンタイマ２２は、例えば定電流源ＣＳ１および該定電流源ＣＳ１と直列に接続された容量Ｃ２と、該容量Ｃ２と並列に接続され例えば上記フリップフロップ２４の出力／Ｑによってオン、オフされるディスチャージ用のスイッチＳ２と、定電流源ＣＳ１と容量Ｃ２との接続ノードＮ２の電位が非反転入力端子に入力され、出力電圧Ｖoutが反転入力端子に入力されたコンパレータＣＭＰなどから構成されている。そして、定電流源ＣＳ１は、入力電圧Ｖｉｎに比例した電流Ｉｃ（∝Ｖｉｎ）を流すように構成されている。

ここで、図７のような構成のスイッチング制御回路２０を有するＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する。なお、理解を容易にするため、ここでは、入力電圧Ｖｉｎが一定で負荷が変化する場合と、負荷が一定で入力電圧Ｖｉｎが変化する場合とに分けて説明するが、実際にはこれらの変化が同時に起こる場合もあり、その場合には、以下に説明する動作が同時に進行することとなる。

まず、入力電圧Ｖｉｎが一定で負荷が重い状態から軽い状態に変化する場合を考える。この場合、入力電圧Ｖｉｎが一定であるので、アダプティブ・オンタイマ２２の定電流源ＣＳ１の電流Ｉｃが一定である。そのため、アダプティブ・オンタイマ２２の内部ノードＮ２の電位が出力電圧Ｖoutに達するまでの時間はほとんど変わらない。そして、ノードＮ２の電位が出力電圧Ｖoutに達した時点で駆動用スイッチング素子ＳＷ１がオフされ、負荷が軽いため出力電圧Ｖoutはゆっくりと下がることとなる。そのため、駆動パルスＧＰ１がハイレベルに変化して駆動用スイッチング素子ＳＷ１がオンされるタイミングが遅くなる。

つまり、負荷が軽くなった場合には、駆動パルスＧＰ１の周期が長くなる。また、駆動パルスＧＰ１の周期が長くなると、デューティ比が小さくなって駆動用スイッチング素子ＳＷ１を通してコイルＬ１に流される電流が減少することなる。そして、その後、負荷が安定すると駆動パルスＧＰ１のデューティ比および周波数が一定に保持される。リップル制御方式では、電圧制御方式や電流制御方式で使用している誤差アンプを用いていないため、上記のような応答が素早く行われる。

一方、入力電圧Ｖｉｎが一定で負荷が軽い状態から重い状態に変化する場合は、上記とは逆に出力電圧Ｖoutが比較的速く下がるようになるため、駆動パルスＧＰ１がハイレベルに変化して駆動用スイッチング素子ＳＷ１がオンされるタイミングが早くなる。つまり、負荷が重くなった場合には、駆動パルスＧＰ１の周期が短くなる。また、駆動パルスＧＰ１の周期が短くなると、デューティ比が大きくなって駆動用スイッチング素子ＳＷ１を通してコイルＬ１に流される電流が増加することなる。そして、その後、負荷が安定すると周波数が一定に保持される。

次に、負荷が一定で入力電圧Ｖｉｎが低い場合と高い場合におけるアダプティブ・オンタイマ２２の動作について説明する。
Ｖｉｎが低い場合、駆動用スイッチング素子ＳＷ１がオンされている期間に入力端子ＩＮからコイルＬ１に流れ込む電流が少なく、出力電圧の上昇速度は遅くなる。しかし、入力電圧Ｖｉｎが低いと、アダプティブ・オンタイマ２２の定電流源ＣＳ１の電流Ｉｃが少ないため、タイマ回路内部のノードＮ２の電位がＶoutに到達するまでの時間が長くなり、フリップフロップ２４の出力がロウレベルに立ち下がるタイミングが後ろにずれる。その結果、駆動用スイッチング素子ＳＷ１がオンされている時間が長いことになる。

また、入力電圧Ｖｉｎが高い場合には、入力端子ＩＮからコイルＬ１により多くの電流が流れ、出力電圧の上昇速度は速くなる。しかし、アダプティブ・オンタイマ２２の定電流源ＣＳ１の電流Ｉｃが多くなるため、タイマ回路内部のノードＮ２の電位がＶoutに到達するまでの時間が短くなり、フリップフロップ２４の出力がロウレベルに立ち下がるタイミングが前にずれる。つまり、駆動用スイッチング素子ＳＷ１がオンされている時間が短いことになる。

従って、アダプティブ・オンタイマ２２においては、電流と時間の積が入力電圧Ｖｉｎの大小にかわらずほぼ一定となるように制御される。一方、負荷が変化しなければ、コンパレータ２３の出力が変化するタイミングつまり駆動用スイッチング素子ＳＷ１がオンされるタイミングは変化しない。その結果、負荷が一定で入力電圧Ｖｉｎが変わると、駆動用スイッチング素子ＳＷ１の駆動パルスのデューティ比が変化してスイッチング周波数は一定に維持されることとなる。

以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施形態に限定されるものではない。例えば、第２の実施例（図３）の擬似リップル生成回路２１を構成する波形生成回路２１Ｃは、抵抗Ｒ３と直列に接続された容量Ｃ３と、該容量Ｃ３と並列に接続されたスイッチＳ３とを備えランプ波形電圧（広義の三角波）を生成するように構成されているが、図３の抵抗Ｒ３と直列に第２のスイッチを設けるとともに、抵抗Ｒ３と直列に第２の抵抗もしくは定電流源を設け、２つのスイッチを相補的にオン、オフさせて狭義の三角波を生成するように構成してもよい。

また、前記実施形態では、コイルＬ１の始端と接地点との間に接続されるロウ側の整流用素子としてＭＯＳトランジスタなどからなる整流用スイッチング素子ＳＷ２を使用しているが、整流用スイッチング素子ＳＷ２の代わりにダイオードを使用するＤＣ−ＤＣコンバータも可能であり、その場合にも本発明を適用することができる。

２０ スイッチング制御回路
２１ 疑似リップル生成回路
２２ アダプティブ・オンタイム回路
２３ コンパレータ（電圧比較回路）
２４ ＲＳフリップフロップ（制御パルス生成回路）
２５ａ，２５ｂ ドライバ回路
２６ 制御ロジック
Ｌ１ コイル（インダクタ）
Ｃ１ 平滑用コンデンサ
ＳＷ１ 駆動用スイッチング素子
ＳＷ２ 整流用スイッチング素子

Claims (5)

1. 直流電圧が入力される電圧入力端子と負荷が接続される出力端子との間に接続されたインダクタと、
   前記インダクタに間歇的に電流を流す駆動用スイッチング素子と、
   出力側からのフィードバック電圧に応じた制御パルスを生成して前記駆動用スイッチング素子をオン、オフ制御する制御回路と、
   を備え、入力電圧と異なる電位の電圧を出力するスイッチング電源装置であって、
   前記制御回路は、
   前記フィードバック電圧と所定の電圧とを比較する電圧比較回路と、
   所定の振幅を有する疑似リップル電圧を生成する疑似リップル生成回路と、
   を備え、前記疑似リップル生成回路により生成された疑似リップル電圧に基づいて前記フィードバック電圧の伝達経路においてリップル成分を注入するように構成されていることを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記疑似リップル生成回路は、
   前記制御パルスと同一の周期を有し該制御パルスのデューティ比が変化しても一定のパルス幅を有する固定パルスを生成するパルス生成回路と、
   前記パルス生成回路によって生成された前記固定パルスに応じて三角波の波形電圧を生成する波形生成回路と、
   を備えることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 前記波形生成回路は、
   前記パルス生成回路によって生成された前記固定パルスによってオン、オフ制御されるスイッチング素子と、
   該スイッチング素子のオン、オフ動作によって定電流源からの電流で充電と放電を繰り返す容量と、
   を備えて構成されていることを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源装置。
4. 前記電圧比較回路は、２つの差動入力段を有する４入力のコンパレータであり、
   前記２つの差動入力段のうち一方の差動入力段には、前記フィードバック電圧と所定の電圧が入力され、他方の差動入力段には、前記波形電圧と基準となる電位が入力されるように構成されていることを特徴とする請求項２または３に記載のスイッチング電源装置。
5. 前記波形生成回路は、前記パルス生成回路によって生成された前記固定パルスを積分する積分回路により構成されていることを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源装置。

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